Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Волноводные фазовращатели отражательного типа на P-I-N диодах с планарными петлями связи 11
1.1. Конструкции волноводных фазовращателей отражательного типа 11
1.2. Разработка математической модели отражательного фазовращателя с планарными петлями связи 14
1.3. Нахождение параметров базовых элементов топологической модели... 20
1.3.1. Расчет параметров волновода, частично заполненного диэлектриком 20
1.3.2. Расчет коэффициента трансформации планарной петли связи 25
1.3.3. Нахождение параметров планарной линии передачи 28
1.3.4. Расчет величины индуктивности 30
1.4. Матричный метод расчета двухпозиционного отражательного фазовращателя 31
1.5. Теоретические и экспериментальные исследования двухпозиционного отражательного фазовращателя с планарной петлей связи 32
1.5.1. Ограничения, накладываемые на параметры базовых элементов 32
1.5.2. Исследование фазочастотных характеристик двухпозиционного отражательного фазовращателя с планарной петлей связи 33
1.5.3. Исследование амплитудно-частотных характеристик 46
1.6. Выводы 47
Глава 2. Волноводные фазовращатели проходного типа на P-I-N-диодах с планарными петлями связи 49
2.1. Конструкции фазовращателей проходного типа 49
2.2. Разработка математической модели двухпозиционного фазовращателя проходного типа с планарными петлями связи 53
2.2.1. Топологическая модель фазовращателя проходного типа 53
2.2.2. Расчет коэффициента трансформации планарной петли связи 62
2.3. Тестирование топологических моделей 69
2.4. Теоретические и экспериментальные исследования элементарной ячейки фазовращателя проходного типа с планарными петлями связи 73
2.4.2. Исследование ФЧХ 75
2.4.3. Исследование амплитудно-частотных характеристик 77
2.5. Выводы 79
Глава 3. Многопозиционные волноводные фазовращатели с планарными петлями связи 81
3.1. Многопозиционные отражательные фазовращатели с планарными петлями связи 81
3.1.1. Коммутационный фазовращатель 81
3.1.2. Комбинированный фазовращатель 87
3.2. Многопозиционные фазовращатели проходного типа 89
3.3. Выводы 92
Заключение 93
Список источников 95
Приложение 104
- Разработка математической модели отражательного фазовращателя с планарными петлями связи
- Расчет параметров волновода, частично заполненного диэлектриком
- Разработка математической модели двухпозиционного фазовращателя проходного типа с планарными петлями связи
- Теоретические и экспериментальные исследования элементарной ячейки фазовращателя проходного типа с планарными петлями связи
Введение к работе
Фазовращатели на p-i-n диодах применяются в фазированных антенных решетках (ФАР) радиолокационных станций [1, 2], а также в качестве фазовых модуляторов в приемных и передающих трактах радиоэлектронной аппаратуры [3]. Они характеризуются высоким быстродействием, низкой мощностью управления. Волноводные фазовращатели, кроме того, отличаются меньшими вносимыми потерями и более высокими уровнями входной СВЧ мощности по сравнению с фазовращателями на микрополосковых линиях.
Как известно, характеристики ФАР во многом определяются возможностями используемых в них фазовращателей. С момента появления волно-водных фазовращателей на p-i-n диодах и по настоящее время постоянно идет процесс совершенствования приборов, стимулом к которому выступают все возрастающие требования со стороны радиотехнических и радиолокационных систем, в которых они применяются, а также постоянная конкуренция с ферритовыми фазовращателями, которые обладают низкими вносимыми потерями, плавным изменением фазового сдвига и малой стоимостью [4].. Преимуществами фазовращателей на p-i-n диодах по сравнению с ферритовыми, являются меньший вес, температурная стабильность фазы, низкая потребляемая мощность и реализуемость практически во всех типах линий передачи.
Большой вклад в развитие дискретно коммутируемых фазовращателей внесли Сестрорецкий Б.В., Гарвер Р., Уотсон Д., Лебедев И.В., Жуссемэ С, Хижа Г.С. и другие.
Наряду с фазовращателями на p-i-n диодах используются фазовращатели на полевых транзисторах [5]. Они работают как двухполюсные ключи и управляются напряжением на затворе. По сравнению с фазовращателями на p-i-n диодах они имеют большую скорость переключения и могут быть как цифровыми, так и аналоговыми. Однако такие фазовращатели являются дорогими устройствами, обладающими значительными потерями в СВЧ диапа-
зоне, в то время как в ФАР необходимы недорогие компоненты. Для преодоления этих ограничений в последнее время были разработаны новые виды фазовращателей, использующих электромеханические микропереключатели [6]. По сравнению с фазовращателями на p-i-n диодах и фазовращателями на полевых транзисторах фазовращатели на микропереключателях обладают значительно меньшими вносимыми потерями, хорошей развязкой на высоких частотах и очень низким потреблением мощности по постоянному току. Основные недостатки микропереключателей — низкая скорость переключения (несколько микросекунд) и высокое управляющее напряжение (20-100 В), в то время, как современные p-i-n диоды могут иметь скорость переключения несколько наносекунд при управляющем напряжении (1-5-2) В. Тем не менее в зарубежных источниках сообщается об интенсивных разработках фазовращателей на основе мостовых электромеханических микросхем [7, 8]. Однако, по мнению [5], в настоящее время отсутствует уверенность, что такие фазовращатели можно применять в ФАР.
Одним из важнейших направлений в процессе совершенствования фазовращателей на р-і-п-диодах является расширение полосы рабочих частот и повышение технологичности фазовращателей. Последнее обусловлено высокой стоимостью фазовращателей на p-i-n диодах, что, несомненно, ограничивает их применение в ФАР, где используется до нескольких тысяч фазовращателей. Однако традиционные конструкции волноводных фазовращателей на p-i-n диодах исчерпали свои возможности по улучшению электрических параметров и не способны удовлетворить современным требованиям.
Альтернативный способ изменения фазы описан в [9] для отражательной антенны с круговой поляризацией, основанный на полуволновых диполях с различными углами вращения - спирафазной антенны, где p-i-n диодная переключающая цепь используется для электрического вращения диполей. Однако стоимость таких фазовращателей остается высокой.
В середине 80-х годов была предложена конструкция фазовращателя отражательного типа на p-i-n-диодах с планарными петлями связи [10], позволившими улучшить одновременно ряд параметров фазовращателя: расширить рабочую полосу частот, снизить ток управления, уменьшить габариты, повысить технологичность конструкции.
В дальнейшем, планарные петли связи были применены при разработке фазовращателей проходного типа и также позволили получить более широкую рабочую полосу частот, уменьшить габариты, снизить ток управления.
Однако до настоящего времени при накопленном большом экспериментальном материале практически отсутствует теория таких фазовращателей, из-за чего проектирование остается чисто экспериментальным и приводит к большим затратам времени и материальных ресурсов.
Целью диссертационной работы является разработка основ теории фазовращателей проходного и отражательного типов с планарными петлями связи, включая метод анализа, математические модели, методики расчета элементов фазовращателей, а также исследование влияния конструктивных параметров на выходные электрические характеристики фазовращателей.
Для достижения поставленной цели в работе решались следующие основные задачи:
выбор метода анализа, разработка математических моделей; проверка адекватности предложенных моделей на примере ряда конструкций;
анализ влияния различных конструктивных факторов на фазо-частотные и амплитудно-частотные характеристики фазовращателей.
При выборе метода анализа учитывалось, что фазовращатели относятся к элементам СВЧ тракта, для которых не столько важны процессы, происходящие внутри его элементов, сколько ответная реакция на внешние воздействия, или, иными словами, внешние характеристики. При анализе и разработке математических моделей фазовращателей применена теория матриц, а
также методы декомпозиции, математического моделирования и численного решения алгебраических уравнений. Для исследования адекватности моделей использовались результаты, полученные с использованием современных методов экспериментального исследования характеристик СВЧ устройств с помощью стандартной измерительной аппаратуры.
Научная новизна работы заключается в следующем:
Предложены конструкции волноводных фазовращателей проходного и отражательного типов на p-i-n диодах с планарными петлями связи.
Разработан метод анализа волноводных фазовращателей с планарными петлями связи, основанный на декомпозиции и эквивалентных представлениях элементов конструкции с учетом одновременно существующих в планарной петле связи двух типов волн: волноводной волны и волны, близкой по структуре к Т-волне.
Разработаны математические модели, позволяющие адекватно моделировать фазочастотные (ФЧХ) и амплитудно-частотные характеристики фазовращателей проходного и отражательного типов с планарными петлями связи.
Получены аналитические зависимости для определения коэффициента трансформации планарной петли связи для фазовращателей проходного и отражательного типов. '
Определены возможности и пути управления ФЧХ фазовращателя отражательного типа. Установленная нелинейность частотной зависимости коэффициента трансформации позволяет выбирать на ней рабочую точку, соответствующую наиболее плоской ФЧХ в рабочей полосе частот.
Практическая значимость работы состоит в разработке конструкций волноводных фазовращателей с планарными петлями связи, создании методик проектирования, позволяющих осуществлять оптимизацию электрических параметров, в результате чего повышается качество, сокращаются сроки и стоимость проектирования. Результаты исследования влияния конструк-
тивных параметров фазовращателей с планарными петлями связи на их электрические характеристики расширяют представления о свойствах планарнои петли связи, что позволяет целенаправленно использовать её в практике проектирования.
Достоверность и обоснованность полученных в работе результатов обеспечивается корректным применением методов теории СВЧ цепей с сосредоточенными и распределенными элементами, обоснованностью упрощающих допущений и соответствием результатов расчетов по предложенным моделям эксперименту, а там, где это возможно, данным, полученным другими теоретическими методами. Достоверность экспериментальных результатов обеспечена применением современных методик и измерительной аппаратуры.
Научные положения и результаты, выносимые на защиту:
Предложены волноводные фазовращатели проходного и отражательного типов на p-i-n диодах с планарными петлями связи, отличающиеся расширенной полосой рабочих частот, уменьшенным током управления, технологичностью, улучшенными массогабаритными параметрами.
Математические модели p-i-n диодных волноводных фазовращателей с планарными петлями связи, учитывающие основные геометрические и физические параметры конструкции, позволяют достоверно описать частотные свойства фазовращателей, установить количественную и качественную взаимосвязь электрических и конструктивных параметров фазовращателей, а также осуществлять их анализ и оптимизацию.
Расширение рабочего диапазона частот фазовращателей обеспечивается трансформирующим свойством планарнои петли связи, которая является элементом волноводного тракта с волной типа Ню, и, одновременно, представляет собой копланарную линию передачи с волной, близкой к Т-волне.
4. Максимально достижимое значение коэффициента трансформации
планарной петли связи в фазовращателях проходного типа растет с увеличе
нием длины подложки.
5. Установленная нелинейная частотная зависимость коэффициента
трансформации планарной петли связи в фазовращателе отражательного ти
па позволяет выбирать на ней рабочую точку, соответствующую наиболее
плоской ФЧХ в рабочей полосе частот.
Результаты работы внедрены в научно-исследовательских и опытно-конструкторских работах, проведенных в ООО «ОКБ «Приборостроения», г. Саратов.
Основные научные результаты работы обсуждались и докладывались на следующих конференциях: Международной научно-технической конференции «Актуальные проблемы электронного приборостроения» (АПЭП-2006, Саратов, 2006), третьей Международной конференции «Радиотехника и связь» (Саратов, 2006), четвертой Международной конференции «Радиотехника и связь» (Саратов, 2007), научно-технической конференции, посвященной 50-летию ФГУП «Hiill «Алмаз» (Саратов, 2007), Международной научно-технической конференции «Актуальные проблемы электронного приборостроения» (АПЭП-2008, Саратов, 2008), XXI Международной научной конференции «Математические методы в технике и технологиях» (ММТТ-21,. Саратов, 2008).
Диссертация состоит из трех глав, заключения и приложения.
В первой главе описана конструкция двухпозиционного волноводного фазовращателя отражательного типа на p-i-n диодах с планарной петлей связи, предложены метод анализа и топологическая модель, приведены методики расчета параметров базовых элементов топологической модели и электрических характеристик фазовращателя, результаты теоретического и экспериментального исследования двухпозиционного фазовращателя.
Во второй главе рассмотрены фазовращатели проходного типа с пла-нарными петлями связи, построенные по схеме нагруженной линии, описана конструкция элементарной фазосдвигающей ячейки проходного типа, представлены топологические модели реактивных элементов, приведена методика расчета коэффициента трансформации планарной петли связи для фазовращателя проходного типа, приводятся результаты теоретического и экспериментального исследования 45-й фазосдвигающей ячейки.
Третья глава посвящена многопозиционным волноводным фазовращателям проходного и отражательного типов, даны описания конструкций, приводятся топологические модели, представлены результаты исследования как серийно выпускаемых, так и экспериментальных приборов.
В заключении формулируются основные выводы и результаты диссертационной работы.
В приложении приведены акты внедрения результатов диссертации.
Разработка математической модели отражательного фазовращателя с планарными петлями связи
В соответствии с особенностями конструкции, отражательные фазовращатели с планарными петлями связи можно отнести к типу волноводно-планарных структур, в которых диэлектрическая подложка с печатными проводниками и навесными активными элементами является частью волновод-ного тракта. Как отмечается в [22], сложность электродинамического анализа рассматриваемых структур обусловлена тремя причинами: 1) сложностью геометрии проводников на диэлектрической подложке. В известной литературе исследуются неоднородности обычно прямоугольной формы [23]. Более сложные исследуются, в основном, экспериментально [24]. 2) наличием диэлектрической подложки, пренебречь влиянием которой нельзя из-за её достаточно большой диэлектрической проницаемости. Учесть бесконечную или полностью перекрывающую поперечное сечение волновода диэлектрическую подложку достаточно просто [25, 26]. В рассматриваемой структуре диэлектрическая подложка не является бесконечной и не перекрывает полностью поперечное сечение волновода. Исследование дифракции волноводных волн на ограниченном диэлектрике достаточно сложная математическая задача даже в случае отсутствия металлических проводников [27]. 3) наличием активного элемента, который также может быть учтен только приближенно.
Известны работы, в которых решается более простая задача, а именно, проводится электродинамический анализ прямоугольного волновода с рамочным элементом связи [28, 29]. В указанных работах решаются задачи расчета коэффициента передачи устройства, состоящего из двух связанных рамок в прямоугольном волноводе, разделенном поперечной металлической перегородкой. В результате проведенных расчетов установлено наличие резонансных эффектов при длинах рамки, приближенно кратных четверти длины волны в волноводе. Однако в работах не дана оценка границ приближения, кроме того, не отражены трансформирующие свойства рамки и не затронуты вопросы оптимизации электрических параметров.
В [30] авторы, объясняя применяемую методику расчета волноводно-микрополоскового перехода с петлевым возбудителем, возможно, впервые указывают на то, что в волноводе с петлей связи распространяются не одна, а две волны: волноводная волна, структура которой сходна с волной Нш и Т-волна. Причем электромагнитная энергия на участке с петлей связи переносится Т-волной. Однако трактовка вертикального проводника петли как источника возбуждения электромагнитной волны, аналогом которого является металлический штырь в Е-плоскости волновода, опять таки не дает ясной физической картины, так как не представляет петлю в виде единого целого.
В [31], при рассмотрении системы «волновод - петля связи», где петля связи имеет форму круглой рамки, предлагается эквивалентная схема, в которой петля связи представлена в виде идеального трансформатора, во вторичную цепь которого введен последовательный резонансный RLC контур, отражающий резонансный характер петли связи. Таким образом, в данном представлении два типа электромагнитных волн учитываются косвенным образом.
Как уже упоминалось, попытка решения задачи анализа волновода с планарной петлей связи путем решения краевой задачи о дифракции волно-водной волны на сложной металлической полоске, нанесенной на ограниченную диэлектрическую подложку, расположенную в волноводе, была предпринята в [22]. Однако работа, по многим причинам, не была доведена до конца.
Таким образом, сложность рассматриваемой проблемы и неоднозначность предлагаемых расчетных моделей потребовали изменения подхода к исследованиям, которые имеют практическое и принципиальное значения.
Новый подход к рассмотрению проблемы анализа волноводно-планарных структур, типа планарной петли связи в прямоугольном волноводе, обусловлен необходимостью учета, как минимум, двух типов волн, одновременно существующих в волноводе, а также введения поправок на влияние диэлектрической пластины.
Такое представление позволяет проводить независимый анализ двух процессов: «перекачку» электромагнитной энергии из волновода в петлю, транспортирование электромагнитной энергии по петле к p-i-n диоду и обратно. В качестве метода исследования используется метод декомпозиции [11].
В исследуемом многопозиционном фазовращателе, изображенном на рис. 1.2, можно выделить следующие два уровня декомпозиции: 1) декомпозиция многопозиционного фазовращателя на ряд двухпози-ционных фазовращателей, 2) представление двухпозиционного фазовращателя в виде схемы замещения из сосредоточенных и распределенных элементов.
Можно отметить, что двухпозиционные фазовращатели являются базовыми элементами многопозиционного фазовращателя не только функционально, но и конструктивно, так как они выполнены в виде отдельных модулей, каждый из которых можно удалять из прибора или добавлять в него без нарушения целостности остальных модулей и без ограничения их функциональных свойств.
С учетом вышеизложенного, двухпозиционный отражательный фазовращатель, как базовый элемент первого уровня декомпозиции, имеет вид, показанный на рис. 1.3.
Расчет параметров волновода, частично заполненного диэлектриком
Как известно, волноводный тракт, как линия передачи, характеризуется волновым сопротивлением и электрической длиной. Из-за дисперсии волны в волноводе, оба эти параметра зависят от длины волны. Длина волны в обычном прямоугольном волноводе, а также волновое сопротивление, определяются по известным формулам [39]. В случае волновода, частично заполненного диэлектриком (рис. 1.6), для определения длины волны необходимо решить дисперсионное уравнение [23].
Для получения дисперсионного уравнения приравнивают тангенциальные составляющие электрического и магнитного полей на границах раздела сред и из полученных уравнений исключают постоянные коэффициенты. Выражения для электрических и магнитных составляющих поля в волноводе, показацном на рис. 1.6, имеют вид: в I области а2 =к2є/х-к2 - поперечное волновое число в области, занятой диэлектрической пластиной, к = 2я7 Л0 - постоянная распространения в свободном пространстве, К = 2л/Лв - постоянная распространения в волноводе, XQ- длина волны в свободном пространстве, Хв - длина волны в волноводе, є и ju — относительные диэлектрическая и магнитная проницаемости пластины, А, Ви С-постоянные коэффициенты. После преобразований, дисперсионное уравнение для волновода, с частичным диэлектрическим заполнением, изображенного на рис. 1.6, будет иметь вид: Подставив а и p в (10), получаем уравнение относительно постоянной распространения К. Численное решение дисперсионного уравнения осуществляется итерационным методом. В [40] разработаны метод и программа решения дисперсионного уравнения путем последовательных итераций. Для расчета волнового сопротивления Z0 воспользуемся известной формулой [41]: где V - напряжение, вычисляемое как линейный интеграл от максимальной напряженности электрического поля в волноводе: Р — мощность, передаваемая по волноводу. Исходя из (11) и (12), процедура расчета Z0 для выбранного поперечного сечения частично заполненного волновода включает определение значения максимальной напряженности электрического поля Еумах в этом сечении волновода и потока мощности через это сечение.
В соответствии с классическим определением потока мощности [42], выражение для расчета потока мощности через поперечное сечение волновода, изображенного на рис. 1.6, имеет вид: Максимальное значение напряженности электрического поля Еумах, входящее в формулу (12), определяется из соотношений (1), (4) и (7) , если известна координата д;, соответствующая Еумах. Для центрально-симметричного расположения диэлектрической пластины, Еумах однозначно находится центре волновода, и, соответственно в области II (рисЛ .6), поэтому он будет определяться выражением: В случае несимметричного расположения пластины относительно центра волновода, может быть неизвестна не только координата х, соответствующая Еумах но также и область волновода, в которой он находится. Для нахождения Еумах при несимметричном расположении пластины предлагается следующий метод [43]: 1) приравнивают нулю первые производные от правых частей выражений (1), (4) и (7). Полученные уравнения будут иметь вид: - для области I: - для области II: - для области III: 2) для нахождения координаты хтах решают два из этих уравнений: уравнение (19) для области II и одно из уравнений (18) или (20), выбирая то из них, которое относится к большей по размеру области. 3) из полученных в результате решения уравнений двух значений xmaxj и хтахц выбирают то, которое лежит в своей области.
Подставляя полученное значение хтах в выражение для Еу в соответствующей области, получают значение Еу 4) дальше алгоритм вычисления волнового сопротивления будет таким же, как для волновода с центрально-симметричной пластиной. Для расчета коэффициента трансформации петли связи воспользуемся вторым уравнением Максвелла, записанным в интегральной форме [44]: Интеграл в правой части формулы (21) является магнитным потоком через замкнутую поверхность S. Интеграл в левой части трактуется как ЭДС Э, наводимая в контуре L, ограничивающем эту поверхность. Уравнение (21) можно переписать в форме: Для петли, расположенной вдоль продольной оси волновода, нормальной к поверхности S является составляющая магнитного поля Нх. С учетом этого уравнение (22) будет иметь вид или в форме для комплексных амплитуд: Для основного типа волны в прямоугольном волноводе для z 0 [38]: где Г - коэффициент отражения от неоднородности в плоскости z=0. При Г=-1 (закоротка в плоскости z=0): Подставляя (26) в (24) и устанавливая пределы интегрирования по границам петли связи, получаем: где /г - высота петли, / - длина петли. Относя (27) к максимальной наводимой ЭДС в контуре (при х=ао/2, 1=Лд/4 и h-b), получаем формулу для расчета коэффициента трансформации п петли связи в прямоугольном волноводе [45]: где х - расстояние от плоскости петли связи до узкой стенки волновода. Соотношение (28) можно также вывести аналитическим путем, применив необходимое условие представления устройства в виде идеального трансформатора [37], состоящее в том, что плоскости отсчета (рис. 1.7) должны находиться в максимуме или минимуме стоячей волны. При п \ плоскость отсчета 1 находится в максимуме, а плоскость отсчета 2 находится в минимуме стоячей волны.
Разработка математической модели двухпозиционного фазовращателя проходного типа с планарными петлями связи
В отличие от фазовращателей отражательного типа, имеющих одну и ту же схему, независимо от величины фазового сдвига, для проходных фазовращателей типа нагруженной линии существует несколько схем реализации требуемых фазовых сдвигов. Фазовращатели, обеспечивающие малые фазовые сдвиги, такие как 5,6, 11,25, 22,5 и 45, построены по схеме элементарной фазосдвигающей ячейки (рис.2.4а). Фазовращатели с фазовыми сдвигами 90 и 180 формируются каскадным соединением 45-ных элементарных ячеек (рис. 2.4 б, в). Представленная на рис. 2.4.а элементарная ячейка фазовращателя проходного типа состоит из отрезка линии передачи с волновым сопротивлением Zo и электрической длиной 9, на концах которого включены две переменные полные проводимости Y. Каждая из переменных полных проводи-мостей состоит из цепи, содержащей p-i-n диод. В соответствии с тем или иным смещением диодов переменная проводимость принимает два значения Yj и Y2, обусловливающие дифференциальный сдвиг фазы передаваемой волны. При расчете фазового сдвига можно в первом приближении пренебречь активными потерями и считать полные проводимости Y чисто реактивными
Для обеспечения согласования в двух состояниях фазы должны выполняться условия [18]: где A p - фазовый сдвиг, Zo - волновое сопротивление линии передачи. Как можно заметить из рис.2.3, в фазовращателях типа нагруженной линии имеются два вида проводимостей: 7 и 27. В фазовращателях с планар-ными петлями связи эти два вида проводимостей реализуются соответственно двумя видами РЭ: - РЭ с односторонней петлей связи (рис.2.1а, б), - РЭ с двухсторонней симметричной петлей связи (рис.2.2). Таким образом, РЭ с петлями связи являются базовыми элементами проходного фазовращателя, причем, РЭ с односторонней петлей связи можно считать базовым элементом первого уровня декомпозиции, а РЭ с двойной симметричной петлей связи по отношению к РЭ с одинарной симметричной петлей связи можно считать базовым элементом второго уровня декомпозиции. Несмотря на то, что конструкции реактивных элементов с планарными петлями связи для фазовращателей проходного типа сходны с конструкцией реактивного элемента фазовращателя отражательного типа, принципиальное отличие заключается в том, что в отражательном фазовращателе реактивный элемент включен в волновод последовательно, а в проходном фазовращателе - параллельно. Кроме того, в фазовращателе проходного типа петля связи установлена в поперечном сечении волновода, поэтому диэлектрическая пластина, перекрывая часть сечения волновода, создает неоднородность на пути движения СВЧ волны. На рис.2.5 приведены рассчитанные зависимости модуля коэффициента отражения I Sjil от частоты для волновода с тонкой диэлектрической пластиной, расположенной в волноводе сечением 23x5 мм вблизи узкой стенки (d=0). Относительная диэлектрическая проницаемость пластины равна 9,8, толщина 0,5 мм, ширина пластины равна узкой стенке волновода - 5 мм. Sn от частоты для подложек различной длины Расчет проведен при помощи САПР, использующей численные полевые методы. Как можно заметить из рис. 2.5, увеличение длины диэлектрической пластины приводит к возрастанию коэффициента отражения. Связь между коэффициентом Sn и величиной реактивной проводимости jB диэлектрической пластины определяется соотношением [37]
Теоретические и экспериментальные исследования элементарной ячейки фазовращателя проходного типа с планарными петлями связи
Применительно к фазовращателю проходного типа с планарными петлями связи, топологическая модель элементарной фазосдвигающей ячейки, с учетом модели реактивного элемента проходного типа (рис. 2.9), будет иметь вид, представленный на рис. 2.21.
Кроме уже известных элементов, присутствующих в топологической модели РЭ с планарной петлей связи, в модель элементарной фазосдвигающей ячейки вводятся также емкости диэлектрических пластин Сі и С2- компенсирующие индуктивности Ьг и L4, а также отрезок линии передачи TL4 между реактивными элементами.
С использованием предлагаемой топологической модели был проведен анализ электрических характеристик элементарной ячейки фазовращателя проходного типа Х-диапазона с фазовым сдвигом 45.
Элементарная ячейка выполнена в волноводе сечением 23x5 мм. Также как и в отражательном фазовращателе, здесь были использованы серийно выпускаемые p-i-n-диоды 2А517А-2. Диэлектрические пластины отстоят от узкой стенки на расстоянии 1,3 мм. Реактивные элементы отстоят в волноводе друг от друга на расстоянии 10 мм. В ячейке были использованы планар-ные петли связи, конфигурация которых приведена на рис. 2.22. Планарные петли связи были изготовлены методом фотолитографии на подложке из поликора толщиной 0,5 мм.
Параметры элементов топологической модели, рассчитанные для петли связи и прямоугольного волновода с указанными размерами, приведены в таблице 2.3, где Zo- волновое сопротивление прямоугольного волновода, 02 - электрическая длина отрезка прямоугольного волновода между РЭ, 0з -электрическая длина отрезка разомкнутого отрезка петли связи, 04- электрическая длина нагруженного отрезка петли связи. Волновое сопротивление петли связи равно 90 Ом. Эффективная диэлектрическая проницаемость пластины є3фф равна 2,8. Индуктивность вывода p-i-n диода L1 равна 1,17 нГн, емкость диэлектрической пластины С=0,015 пФ, емкость p-i-n диода равна 0,22 пФ. Индуктивность L4 равна 0. Коэффициент трансформации петли связи рассчитан по формуле (58). Конечная толщина диэлектрической пластины учтена при расчете поперечного волнового числа а, путем замены величины относительной диэлектрической проницаемости подложки є, равной 9,8, на величину {2еэфф -і), равную 4,6.
По данным таблицы 2.3, и представленным графически зависимостям на рис.2.23, коэффициент трансформации планарной петли связи, расположенной в поперечном сечении волновода, имеет слабо выраженную зависимость от частоты. Измеренные КСВН двух реактивных элементов, установленных в макете элементарной 45-й ячейки, представлены на рис. 2.25, на том же рисунке приведены теоретические зависимости. В 8%-й полосе рассчитанные значения КСВН не превышают 1,3.
КСВН двух РЭ, установленных в элементарной ячейке, представлены на рис. 2.26. В режиме прямого смещения p-i-n диодов теоретические и экспериментальные зависимости КСВН от частоты обладают сходством, в режиме обратного смещения p-i-n диодов наблюдается относительный сдвиг по частоте рассчитанной и экспериментальных зависимостей, обусловленный технологическим разбросом емкостей используемых промышленных p-i-n диодов.
Как следует из сравнения измеренных вносимых потерь и рассчитанных зависимостей, топологическая модель адекватно описывает амплитудно-частотные характеристики фазовращателей проходного типа. 1 Предложены топологические модели для двух видов реактивных элементов с планарными петлями связи, используемых в проходных фазовращателях типа нагруженной линии: РЭ с несимметричной петлей связи и РЭ с двойной симметричной петлей связи. 2 Предложен метод расчета коэффициента трансформации планарной петли связи в случае поперечного расположения в волноводе. Проведен анализ влияния конструктивных и электромагнитных параметров диэлектрической пластины на коэффициент трансформации планарной петли связи. Установлено, что коэффициент трансформации планарной петли связи, расположенной в поперечном сечении волновода, будет всегда меньше 1. Исключение составляют случаи отсутствия диэлектрика или полного заполнения диэлектриком поперечного сечения волновода. 3. При увеличении длины диэлектрической пластины наблюдается рост максимально достижимого значения коэффициента трансформации. 4. В результате проведенного численного исследования характеристик элементарной ячейки волноводного проходного фазовращателя Х-диапазона с планарными петлями связи с помощью разработанной топологической модели и сравнения полученных результатов с экспериментальными данными проведена оценка адекватности разработанной модели и рассмотрены условия для ее применения при проектировании проходных фазовращателей.
