Содержание к диссертации
Введение
1. Обзор литературы 22
2. Синтез импедансной плоскости 30
2.1. Постановка задачи 30
2.2. Синтез изотропной импедансной плоскости 31
2.3. Синтез анизотропной импедансной плоскости 50
2.4. Синтез квазистационарной изотропной импедансной плоскости 63
2.5. Выводы 83
3. Характеристики излучения антенн с импедансным фланцем
3.1. Постановка задачи 87
3.2. Интегральные уравнения 88
3.3. Вспомогательные поля во внутренних областях волноводов 94
3.4. Диаграмма направленности антенн 97
3.5. Коэффициент стоячей волны 98
3.6. Коэффициент связи между антеннами 99
3.7. Анализ характеристик антенн с изотропными импедансными структурами 101
3.8. Характеристики излучения волноводных антенн анизотропным импедансным фланцем 115
3.9. Выводы 121
4. Синтез многолучевой зеркальной антенны импедансным рефлектором 124
4.1. Постановка задачи 124
4.2. Общее решение задачи синтеза, многолучевой антенны с импедансным рефлектором произвольной формы 127
4.3. Синтез многолучевых антенн с плоским импедансным рефлектором 133
4.4. Выводы 141
5. Характеристики излучения и рассеяния объектов и антенн над импеданснои плоскостью 143
5.1. Постановка задачи 143
5.2. Рассеяние плоской волны круговым цилиндром над импедансной плоскостью. Строгое решение задачи
5.3. Рассеяние плоской волны двумерной моделью объекта над импедансной плоскостью 158
5.4. Рассеяние плоской волны двумерной моделью объекта над неоднородной импедансной плоскостью 168
5.5. Влияние подстилающей поверхности на характеристики зеркальной антенны 174
5.6. Выводы 186
Заключение 189
Литература 193
- Синтез квазистационарной изотропной импедансной плоскости
- Характеристики излучения волноводных антенн анизотропным импедансным фланцем
- Общее решение задачи синтеза, многолучевой антенны с импедансным рефлектором произвольной формы
- Рассеяние плоской волны двумерной моделью объекта над неоднородной импедансной плоскостью
Введение к работе
Развитие современных систем радиолокации, радионавигации и связи предъявляет все более и более жесткие требования к антенно-фидерным устройствам. Антенные системы (АС) определяют основные характеристики [1]-[3] радиоэлектронных комплексов (РЭК). Решаемые АС задачи при жестких ограничениях на размеры и вес все более усложняются. Разработка и проектирование этих устройств представляют собой трудную задачу, как в теоретическом, так и в экспериментальном планах. Оптимизация антенно-фидерных устройств и более полное использование их потенциальных возможностей обеспечат новый шаг на пути развития радиоэлектроники [3].
Значительное влияние на развитие антенной техники оказало создание технологии снижения заметности воздушных целей, выполняемой по программе «Стеле» для летательных объектов (В-2, истребители ATF и F-117А) и продолженной практически на все новые объекты как воздушной, так и наземной [4-7] военной техники. Это привело к новому витку интенсивного развития высокоэффективных РЛС, в том числе новейших РЛС дальнего обнаружение типа AWACS [8]—[12]. Имеются данные [13] о возможности об-наружения малозаметных целей таких как голубь (ЭПР 0,008 м ), воробей (0,0016 MZ) и пчела (0,0002 м ). Расчетная дальность обнаружения этих объектов корабельной РЛС средней дальности MESAR при вероятности обнаружения 50% и отсутствии помех составила соответственно 147, 98 и 58 км.
В связи с этим не перестает быть актуальной необходимость дальнейшего совершенствования средств противорадиолокационнои маскировки объектов всех типов [14]—[17]. В странах НАТО продолжаются [14] интенсивные работы по комплексной программе "Стеле" с целью дальнейшего снижения вероятности обнаружения самолетов и ракет средствами ПВО и ПРО и обеспечения эффективного использования комплексов РЭП для противоракетной защиты кораблей ВМС. Создаются [18] всё новые конструкции с ещё более совершенными характеристиками "скрытости" или "малозаметности" техники LO (Low observable).
Практика показывает, что бортовые антенные устройства (АУ) особенно на «Стелс»-объектах оказываются основными источниками высокой ЭПР в широком секторе углов и полосе частот [19]. При этом вклад различных типов антенн в общую ЭПР летательного аппарата неодинаков. Наибольшую ЭПР имеют зеркальные антенны (ЗА) большой апертуры (антенны радиолокационного прицела, радиолокационного визира и т.п.), а также плоские многоэлементные фазированные антенные решетки (ФАР), величина ЭПР которых может достигать сотен квадратных метров. По имеющимся данным [20], вклад антенн в суммарную ЭПР объектов ВВТ может составлять до 90 % . Так, по сообщениям [21]-ь[23], высокая ЭПР бортовых антенн истребителя F-117 способствовала его обнаружению средствами ПВО Саудовской Аравии в ходе конфликта в районе Персидского залива (истребитель F-117 был обнаружен РЛС, входящей в состав ЗРК Shahine, производства французской фирмы Thomson-CSF). В этой связи американская фирма Lockheed рассматривает вопрос о начале производства модернизированной, второй, серии истребителей F-1I7 [21]ч-[23], где планируются меры по снижению ЭПР антенн. Согласно оценкам руководства фирмы Lockheed, на современном этапе развития технологии "Стеле" проблема создания антенных устройств [24] и элементов конструкций объектов с уменьшенной РЛЗ является актуальной.
Требование одновременного обеспечения остронаправленной ДН и малой радиолокационной заметности противоречиво. В соответствии с теорией, антенна способна принимать (излучать) энергию электромагнитного поля лишь в том случае, если не менее половины этой энергии она рассеивает [25], [26]. Таким образом, остронаправленная антенна уже по определению является источником высокой ЭПР. Требования сохранения рабочих характеристик антенны на основной частоте и минимальной ее радиолокационной за-метности противоречат друг другу. В общем случае для разрешения противоречия между этими требованиями конструкцию антенн приходится оптимизировать по комплексному критерию. Для снижения ЭПР антенн нельзя применять традиционные радиопоглощающие материалы и покрытия, широко используемые для снижения ЭПР элементов конструкции несущего объекта (ЛА, КО и т.д.) [27]. Снижение таким способом ЭПР АУ непременно приведёт к ухудшению основных параметров антенны (коэффициента усиления, КНД и т.д.), что в большинстве случает недопустимо.
В связи с этим необходима разработка новых (специальных) электродинамических структур, способных обеспечить поверхности заданной формы требуемые характеристики излучения и рассеяния без внесения тепловых потерь, — путем частотной, поляризационной и пространственной селекции отраженного электромагнитного поля с наложением ряда конструкционных ограничений, связанных с особенностью типа носителя (ЛА, КО и т.п.).
Одним из эффективных способов управления процессом излучения и рассеяния электромагнитных волн поверхностями практически любой формы, столь необходимое при создании малоотражающих конструкций (в том числе управляемых ("smart skins", smart-покрытш) [28-30]) и антенн, является использование широкого класса электродинамических структур [31], электрофизические свойства которых поддаются описанию с помощью им-педансных граничных условий [32].
Актуальной является и задача проектирования многолучевых антенн (МЛА). Многолучевые антенны обеспечивают увеличение мощности излучения и дальность работы беспроводной сети связи, и потому имеют важное значение при разработке технологии создания нового поколения широкополосных телекоммуникационных средств комплектации беспроводных сетей передачи данных, голоса и видеоинформации [33]. МЛА на ИСЗ обеспечивают их быстрое перенацеливание, позволяют сколь угодно точно "очертить" границы заданной территории и использовать для ее обслуживания всю энергетику системы.
Представители министерства обороны США на ежегодной конференции [34] в Институте навигации США в Фэрфаксе, штат Вирджиния, заявили, что ими, за счет перспективных разработок - многолучевых антенн, автоматически находящих сигнал с каждого спутника в группе, была достигнута точность работы системы GPS-позиционирования в пределах трёх метров (в обычном режиме допуск составляет примерно шестнадцать метров).
Все большее применение МЛА находят и в быту. Так, компания "Saturn Highech Group, Inc." разработала и начала поставки под маркой Videovox внутрисалонные автомобильные двух и четырех лучевые антенные системы DNT-100 и DAT-100, которые с успехом применяются для улучшенного одновременного приема в автомобилях ТВ и FM/УКВ сигналов.
Наиболее распространенными в настоящее время являются МЛА на основе антенных решеток (АР) и параболических антенн с несимметричным главным зеркалом - гибридные зеркальные антенны (ГЗА [35], [36]), а также МЛА на основе сферического зеркала с системой облучателей [37].
Импедансный подход позволит создавать МЛА с рефлектором произвольной конфигурации (конформные) и произвольным (но заданным) расположением облучателей, делая антенные системы компактными, что особенно важно для бортовых РЭК подвижных объектов.
В конечном счете, при импедансном подходе задачи проектирования элементов конструкции объектов и бортовых антенн, в том числе и компактных МЛА, связаны с необходимостью постановки и решения обратных задач электродинамики или задач синтеза импедансных структур заданной формы по требуемым характеристикам излучения и рассеяния, делая их на современном этапе весьма актуальными. Особо следует подчеркнуть актуальность создания управляемых электродинамических структур, что в свою очередь требует постановки и решения нестационарных задач синтеза импедансных покрытий.
Объекты и бортовые антенны в реальных условиях находятся в непосредственной близости от других тел, в том числе у земной или морской поверхности. Их характеристики в этом случае [38] за счет возможных переотражений могут существенно отличаться от характеристик в свободном пространстве. Поэтому большой интерес представляют и задачи анализа характеристик излучения и рассеяния объектов и антенн, расположенных над неоднородной импедансной поверхностью.
Синтез квазистационарной изотропной импедансной плоскости
Случай М=2 соответствует, так называемой, я-манипуляции, для которой характерен симметричный спектр отраженного сигнала, содержащий составляющие cox±lm (т = 1,2,...).
Во всех остальных случаях спектр отраженного сигнала имеет составляющие с частотами o)l+(l±mM)Q (т = 0,1,2,...), расстояние между которыми по оси частот равно ОМ, т.е. чем больше М, тем больше это расстояние и тем быстрее убывают их амплитуды. Полученные результаты могут быть использованы при разработке постановщиков помех РЛС по каналу Доплера. В разделе 3 на примере двух антенн в виде плоскопараллельных волноводов, расположенных на общей плоскости (с общим фланцем), рассмотрено влияния синтезированных в разделе 2 импедансных структур на их характеристики излучения (диаграммы направленности, уровень боковых лепестков (УБЛ), коэффициенты стоячей волны (КСВ) и, наконец, на коэффициент связи). Для этого впервые поставлена и решена задача об излучении электромагнитного поля решетки из двух антенн в виде плоскопараллельных волноводов, имеющих общий плоский неоднородный анизотропный импе-дансный фланец. Задача сведена к решению системы интегральных уравнений Фред-гольма относительно касательных составляющих векторов напряженностей электрического и магнитного полей Ех и Нх на фланцах и в раскрывах антенн А1 и А2. Для решения применен метод Крылова-Боголюбова. При этом учтена особенность нормальной составляющей вектора напряженности электрического поля на ребрах структуры. Получены расчетные соотношения для коэффициента отражения (КО) и КСВ в тракте излучающей антенны и коэффициенты связи между антеннами на согласной и кроссовой поляризациях. Проведен анализ характеристик излучения антенн с изотропным импе-дансным фланцем. Исследовано влияние закона распределения реактанса на КСВ и направленные свойства одиночных антенн и волноводных антенн в составе двухэлементной решетки. Показано, что синтезированный импеданс, обеспечивая увеличение КУ антенны, приводит к некоторому (зачастую незначительному, менее 4%) росту КСВ в тракте. С ростом раскрыва антенны влияние импедансного фланца на её направленные свойства уменьшается. Показано, что управление законом распределения импеданса путем изменения угла р0, позволяет осуществить эффективное сканирование лучом ДН в секторе углов ± 45. При этом, с ростом угла отклонения луча от нормали у одиночной антенны из-за неоднородности получающегося реактанса растет КСВ. Показано, что импедансный фланец в составе антенной решетки увеличивает ее направленные свойства, уменьшает КСВ в тракте и обеспечивает улучшение развязки антенн на 16 ч-20 дБ. Исследовано влияние анизотропной структуры на направленные свойства антенн и их развязку. Показано, что анизотропный импеданс обеспечивает не только увеличение КУ антенн на кроссполяризации, но и улучшает развязку между ними. Соотношение между диаграммами направленности на согласованной и кроссовой поляризациях определяется размерами раскрыва антенны и импедансного участка. В четвертом разделе предложен метод синтеза многолучевой зеркальной антенны с импедансным рефлектором произвольной формы, представляющим собой кусочно-дифференцируемую поверхность S, радиус кривизны которой гораздо больше длины волны, возбуждаемой системой произвольно расположенных облучателей. Предложенный метод синтеза многолучевой импедансной антенны состоит в том, что рефлектор S МЛА должен обладать такими же рассеивающими свойствами, как и сегмент идеально проводящего кругового цилиндра So радиуса а. То есть, чтобы выполнялись два следующих условия: суммарное поле всех излучателей, отражаясь от рефлектора S, фокусировалось в некоторой точке пространства (/; фазовые искажения на каждой части поверхности S, формирующей отдельный луч многолучевой диаграммы направленности, не превышали л/2. Выбор точки (/ будет определяться требуемым сектором сканирования. Решение задачи синтеза разбито на следующие этапы: 1) Руководствуясь требуемым сектором сканирования и размерами импе-дансного цилиндра, выбирается местоположение точки (/. В дальнейшем, в случае получения неудовлетворительного сектора сканирования или фазового распределения поля по поверхности S, положение этой точки необходимо скорректировать. 2) Находится распределение поверхностного импеданса, фокусирующего поле распределенного по поверхности Sf источника в выбранной точке (/. 3) Для каждого луча требуемой ДН определяется на поверхности S? местоположение соответствующего ему облучателя и его ДН из условия, что фазовые искажения отраженного от рефлектора S поля, созданного этим облучателем не превышают л/2. Таким образом, с помощью найденного распределения импеданса, реализуется необходимое фазовое распределение поля на поверхности. А с помощью выбора местоположения и формы ДН облучателей - создается требуемое амплитудное распределение. Необходимый закон распределения импеданса найден в приближении физической оптики с использованием коэффициентов отражения для неоднородной импедансной плоскости, полученных в разделе 2.
Рассмотрено построение нескольких вариантов многолучевых зеркальных антенн с плоским рефлектором при разном расположении облучателей. Исследовано влияние геометрических размеров антенны, места расположения и ДН облучателей на направленные свойства синтезируемых антенн.
Показано что, за счет увеличения радиуса эквивалентного кругового цилиндра удается сузить ширину получаемых ДН, что связано с увеличением размеров области рефлектора с равномерным (с искажениями, не превышающими л/2) распределением фазы подынтегрального выражения. Ширина сектора сканирования зависит от соотношения размеров рефлектора и радиуса эквивалентного цилиндра. Как показали численные исследования, все параметры синтезируемых антенн существенно зависят от выбора точки О7, в которой должно фокусироваться поле, а так же от количества фиктивных облучателей и ширины их ДН. Причем характер влияния этих параметров меняется с изменением конструкции антенны.
Характеристики излучения волноводных антенн анизотропным импедансным фланцем
Приведенные выше работы [41]-[60] связаны с более или менее строгим решением электродинамических задач, что накладывает соответствующие ограничения на электрические размеры антенн. Несмотря на то, что в последние годы численные методы решения задач электродинамики получили широкое развитие [61], размеры объектов, допускающих строгое решение по-прежнему не превышают нескольких длин волн. Особенно сильно это ограничение проявляется в задачах электродинамики для трехмерных тел. Хотя для осесимметричных и многогранных объектов размерность уравнений [61] удается существенно уменьшить. Таким образом, в задачах синтеза остронаправленных антенн из-за их больших электрических размеров наиболее целесообразно использовать приближенные методы электродинамики.
Кроме того, строгие методы решения задач синтеза с их преимуществом в точности и универсальности [61], как правило, связанные с необходимостью решения алгебраических уравнений высоких порядков, зачастую не позволяют обобщить полученные результаты для объектов и антенн одной конфигурации на объекты и антенны другой формы и других размеров. Это в свою очередь затрудняет формулировку ограничений на класс реализуемых ДН и ДР широкого круга отражателей и антенн.
Для достижения этих целей необходимы решения задач синтеза в явном виде, в том числе и приближенно — асимптотически. Такие решения задач синтеза, строго и в приближении физической оптики, впервые были получены в работах [62]-[66]. Авторам удалось в явном виде найти законы распределения изотропного и анизотропного импеданса по заданным характеристикам рассеяния на согласованной и кроссовой поляризациях, определить класс реализуемых диаграмм для пассивных отражателей, получить выражения для коэффициентов отражения плоской волны от неоднородной импеданснои плоскости и на их основе решить задачи синтеза зеркальных антенн с импедансным рефлектором произвольной формы. 1.9. В более поздних работах [67] и [68] в приближении геометрической оптики были получены схожие с работой [62] результаты синтеза остронаправленной антенны с конформным импедансным (изотропным) рефлектором. Здесь граничные условия определялись по заданному направлению максимального излучения. Вторичное поле вблизи отражателя, пренебрегая дифракционной расходимостью лучей, представлено в виде ограниченного пучка неоднородной плоской волны, распространяющейся в заданном направлении. Ширина пучка полагается весьма большой по сравнению с длиной волны, а изменение амплитуды по фронту - малым, что дополнительно ограничивает точность метода. Тем не менее, для плоского рефлектора получены численные результаты ([67], [68]), хорошо совпадающие с экспериментальными данными. 1.10. Таким образом, проведенный обзор литературы показывает, что существующие на данный момент методы синтеза импедансных антенн основаны либо на решении задач методом интегральных уравнений, не позволяющих получить аналитически замкнутых решений, либо на основе приближенных методов, не дающих удовлетворительную точность, когда источник расположен в непосредственной близости от импеданснои поверхности. Это важно при учете импедансных фланцев волноводных излучателей, используемых для управления их характеристиками излучения, и в вопросах обеспечения электромагнитной совместимости антенн. Поэтому в следующем разделе (разделе 2) предложен строгий метод аналитического решения задачи синтеза неоднородной импеданснои плоскости, преобразующей цилиндрический фронт волны облучателя, расположенного в произвольной области пространства, в плоский фронт волны, отраженной в заданном направлении. На его основе получены выражения для полных полей на импедансной поверхности плоского рефлектора, использованные в дальнейшем для решения задачи синтеза многолучевой зеркальной антенны с импедансным рефлектором произвольной формы без ограничений на местоположение облучателей. Современные достижения в вопросах анализа радиолокационных характеристик (РЛХ) надводных и наземных объектов достаточно полно изложены в работе [38], где в частности отмечено, что статистические методы анализа РЛХ основываются на детерминистских. При этом объекты сложной формы, размеры которых в тысячи раз превышают длину волны поля РЛС, как правило, предварительно разбивают на отдельные более простые элементы и аппроксимируют их телами простой формы. Как показывает анализ литературы, наибольшие успехи в строгих расчетах РЛХ достигнуты при аппроксимации объектов двумя, иногда большим количеством простых тел. Поэтому строгие методы, сводящие задачу к численным методам, пригодны для расчетов лишь отдельных наиболее простых элементов конструкций или для получения эталонных решений, необходимых для тестирования решений более сложных задач, полученных приближенными методами. РЛХ объекта в целом [38] обычно рассчитывают приближенными методами или в комбинации со строгими. Использование только приближенных методов для каждого из элементов аппроксимации с последующим сложением полей методом случайной или относительной фазы осложняет (а иногда исключает) расчет РЛХ элементов конструкции, создающих многократные переотражения волн, - уголковых образований, ниш и т.д. Вместе с тем, для расчета вероятностных характеристик наиболее пригодны методы, дающие замкнутые аналитические решения в детерминистском случае, то есть приближенные методы (геометрической и физической оптики, геометрической и физической теории дифракции).
Общее решение задачи синтеза, многолучевой антенны с импедансным рефлектором произвольной формы
На основании проведенных в данном разделе исследований можно сделать следующие выводы.
Решена двумерная задача синтеза изотропной импедансной плоскости, возбужденной нитью синфазного тока, расположенной параллельно плоскости на конечном расстоянии от неё. Найдены выражения для искомого импеданса, обеспечивающего преобразование цилиндрического фронта падающей волны в плоскую отраженную в заданном направлении волну. Определен класс реализуемых диаграмм рассеяния с помощью пассивного импеданса и реактансной структуры. Рассмотрено два варианта представления отраженной волны: в виде плоской волны распространяющейся в заданном направлении; и в виде суперпозиции требуемой и зеркально отраженной волны. Показано, что при введении дополнительной степени свободы в виде поля зеркально отраженной волны удается получить более компактные выражения для распределения полей и искомого импеданса и более равномерное распределение импеданса по поверхности рефлектора. Рассмотрено решение задачи синтеза важное, с точки зрения обеспечения заданных направленных свойств щелевых антенн и обеспечения их электромагнитной совместимости, в случае расположения источника не посредственно на поверхности импедансной плоскости. Для всех задач законы распределения чисто реактивного импеданса получены в явном виде. Проведены численные исследования синтезированных структур, результаты которых показали высокую точность полученных для импеданса расчетных соотношений. Даны оценки погрешностей, возникших при реализации реактансных структур. 2.5.4. Впервые решена задача синтеза неоднородной анизотропной импедансной плоскости, преобразующей поле первичного источника, расположенного на любом конечном расстоянии над плоскостью, в плоскую волну, переотраженную в требуемом направлении. Закон распределения тензора импеданса в виде частой решетки ортогональных полос получен в явном виде. Сформулированы ограничения на класс реализуемых диаграмм рассеяния с помощью пассивного анизотропного импеданса и реактанса. Показано, что если источник расположен на конечном расстоянии от анизотропной структуры, то преобразование поля падающей волны в плоскую распространяющуюся в заданном направлении волну с помощью чисто реактансной структуры возможно только при переменной (вдоль структуры) ориентации полос. При постоянной ориентации реактансных полос, помимо требуемого луча, возникает зеркальное отражение, интенсивность которого зависит от геометрии задачи (высоты подвеса источника) и заданного направления переотражения волны. Показано, что с ростом высоты подвесе источника (нити тока) полученные для импеданса соотношения асимптотически переходят в известные. 2.5.5. Впервые решена двумерная задача синтеза изотропной квазистационарной импедансной плоскости с медленно меняющиеся во времени электродинамическими параметрами. В явном виде найден закон распределения поверхностного импеданса (2.73), получены формулы для коэффициента отражения (2.77), (2.78). Показано, что даже однородный вдоль поверхности импеданс, переменный во времени, меняет не только частоту отраженного сигнала, но и направление его отражения. Проведены численные исследования, результаты которых показали, что при углах отражения, близких к зеркальному, поле с начальной частотой значительно меньше поля, сдвинутого по частоте, и является результатом вклада дальних боковых лепестков рассеянного поля. С уменьшением угла отражения происходит рост зеркально отраженного поля, которое становится соизмеримым со сдвинутым по частоте при углах отражения, близких к скользящим. При этом в зеркальном направлении появляется дополнительный максимум с частотой падающего поля. В районе боковых лепестков обеих диаграмм направленности должен проявляться эффект биений с разностной частотой. Показано, что рассеянное синтезируемым квазистационарным импедансным рефлектором поле предстазляет собой суперпозицию двух сферических электромагнитных волн с частотами сох и щ. При этом диаграмма рассеяния поля сдвинутого по частоте (2.84) не зависит от угла падения (используемого при синтезе импеданса), а определяется только заданным углом д 0 отражения и электрическими размерами рефлектора.
Проведены расчеты характеристик рассеяния квазистационарной плоскости с аппроксимацией линейного закона изменения аргумента коэффициента отражения (argP) во времени ступенчатой функцией (М ступенек) и проанализировано изменение при этом частотного спектра отраженного сигнала. При М 62, что соответствует практически линейному закону изменения argP, в отраженном поле возникнет только одна спектральная составляющая. Случай М=2 (см. рис. 2.29 а, б) соответствует так называемой тс-манипуляции, для которой характерен симметричный спектр отраженного сигнала, содержащий составляющие 0){±С1т (т = 1,2,...). Во всех остальных случаях частотный спектр отраженного сигнала имеет составляющие a l+(\±mM)Q. (т - 0,1,2,...), расстояние между которыми рано СІМ, т.е. чем больше М, тем больше это расстояние и тем быстрее убывают их амплитуды. Полученные результаты могут быть использованы при разработке постановщиков помех РЛС по каналу Доплера.
Рассеяние плоской волны двумерной моделью объекта над неоднородной импедансной плоскостью
В данном разделе изложен метод синтеза двумерной модели многолучевой зеркальной антенны с импедансным рефлектором заданной формы, представляющим собой кусочно-дифференцируемую поверхность S (рис.4.1), радиус кривизны которой гораздо больше длины волны, возбуждаемой системой произвольно расположенных облучателей.
Предлагаемый метод синтеза состоит в следующем. Известно [37], что круговой цилиндр радиуса а в окрестности своей вершины с размером раскрыва г = ацу ПрИ размещении облучателя на расстоянии а/2 от нее обладает такими же фокусирующими свойствами, что и парабола с фокусным расстоянием/ = а/2 (рис.4.2).
Точнее, фазовые искажения в таком раскрыве не превышают я/2, что позволяет считать его синфазным. В результате, перемещая облучатель по дуге окружности радиуса а/2 или располагая на ней решетку облучателей, можно осуществить режим качания луча в широком секторе углов или создать многолучевую диаграмму направленности. Особенностью такой системы является то, что рассматриваемый рефлектор в виде кругового цилиндра фокусирует суммарное поле всех излучателей, лежащих на окружности радиуса а/2, в точке 0, расположенной на его оси.
Для создания многолучевой импедансной антенны, потребуем, чтобы её рефлектор S обладал такими же рассеивающими свойствами, как и сегмент идеально проводящего кругового цилиндра So радиуса а. То есть, чтобы выполнялись два следующих условия: суммарное поле всех излучателей, отражаясь от рефлектора S, фокусировалось в некоторой точке пространства 0; фазовые искажения на каждой части поверхности S, формирующей отдельный луч многолучевой диаграммы направленности, не превышали л/2. Выбор точки 0І будет определяться требуемым сектором сканирования. Разобьем задачу синтеза на следующие этапы: 1) Руководствуясь требуемым сектором сканирования и размерами импедансного цилиндра, выбираем местоположение точки дальнейшем, в случае получения неудовлетворительного сектора сканирования или фазового распределения поля по поверхности S, положение этой точки необходимо скорректировать. 2) Находим распределение поверхностного импеданса, фокусирующего поле распределенного по поверхности 5Ґ источника в выбранной точке (/. 3) Для каждого луча требуемой ДН находим на поверхности ІЇ местоположение соответствующего ему облучателя и его ДН из условия, что фазовые искажения отраженного от рефлектора S поля, созданного этим облучателем не превышают л/2. Таким образом, с помощью найденного распределения импеданса, мы реализуем необходимое фазовое распределение поля на поверхности. А с помощью выбора местоположения и формы ДН облучателей - создаем требуемое амплитудное распределение. Пусть в безграничном изотропном пространстве расположен бесконечно длинный, однородный по длине импедансный цилиндр с кусочно-дифференцируемой поверхностью S и контуром нормального сечения р (рис.4.1), возбуждаемый системой из М облучателей в виде продольных нитей синфазного магнитного тока с диаграммами направленности Фт((р), расположенных на поверхности У. На поверхности цилиндра выполняются граничные условия Леонтовича: Необходимо найти закон распределения импеданса Z, обеспечивающий антенне требуемую многолучевую ДН, т.е. обеспечивающий фокусирование суммарного поля излучателей в некоторой точке 0[ Будем полагать чисто реактивным Z=iWX, что позволит избежать нежелательных омических потерь и необходимости размещения на поверхности S источников излучения.
