Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Плоская антенна с двойной круговой поляризацией для непосредственного приема спутникового телевидения 32
1.1. Принцип работы плоской антенны, составные элементы 32
1.2. Волноводно-полосковое турникетное соединение 35
1.3. Делитель мощности 38
1.4. Резонаторная антенна 45
1.5. Решение электродинамической задачи для резонаторной антенны.. 48
Глава 2. Решение внешней задачи для резонаторной антенны 55
2.1. Использование тензорных функций Грина для решения внешней задачи 55
2.2. Напряжённость магнитного поля резонаторной антенны 73
2.3. Вычисление напряжённости магнитного поля методом стационарной фазы 75
2.4. Диаграмма направленности и КНД резонаторной антенны 88
Глава 3. Численные исследования 92
3.1. Исследование КНД резонаторной антенны в диапазоне частот 92
3.1.1. Аппроксимация магнитных токов на излучающих отверстиях и точность вычисления диаграмм направленности 92
3.1.2. Зависимость КНД резонаторной антенны от периода решетки излучающих отверстий 94
3.1.3. Частотная характеристика коэффициента направленного действия при изменении толщины перфорированной стенки 97
3.1.4. Зависимость КНД резонаторной антенны от высоты резонатора 99
3.2. Зависимость КНД резонаторной антенны, возбуждаемой одной щелью, от размера резонатора 100
3.3. Зависимость КНД резонаторной антенны, возбуждаемой двумя щелями, от размера резонатора 103
Глава 4. Экспериментальные исследования 120
4.1. Макеты антенн и экспериментальная установка резонаторной антенны 120
4.2. Резонаторная антенна, возбуждаемая двумя отверстиями связи 122
4.3. Исследование волноводно-полоскового турникетного соединения 126
4.4. Описание волноводно-полоскового турникетного соединения 127
4.5. Макет волноводно-полоскового турникетного соединения и экспериментальная установка 128
4.5.1. Устройство макета соединения 129
4.5.2. Анализ лабораторной установки и устройств,входящих в ее состав 130
4.6. Волноводно-полосковое турникетное соединение как согласованный четырёхплечевой разветвитель мощности 132
4.7. Влияние диаметра согласующей пластины на согласование волноводно-полоскового турникетного соединения 134
4.8. Влияние размеров полоскового резонатора на согласование ВПТС со стороны круглого волновода 137
4.9. Влияние сегментов на потери мощности в ВПТС 139
Заключение 150
Библиографический список использованной
Литературы 153
- Волноводно-полосковое турникетное соединение
- Вычисление напряжённости магнитного поля методом стационарной фазы
- Зависимость КНД резонаторной антенны, возбуждаемой одной щелью, от размера резонатора
- Описание волноводно-полоскового турникетного соединения
Введение к работе
В 70-х годах прошлого века стала возможным передача телевизионного сигнала с помощью искусственных спутников Земли, что повлекло за собой бурное развитие спутникового телевидения. С введением в 1977 г. Плана Радиовещательной спутниковой службы Всемирной конференцией радиосвязи Международного союза электросвязи ВАКР-77 [1] возникла необходимость в разработке массовых бытовых антенн для индивидуального приема телевизионных передач со спутников [2]. Первой в мире эксплуатационной системой, построенной в 1984 г. в соответствии с планом ВАКР-77, стала японская система BS-2 [3]. Островное положение Японии и гористый рельеф местности сделали использование спутниковых систем в этой стране особенно эффективным.
В 1989 г. в Западной Европе была завершена работа сразу над четырьмя системами с мощными спутниками в диапазоне 12 ГГц: TDF, TVSat, TeleX, Marco Polo. В англоязычной технической литературе за такими спутниками утвердился термин DBS (Direct Broadcasting Satellite - спутник непосредственного телевизионного вещания), русский эквивалент - НТВ [4].
С запуском первых российских спутников серии "Галс" появилась возможность непосредственного приема спутникового телевидения на европейской территории России. В 90-х годах США приступили к реализации программы непосредственного спутникового вещания на территории Северной Америки. О своих планах по запуску спутников DBS объявила Южная Корея [5, б].
Для приема передач со спутников необходимы антенны с высокой добротностью, определяемой отношением коэффициента усиления (КУ) антенны к шумовой температуре. Такому требованию отвечают обычные зеркальные антенны. Зеркальные антенны просты в изготовлении, также их отличает низкая себестоимость. Однако зеркальные антенны довольно
громоздки, их рабочие характеристики ухудшаются при воздействии дождя, снега и ветра [7]. Из-за большого аэродинамического сопротивления зеркальной антенны, обуславливающего большие ветровые нагрузки, мачта или иное крепление для установки антенны должны быть достаточно жесткими, и, следовательно, довольно громоздкими и тяжелыми. Внешний вид зеркальной антенны плохо гармонирует с внешним видом жилых и общественных зданий. Эти и другие факторы обусловили необходимость разработки плоских антенн [8, 9].
Плоские антенны выгодно отличаются от зеркальных и других видов антенн [10]: они имеют меньший вес, меньшую парусность, менее подвержены влиянию метеоусловий. Их привлекательность существенно возрастает в тех странах, где существует запрет на установку зеркальных антенн на стенах зданий [11], но нет запрета на размещение плоских антенн. Поскольку плоские антенны позволяют вести прием сигналов со спутника через оконные стекла, то они могут устанавливаться непосредственно в квартирах.
Кроме приема спутникового телевидения, плоские антенны нашли свое применение в системах радиорелейной связи и сотового телевидения [12], в системах предупреждения столкновения автомобилей [13] и в системах связи с подвижными объектами [14, 15].
Антенны в форме плоской решетки элементов в принципе не являются новинкой. Передающие антенны коротковолнового диапазона в виде двухмерных антенных решеток из горизонтальных полуволновых вибраторов эксплуатируются с 30-х годов по настоящее время. В диапазоне сантиметровых волн главной проблемой в создании плоской антенной решетки является проблема распределительного устройства, обеспечивающего соединение элементов решетки. Решение проблемы было найдено при появлении микрополосковых антенн и развитии технологии плоских печатных плат. Начало применения микрополосковых устройств относится к 1950 г. Тогда же появились предложения по использованию микрополосковых излучателей.
Было реализовано несколько образцов печатных антенн. Однако их развитие началось лишь в 70-х годах, когда прогресс в разработке технологии диэлектрических подложек, на которых реализуются микрополоски, позволил создавать простые, сравнительно дешевые, совместимые с интегральными схемами антенны для размещения на ракетах. Теоретические исследования проблем, связанных с плоскими антеннами, относятся к восьмидесятым годам.
Известны, например, плоские антенны для непосредственного приёма спутникового телевидения, в которых делитель мощности построен на основе полосковых или микрополосковых линий передачи [16,17]. Однако, конвертор, входящий в систему для приёма сигналов со спутника и присоединяемый непосредственно к плоской антенне, имеет волноводный вход. С целью обеспечения согласования симметричной полосковой линии с волноводным входом конвертора используют четвертьволновый отрезок волновода, который встраивается в конструкцию антенны [18]. Введение в состав антенны четвертьволнового отрезка волновода усложняет конструкцию антенны, снижает эффективность использования раскрыва антенны и, как следствие, уменьшает коэффициент усиления антенны. Проблема перехода ст полосковой линии к волноводу усугубляется, когда антенна должна иметь круговую поляризацию поля излучения. В этом случае в волновод должно вводиться две или четыре полоски. В последнем случае получается устройство, аналогичное устройству симметричного крестообразного соединения двух прямоугольных волноводов и круглого волновода, и известное под названием "турникет" [19,20].
Устройство содержащее четыре симметричных полосковых линии, соединенных крестом в плоскости полосок, и круглый волновод, расположенный перпендикулярно плоскости креста будем называть волноводно-полосковым турникетным соединением (ВПТС) [Ошибка! Источник ссылки не найден.].
Известно, что турникетное соединение является несогласованным устройством. С целью согласования волноводного турникета с того или иного плеча прибегают к помощи шлейфов, трансформаторов.
Также в последние годы нашли широкое применение антенны и устройства СВЧ, использующие технику полосковых и микрополосковых линий передачи энергии. Многие практические применения требуют, чтобы в них одновременно были использованы устройства, построенные с применением волноводов, и устройства, построенные на основе полосковой техники.
В диссертационной работе ставится задача разработать такое волноводно-полосковое турникетное соединение, которое бы являлось составной частью плоской антенны для непосредственного приемы телевизионного и радио сигнала со спутника.
Обзор основных типов плоских антенных решеток.
С появлением персональной фиксированной и подвижной связи, модемных радиоканалов, систем беспроводной связи широкое распространение получили полосковые антенны и антенные решетки (АР), построенные на их основе. Требования к характеристикам полосковых антенн различны: коэффициент усиления, ширина главного лепестка, уровень боковых лепестков, поляризация излучения, полоса рабочих частот.
В последнее время появились новые классы антенн, такие как диэлектрические резонаторные антенны и антенны, построенные с применением новых материалов (метаматериалы). Введем классификацию основных типов полосковых антенн и антенных решеток относительно типа линии передачи и излучающего элемента антенны (табл.1). Будем опираться на классификацию [121].
Таблица 1
Классификация основных типов плоских антенн и антенных решеток
Микрополосковые антенные решетки конструктивно выполнены из экранирующего слоя в виде пластины из электропроводящего материала, слоя, содержащего систему питания, и диэлектрической прокладки между этими слоями. Печатный излучатель, являющийся частью микрополосковой линии [71, 58, 62], печатный излучатель в произвольной форме, но, как правило, в форме круга (квадрата) [61, 62, 107] или в форме квадрата с размещенным под ним и диэлектрической подложкой воздушным зазором в экранирующем слое [72,73] имеет гальванический контакт с полосками системы питания. Излучатель в виде щели [74] или отверстия [76, 40], в виде щели с накладкой [69, 108] или с полосковым диполем [75] расположен в экранирующем слое и электромагнитно связан с линией питания. С целью исключения вторичных дифракционных максимумов в диаграмме направленности (ДН) излучатели расположены друг от друга на расстоянии, равном 0.7 ... 0.9 длины волны. Однако такие антенные решетки имеют большие потери, обусловленные:
непосредственным излучением проводников системы питания (в переднем или заднем направлении);
излучением вследствие дифракции волн на Т-образных разветвлениях, трансформаторах полных сопротивлений и на изгибах микрополосковой линии;
рассеянием поверхностной волны, распространяющейся вдоль границы диэлектрическая подложка - воздух, на неоднородностях слоя и на кромках антенны;
тепловыми потерями в диэлектрике подложки;
тепловыми потерями в полосках и экране.
Практика показала, что из-за потерь в системе питания нецелесообразно увеличивать количество элементов в решетке более 400.
В антеннах с круговой поляризацией при запитке излучающих площадок в двух точках возникли проблемы, связанные с непосредственным контактом проводников системы питания и печатных излучателей:
сложность изготовления;
большой коэффициент эллиптичности;
узкополосность излучателей.
В попытке устранить указанные проблемы были разработаны антенны на основе микрополосковых площадок, емкостно-связанных с микрополосковой линией питания, с излучателями в виде круглого отверстия или круглой площадки (с вырезанными или врезанными прямоугольными сегментами) [64, 78].
В работе [65] авторами предложена конструкция панельной антенны для диапазона частот 5,8 ГГц. В плоскости вектора Е ширина главного лепестка диаграммы направленности по уровню половинной мощности составляет 15 градусов, в плоскости вектора Н - 60. Для получения более узкой ДН, авторы увеличили число рядов полосковых излучателей и добились коэффициента излучения до 24 дБ.
Однако достижение необходимой добротности в микрополосковых антеннах осталось неразрешенной проблемой.
Потери в системе питающих проводников устраняются в волноводно-щелевых антеннах с излучателями в виде крестообразной щели [100] или в виде пары двух перпендикулярных щелей [97, 98, 99], возбуждаемыми радиальным
волноводом. Излучатели имеют различный размер и расположены по спирали, разворачивающейся из окрестности центра диска. Каждый излучатель имеет свой угол относительно фиксированного радиуса. В таких антеннах коэффициент полезного действия (КПД) достигает 76 %.
Волноводно-щелевые антенные решетки с линией питания на основе прямоугольных волноводов (антенны вытекающей волны) с излучателями в виде длинных [53, 54] или крестообразных [101] щелей так же, как и антенны, возбуждаемые радиальным волноводом, обладают значительно более низкими потерями, чем микрополосковые антенны.
Эти результаты подчеркивают, что потери в питающей линии плоской антенной решетки играют принципиальную роль. Однако массовое изготовление волноводно-щелевых антенн весьма проблематично. Поскольку печатная технология предпочтительна в отношении простоты изготовления и, следовательно, обуславливает более низкие цены, требовалось найти такие элементы антенной решетки и такую систему питания, которые бы имели более низкие потери, чем в микрополосковых антеннах.
Некоторое снижение потерь можно достичь, применяя полоски, расположенные во вспененном диэлектрике или в виде подвешенной полосковой линии.
Плоские антенные решетки на основе полосковой линии конструктивно состоят из системы питания, образованной полосками из электропроводящего материала, которая расположена между двумя экранами в виде электропроводящих пластин. Излучатели в виде прямоугольной щели [57], круглого (квадратного) отверстия с вырезанными прямоугольными сегментами [79], прямоугольного отверстия с шестиугольной площадкой [80,81,82,83], круглого (квадратного) отверстия с круглой (квадратной) площадкой [84, 85, 86, 87] или в виде симметричного петлевого вибратора [88] размещены в одном из экранов и электромагнитно связаны с линией питания. Экран с излучателями и система питания, система питания и другой экран разделены
между собой прокладками. Прокладки в указанных антеннах выполнены из диэлектрического материала или в виде рамы из металла, синтетической смолы, дерева. В работе [113] предложена малогабаритная антенна, построенная на основе симметричной полосковой линии с прорезанной прямоугольной излучающей щелью, которая возбуждается штыревым зондом. Основным достоинством такой антенны - малые габаритные размеры. Она имеет также более широкую полосу рабочих частот по сравнению с прямоугольным полосковым излучателем. Электромагнитное поле в дальней зоне формируется щелью в экранной плоскости, поэтому ее ДН эквивалентна ДН щели в экране.
Для реализации круговой поляризации были разработаны антенные решетки с излучателями в виде квадратного отверстия [89] или квадратного отверстия с квадратной площадкой [90, 91, 92] с системой питания в виде двух полосковых линий, разделенных слоем с отверстиями связи.
В плоских антеннах на основе подвешенных полосковых линий слой, содержащий фидерную сеть антенны, образован полосками из электропроводящего материала и размещен на диэлектрической подложке. Оба слоя расположены между двумя металлическими пластинами, которые содержат воздушные зазоры и излучающие элементы в виде конического рупора [93], круглого [94] или квадратного [95] волновода, возбуждаемых штырем, или круглой щели, возбуждаемой круглой площадкой [96]. Штырь является участком полоски, введенным внутрь рупора или волновода.
Благодаря конструктивным особенностям полосковых линий передачи в антеннах исключены потери, обусловленные непосредственным излучением проводников системы питания, излучением вследствие дифракции волн на Т-образных разветвлениях, трансформаторах полных сопротивлений и изгибах полосковой линии питания, уменьшены потери в диэлектрике. Однако антенны с фидерной системой в виде полосковой линии так же, как и антенны с питанием микрополосковой линией, имеют большие тепловые потери в центральном проводнике и экранах линии вследствие большой протяженности
полосок, большого количества двоичных делителей мощности, трансформаторов полных сопротивлений, изгибов линии.
В [104, 105] предложена плоская антенна, конструктивное исполнение которой обеспечивает получение высокого коэффициента направленного действия (КНД) в рабочей полосе частот при снижении потерь в системе питания антенны за счет уменьшения количества щелевых излучателей путем использования решетки резонаторов с частично прозрачной поверхностью. Система питания антенны, образованная полосками из электропроводящего материала, расположена между экраном и пластиной с отверстиями связи прямоугольной формы. Экран и система питания, система питания и пластина с отверстиями связи разделены между собой прокладками из вспененного полистирола или другого диэлектрического материала с малым значением тангенса угла диэлектрических потерь. Пластина с отверстиями связи, частично прозрачная пластина с излучающими отверстиями и расположенная между ними решетка с объемными ячейками образуют решетку из резонаторных антенн (РА). Высота объемных резонаторов близка к половине длины волны. Поперечные размеры отдельной РА составляют величину порядка нескольких длин волн (в данном варианте - четырех длин волн) в зависимости от заданного диапазона частот. Количество резонаторов выбирается из условил обеспечения заданного КУ антенны.
Антенные решетки на основе РА сочетают в себе положительные свойства как печатных, так и волноводно-щелевых антенных решеток. Поэтому в таблице 1 они представлены отдельно, как еще один тип плоских антенных решеток.
Антенны на основе объемных резонаторов предлагались и ранее. В [110] в качестве варианта, улучшающего направленные свойства антенны (или излучающей апертуры), предложено использовать частично прозрачный экран, помещаемый перед антенной, позади которой для защиты от заднего излучения помещен отражающий экран. В работе исследовано влияние частично
прозрачных экранов различного типа, помещаемых перед антенной, выполненной в виде волноводной апертуры в плоском проводящем экране. Дана оценка резонансного расстояния от антенны до экрана в приближении для плоской волны и приведены (ДН) при различном коэффициенте отражения от экрана. Показано, что УБИ можно существенно снизить, если частично или полностью закрыть систему из двух экранов металлическими перегородками так, чтобы плоскости этих перегородок были перпендикулярны плоскостям экранов, создав тем самым полость, возбуждаемую антенной изнутри и связанную с внешним пространством через частично прозрачный экран. Полученная система названа отражательно-полостной антенной. Представлены различные образцы отражательно-полостных антенн с коэффициентом использования поверхности (КИП), большим 0,5 для волны длиной 32 мм и приведена ДН для образца круглой формы.
Таким образом, в [ПО] сформулирована идея РА, прообразом которой является отражательно-полостная система. Однако в статье исследуется лишь влияние коэффициента отражения частично прозрачного экрана на ДН и отсутствует анализ свойств антенн при изменении геометрии экрана и в диапазоне частот.
В работе [116] предлагается резонаторная антенна с частично прозрачной стенкой. В работе описана и приведена численная модель одиночного резонатора с двумя круговыми поляризациями. Коэффициент усиления составляет 20,7 дБ. Также рассмотрена возможность построения на основе нескольких резонаторов построения плоской антенной решетки для непосредственного приема сигнала со спутника с коэффициентом усиления до 31 дБ.
Экспериментальные исследования РА требуют значительных материальных затрат, поэтому актуальным стало создание численных моделей таких антенн [111]. Модельные исследования в полной мере стали возможны лишь с появлением эффективных численных методов [112] и современных
высокоскоростных вычислительных машин. В работе [115] на основе метода тензорных функций Грина разработана универсальная методика исследования электрических характеристик плоских, цилиндрических, сферических структур.
Новый класс антенн, который необходимо отметить, это класс диэлектрических резонаторных антенн (Dielectric Resonator Antenna). Принцип работы такого класса антенн заключается в том, что используются диэлектрические материалы с высокой относительной диэлектрической проницаемостью и свойством этих материалов излучать энергию на резонансной частоте. Такой диэлектрик служит объемным резонатором, который по своим параметрам выгодно отличается от ранее известных резонаторов, поэтому такие антенны получили название диэлектрические резонаторные антенны.
В работе [52] применен цилиндрический диэлектрический резонатор (єг = 4$, ) = 24,15 мм, Я =6,81 мм), который возбуждается полоской,
расположенной в щели прямоугольного волновода. Ширина полосы согласования составила 18% (2,325-2,78 ГГц) по уровню КСВ<2. Коэффициент усиления в полосе согласования от 5,5 до 9 дБ.
В работе [55] предлагается новая резонаторная антенна для использования в мобильных телефонах. В качестве резонатора рассматривается несоосное диэлектрическое кольцо (єг = 77), которое возбуждается с помощью коаксиальной линии. Применяя такой диэлектрический резонатор, авторы добились ширины диапазона 1,73-2,03 ГТц (ширина полосы согласования 15,9%). Изменяя радиусы (внутренний и внешний) диэлектрического кольца можно добиться резонансного эффекта на заданной частоте.
В работе [56] предлагается диэлектрический резонатор в форме параллелепипеда, возбуждаемый полосковой линией. При этом, изменяя размеры диэлектрического резонатора и его место расположение над полоской можно получить полосу согласования на различных частотах. На резонансной
частоте 1,63 ГГц полоса согласования составила 6,13% (1,57 - 1,67 ГГц). При этом коэффициент усиления был больше 6 дБ.
В работе [65] предлагается диэлектрический резонатор в форме параллелепипеда помещать в раскрыв металлического рупора, при этом коэффициент усиления составляет 8,5 дБ на частоте 6,0 ГГц, а без рупора КУ составляет 3,6 дБ. Ширина полосы согласования составила лишь 3,2%.
Одним из основных требований к современным антеннам, которые применяются для мобильной индивидуальной связи, является компактность (миниатюрность) при малых мощностях излучения. Новейшим этапом разработки таких антенн стало применение принципиально новых материалов, которые позволяют сделать антенну чрезвычайно малого размера и сделать ее более функциональной, нежели прежде, благодаря уникальным электромагнитным свойствам этих материалов. Новые материалы - получили название метаматериалы, представлены в [59] двумя классами:
фотонные кристаллы (photonic crystals, MPCs);
degenerate band edge (DBE) crystals.
Особенностью такого класса антенн является использование материалов с анизотропной структурой, что приводит созданию материалов с нужными электрическими параметрами. Уже сейчас появились метаматериалы с диэлектрической проницаемостью меньше единицы {ег < 1).
Одно из первых упоминаний о турникетном устройстве встречается в работе Монтгомери, Дика и Парсела «Принципы микроволновых схем» и датируется 1948 годом [34]. В этой работе впервые было описано турникетное соединение как шестиплечее устройство, показаны условия для его согласования.
В работах [19,41] указывается на возможность согласования турникетного соединения с помощью трехэлементного шлейфа, представляющего собой три соосных цилиндра (плунжера - по Харвею) разной длины и разного диаметра, введенного в область соединения волноводов.
Альтман показал строение поля внутри турникетного соединения и тип волн, которые могут распространятся в нем.
В работе Харвея [42] описан способ изменения поляризации с круговой на линейную путем помещения короткозамыкателеи в различных плечах турникета.
В работе [20] Бровко А.В. предложил расчет симметричного турникетного соединения волноводов методом конечных элементов.
Титов В.Н. [43] получил авторское свидетельство на ортоплексер, содержащий отрезок волновода с торцевой стенкой, возбуждаемый двумя ортогональными низшими типами волн, к которому подключены два ортогональных отрезка линии передачи, расположенные перпендикулярно его оси. Каждый из ортогональных отрезков линии передачи выполнен в виде полосковой линии, размещенной с наружной стороны торцевой стенки, и подключен к отрезку волновода через дополнительно выполненную в торцевой стенке щель.
Кенжи Хатазава и др. [44] предложили согласовывать полосковые линии, расположенные ортогонально друг к другу, и волновод с помощью четвертьволновых отрезков волноводов и отражающего ребра.
Для возбуждения в круглом волноводе двух взаимно перпендикулярных волн с линейной поляризацией Акира Киношита и др. [45] предложили использовать две взаимно перпендикулярные полосковые линии.
Для улучшения согласования и расширения полосы согласования Д. Позар [46] предложил использовать согласующую металлическую пластину, помещенную перпендикулярно волноводу на некотором расстоянии от полосковой линии.
Для обеспечения развязки между выходными линиями передачи при равенстве первой и второй рабочих частот было предложено Орловым и Филипповым [47] резонансное устройство, содержащее две входные линии передачи, имеющие электромагнитную связь с полосковым резонатором,
выполненным в форме прямоугольника, одна сторона которого равна половине длины волны на первой рабочей частоте, а соседняя сторона равна половине длины волны на второй рабочей частоте. При этом выходные линии передачи связаны с серединами соседних сторон полоскового резонатора. В другой работе для планарного развязанного пересечения полосковых линий передачи Орлов [48] предложил устройство, содержащее два металлических экрана, между которыми симметрично размещена подложка, на одной и другой сторонах которой расположены две основные и дополнительные входные полосковые линии передачи и соответствующие им соосно расположенные основные и дополнительные выходные полосковые линии, а также основной и дополнительный полосковые резонаторы. Технический результат планарного развязанного пересечения полосковых линий передачи заключается в выполнении пересечения на высокодобротных полосковых линиях передачи на одной частоте, на двух разнесенных частотах с уменьшенным уровнем прямых потерь, увеличенным уровнем развязки, расширенной полосой рабочих частот, уменьшенным уровнем излучения поверхностной волны, делением мощности входного сигнала на три равных выходных сигнала.
Снелл [49] предложил использовать прямоугольный резонатор как фильтр для планарных ортогональных линий передач.
Расчет оптимальных четвертьволновых трансформаторов предложен Янгом [50].
Микрополосковая линия передачи впервые появилась в 1952 году [21] и широко исследована в литературе [23]. В основе описаний лежит аппроксимация ТЕМ-колебаниями, приемлемая для большинства практических случаев. Уилер [24], используя метод конформных преобразований, получил приближенные формулы для длины волны в микрополоске и полного сопротивления линии. Позднее эти выражения были усовершенствованы Хаммерштадом [25] и Оуендом [26].
Излучение от неоднородностей в микрополоске впервые было изучено Левиным [27]. Анализ основывался на исследовании токов, текущих по проводникам. По этому методу проводился анализ резонаторов, работающих на основной моде [28, 29] и модах более высоких порядков [30]. Джеймс и Уилсон [31,32] показали, что анализ, основанный на полях в апертуре, образованной открытым концом микрополоски, дает хорошее согласование с измерениями.
Применяя метод согласования мод, Джеймс и Ладбрук [33] показали, что примерно 1/50 часть мощности, падающей на открытый конец микрополоски, уходит на возбуждение поверхностной волны, которая становится значительной в микрополосковой антенной решетке с низким уровнем боковых лепестков.
Катехи и др. [34] получили общее решение для класса антенн, возбуждаемых с помощью микрополосковой линии, и установили точное совпадение с результатами эксперимента. Для расчета распределения тока вдоль линии передачи использован метод моментов. При оценке импеданса микрополоскового диполя использована теория линии передачи.
Для анализа широкой излучающей щели, возбуждаемой микрополосковой линией, Каризи и др. [40] применили метод моментов с использованием функции Грина в представлении Зоммерфельда. Такой подход предполагает, что экран и диэлектрическая подложка имеют бесконечную протяженность. При этом были учтены обе составляющие электрического ПОЛЯ в щели, а каких либо предварительных предположений относительно распределения электрического тока на полоске не делалось.
Саркар и Арвас [36] провели анализ различных конструкций микрополосковых антенн с применением моделей конечных размеров. Исследование выполнено путем решения интегральных уравнений, полученных при записи граничных условий на неоднородностях. Для вычисления электромагнитных полей применен метод функций Грина.
Бхаттахария и др. [37] исследовали антенну в виде щели, наклоненной как относительно возбуждающей ее микрополосковой линии, так и относительно накладки в виде металлической пластины с излучающим отверстием прямоугольной формы. Влияние размера и наклона щели на поведение входного импеданса антенны в диапазоне частот исследовано путем построения эквивалентной электрической схемы.
В основе теории симметричной полосковой линии лежат свойства ТЕМ-колебаний. Бейтс [38] нашел точное решение для полного сопротивления линии и длины волны в ней. Кон [39] получил для линий с полным сопротивлением менее 120 Ом простые приближенные решения, которые отличаются не более чем на 1% от точного решения.
Актуальность темы.
Диссертационная работа посвящена рассмотрению двух проблем в построении плоской антенны с двумя круговыми поляризациями для непосредственного приема спутникового телевидения: 1. Анализу свойств РА с частично прозрачной стенкой.
Долгие годы в нашей стране телевидение развивалось по одной схеме -несколько центральных государственных каналов распределялись по регионам при помощи системы радиорелейных линий, и только в самые отдаленные регионы - через телекоммуникационные спутники типа "Горизонт", для приема сигнала с которых требовались сложные приемные системы с большими параболическими антеннами. Сейчас технологии спутникового и кабельного телевидения стремительно внедряются в индустрию телевещания. Соответственно, кардинально меняется весь телевизионный бизнес.
Под термином "спутниковое телевидение" скрываются два весьма различных по своей идеологии подхода. Первый подразумевает непосредственный прием спутникового сигнала на индивидуальную приемную установку с антенной малого размера (обычно менее одного метра). Для обеспечения такого приема необходимо использовать спутник с относительно
высокой мощностью передатчиков. Называется такой тип вещания НТВ (непосредственное телевизионное вещание). Соответствующий английский термин - DTH (direct-to-home). Именно такой тип вещания и подразумевается под спутниковым вещанием в "западном" его понимании.
Второй подход - это трансляция телевизионного сигнала для местных телевизионных станций или кабельных сетей через спутник. При этом могут использоваться спутники с худшими, чем это необходимо для НТВ, параметрами.
Но в последние 10 лет активно развиваются мобильные технологии. В связи с этим остро встал вопрос об антеннах, которые бы отвечали таким требованиям как малые массо-габаритные параметры, необходимый коэффициент усиления, наличие, как правило, круговой поляризации, помехоустойчивых "умных" антенн. Таким требованиям хорошо отвечают печатные, полосковые или резонаторные антенны, которые могут быть очень тонкими с отсутствующими выступающими элементами, что позволяет их применять в современных средствах связи. Миниатюризация антенн ограничивается электродинамическими свойствами излучающих устройств, поскольку свойства направленности антенны зависят от размеров ее апертуры в длинах волн.
Экспериментальная отработка РА трудоемка, требует большого количества времени и серьезных материальных затрат. Приближенные методы расчета РА с высокой добротностью, а, следовательно, и малой шириной полосы рабочих частот (1% и менее), оказываются непригодными для разработки РА с полосой рабочих частот 5 - 7% и более из-за больших погрешностей. Эти факторы сделали актуальным создание численных моделей таких антенн. Модельные исследования стали возможны лишь с появлением эффективных численных методов и определенным уровнем развития вычислительной техники.
Количество публикаций, посвященных расчетам РА, невелико, а что касается РА со сравнительно широкой полосой рабочих частот, то здесь имеются лишь единичные публикации. Это связано с тем, что строгий учет влияния излучения антенны на структуру поля в резонансной полости в сочетании с учетом влияния конструктивных элементов устройства возбуждения приводят к целому кругу аналитических и вычислительных проблем. Диссертационная работа предпринята с целью восполнения пробелов в существующих методах анализа РА с конечной добротностью резонатора, обусловленной его радиационными потерями на передачу энергии в окружающее пространство и устройство возбуждения. 2. Разработке волноводно-полоскового турникетного соединения.
В последние годы нашли широкое применение антенны и устройства СВЧ, использующие технику полосковых и микрополосковых линий передачи энергии. Многие практические применения требуют, чтобы в них одновременно были использованы устройства, построенные с применением волноводов, и устройства, построенные на основе полосковой техники. Известны, например, плоские антенны для непосредственного приёма спутникового телевидения, в которых делитель мощности построен на основе полосковых или микрополосковых линий передачи. Конвертор же, присоединяемый к плоской антенне, имеет волноводный вход. При этом с целью обеспечения согласования фидера с антенной в конструкцию антенны включается отрезок волновода того же диаметра, что и диаметр волновода конвертора, и длиною в четверть длины волны. При соединении конвертора с антенной встроенный в антенну отрезок волновода является продолжением волновода конвертора. Полосковая линия вводится в волновод через отверстие в его боковой стенке в месте стыка волновода конвертора и четвертьволнового отрезка волновода, встроенного в антенну. Полосковая линия вводится в волновод перпендикулярно к оси волновода. Введение в антенну четвертьволнового отрезка волновода усложняет конструкцию антенны,
снижает эффективность использования поверхности антенны и как следствие
уменьшает коэффициент усиления антенны. Проблема соединения по носковой
линии с волноводом усугубляется, когда антенна должна иметь круговую
поляризацию поля излучения. В этом случае волновод должен быть круглым и
в него должно вводиться два или четыре полоска. Целью диссертации
является создание простого в изготовлении и удобного в применениях
волноводно-полоскового турникетного соединения, для обеспечения
непосредственного соединения известных конверторов с плоскими антеннами, применяемыми в системах для приёма сигналов со спутников. Объект и предмет исследования.
Объектом исследования в предлагаемой работе является оригинальная РА, представляющая собой резонатор, возбуждаемый полосковой линией через отверстия связи. РА имеет так называемую "короткую" конструкцию (расстояние между двумя широкими стенками объемного резонатора близко к половине длины волны), которая позволяет достичь заметного уменьшения размеров антенны при заданном КУ.
Также объектом исследования в настоящей работе является волноводно-полосковое турникетное соединение в составе плоской антенны для непосредственного приема сигнала со спутника представляющее собой турникетное соединение круглого волновода и четырех полосковых линий передачи.
Предметом исследования в настоящей работе являются электродинамические характеристики предложенных устройств, такие как входной импеданс и диаграмма направленности и влияние конструктивных (согласующих) элементов ВПТС на работу антенны в целом. Целью диссертационной работы является:
1) разработка вычислительных моделей конструкций волноводно-полоскового турникетного соединения и РА, способных с допустимыми
отклонениями предсказывать электродинамические параметры рабочих образцов исследуемой антенны;
выявление основных закономерностей поведения характеристик направленности РА в диапазоне частот с использованием ее вычислительной модели;
разработка методики расчета РА, позволяющей создавать образцы антенн без применения эмпирических методов исследований;
разработка и анализ макета модели предложенного волноводно-полоскового турникетного соединения, обеспечивающей достаточную точность прогнозирования электродинамических параметров рабочих образцов ВПТС и антенны;
экспериментальные исследования согласования ВПТС с образцом плоской антенны.
Для достижения поставленной цели в работе предполагается:
на основе полученного распределения токов в раскрыве РА рассчитать ДН поля РА и отдельного излучающего отверстия, а также КНД образцов РА с запиткой двумя отверстиями связи;
исследовать зависимость характеристик излучения от геометрических размеров и количества излучающих элементов РА в диапазоне частот; провести численную оптимизацию размеров образца антенны по КНД; разработать методику расчета РА;
привести примеры экспериментальных образцов РА, использованных при конструировании плоской антенны для непосредственного приема спутникового телевидения;
разработать физическую модель конструкции предложенного устройства ВПТС с учетом упрощений;
на основе полученных распределений магнитных и электрических токов на апертурах связи и отверстиях вычислить КСВ и диаграмму направленности антенны;
6) исследовать поведение согласования ВПТС в диапазоне частот с помощью проведения экспериментов с макетом предлагаемой антенны; сопоставить полученные результаты с результатами численного моделирования.
Научная новизна. К новым можно отнести следующие результаты работы:
Теоретически и экспериментально проведены численные исследования влияния параметров резонатора, таких как шаг решетки, толщина решетки, высота резонатора на КНД резонаторной антенны. Выявлены закономерности в поведении графика КНД при изменении размеров резонатора.
Проведены исследования по влиянию количества и местоположения возбуждающих щелей антенны на ее характеристики. Получена зависимость влияния расположения щели под излучающим отверстием. Сделано заключение, что резонатор квадратной формы, размером 8 на 8 отверстий, возбуждаемый двумя щелями, расположенные симметрично на расстоянии ХА размера широкой стенки от центра резонатора, выгодно отличается по своим характеристикам (КНД, ширина полосы пропускания) от прямоугольных резонаторов. В процессе исследований была получена ярко выраженная зависимость о влиянии взаимного расположения возбуждающих щелей и отверстий решетки на ДН резонаторной антенны. Установлено, что щель должна находиться между излучаемыми отверстиями.
Разработана методика, позволяющая вычислять геометрические параметры РА по заданным характеристикам направленности и диапазону рабочих частот.
Предложен макет компактного и технологичного волноводно-полоскового турникетного соединения (ВПТС), содержащего четыре симметричных полосковых линии, соединенных крестом в плоскости полосок, и круглый волновод, расположенный перпендикулярно плоскости креста.
Выявлены закономерности влияния конструктивных элементов соединения на характеристики устройства:
установка сегментов предотвращают "просачивание" мощности в область между экранами вне полосковых линий;
установка согласующих пластин позволяет добиться хорошего согласования в полосе частот.
ВПТС позволяет обеспечить непосредственное соединение выпускаемых промышленностью конверторов с плоскими антеннами, применяемыми в системах для приёма телевизионных сигналов со спутников.
Научная новизна волноводно-полоскового турникетного соединения подтверждена патентом РФ на изобретение № 2234170 от 10 августа 2004.
Теоретическую значимость и прикладную ценность представляют следующие результаты работы:
Предложена новая плоская антенна, обладающая хорошей полосой рабочих частот и, одновременно, преимуществом в отношении массогабаритных характеристик и парусности по сравнению с известными параболическими антеннами.
Разработаны вычислительная модель, алгоритмы и программы расчёта на ЭВМ характеристик предложенной антенны.
Установлены зависимости ДН и ширины полосы пропускания антенны от её геометрических размеров.
Разработано новое волноводно-полосковое турникетное соединение, позволяющее обеспечить непосредственное соединение выпускаемых промышленностью конверторов с плоскими антеннами, применяемыми в системах для приёма телевизионных сигналов со спутников.
Выявлены закономерности влияния конструктивных элементов соединения на характеристики устройства.
Реализация результатов работы:
Изготовлены и испытаны образец одиночного объемного резонатора и образец плоской резонаторной антенны, также макет волноводно-полоскового турникетного соединения.
Образец резонатора работает в диапазоне 12,2-12,8 ГГц с двумя круговыми поляризациями с коэффициентом усиления в 21 дБ.
В составе плоской резонаторной антенны использован макет волноводно-полоскового турникетного соединения для запитки 16 объемных резонаторов. Антенна работает в диапазоне 12,2 - 12,8 ГГц с двумя круговыми поляризациями с коэффициентом усиления в 31 дБ. Испытания антенны проведены в «НИИ по измерительной технике» г. Челябинск.
Модель, алгоритмы и программы расчета РА используются в учебном процессе в Южно-Уральском государственном университете в курсах "Электродинамика и распространение радиоволн", "Техническая электродинамика", "Информатика и вычислительная техника", "Антенны и устройства СВЧ".
Апробация работы.
Материалы диссертационной работы были доложены на:
ежегодных научно-технических конференциях Южно-Уральского государственного университета (Челябинск, 2000 - 2006 гг.).
28ой Генеральной Ассамблее Международного союза ученых в области радио (URSI) (Индия, Нью-Дели, 23-29 октября 2005).
Выступления получили одобрение в научных кругах и в эксплуатирующих организациях, а результаты обсуждения использованы в дальнейшей работе. По результатам работы опубликован патент, пять докладов, четыре статьи.
На защиту выносятся:
Разработанные вычислительные модели конструкций волноводно-полоскового турникетного соединения и РА;
Выявленные закономерности поведения ДН, КНД и поляризационных характеристик РА в диапазоне частот при различных геометрических параметрах резонатора и перфорированной стенки.
Конструкция нового волноводно-полоскового турникетного соединения.
Методика расчета размеров РА по заданным параметрам - рабочему диапазону частот и КНД, позволяющая создавать образцы антенн, характеристики направленности которых близки к оптимальным.
Волноводно-полосковое турникетное соединение
На рис. 1.2 представлено трехмерное изображение волноводно-полоскового турникетного соединения (ВПТС) в разобранном виде. ВПТС состоит из круглого волновода 1, первого экрана 2, первой диэлектрической пластины 3, центрального проводника полоскового делителя 4 мощности, второй диэлектрической пластины 5, второго экрана 6, согласующей металлической пластины 7, сегментов 8-11.
В качестве волновода 1 может быть использован стандартный круглый металлический волновод. В первом экране 2 вырезано круглое отверстие 12. Ось, перпендикулярная плоскости центрального проводника полоскового делителя 4 мощности и проходящая через его центр, является в устройствеосью симметрии четвертого порядка. Другими словами, если последовательно четыре раза повернуть устройство на 90 вокруг его оси симметрии, то каждый раз получится идентичный волноводно-полосковый переход.
Центральный проводник полоскового делителя 4 расположен в плоскости, параллельной первому экрану 2, при этом первый экран 2, первая диэлектрическая пластина 3, полосковый делитель 4, вторая диэлектрическая пластина 5 и второй экран 6 образуют плоскослоистую структуру с указанным выше чередованием слоев. Полосковый делитель мощности 4 (рис. 1.3) состоит из полосковых линий 13-16, согласующих трансформаторов 17-20 и полоскового резонатора 21. Согласующие трансформаторы могут быть трансформаторами первого или второго рода (одноступенчатыми или многоступенчатыми). Полосковый резонатор 21 имеет квадратную форму и является одним из устройств согласования открытого конца волновода с полосковыми линиями.
При таком конструктивном выполнении полосковые проводники 13, 15 и полосковые трансформаторы 17, 19 расположены на общей оси полосок 13-15, а полосковые проводники 14, 16 и полосковые трансформаторы 18, 20 расположены также на общей оси полосок 14-16. Оси полосок 13-15 и 14-16 взаимно перпендикулярны.
Сегменты 8-11 выполняются, например, из металлического цилиндрического кольца, в котором прорезаны пазы. Пазы имеют ширину достаточную для укладки в них полосковых проводников 13-16. Внутренний диаметр кольца равен диаметру круглого волновода. Высоты сегментов равны расстоянию между первым и вторым экранами. Сегменты образуют короткий отрезок круглого волновода, являющийся продолжением круглого волновода 1 в область между первым и вторым экранами.
Для питания плоской антенны, состоящей из 16 резонаторов (4 4), необходимо создать такой делитель мощности (ДМ), который бы обеспечивал синфазное возбуждение всех 32 щелей, что позволит получить необходимый коэффициент усиления. Конструкция плоской антенны (ПА) подразумевает наличие двух круговых поляризаций, что усложняет разводку ДМ, поэтому количество щелей излучения становится равным 64. Разводка делителя мощности должна быть выполнена в одном слое с обеспечением минимальной длины проводников до щелей, при этом электрические длины полосковых линий для всех щелей каждой поляризации должны быть одинаковыми. Также необходимо обеспечить минимальное взаимное электромагнитное влияние.
Делитель мощности плоской антенны имеет изгибы полосковых линий различной конфигурации, поэтому необходимо провести исследования по влиянию изгибов на изменение электрического и геометрического пути.
При выполнении плавных изгибов на 90 обычно следуют рекомендации [117] реализовать изгиб в виде кругового кольца с внутренним радиусом по величине большим или равным пятикратному размеру ширины полоски. При этом при расчете электрической длины линии передачи с плавным изгибом обычно предполагают, что физическая длина линии равна геометрической длине оси полоски. Полагают, что геометрическая длина изгиба определяется длиной дуги «срединной» окружности изгиба, то есть окружности радиуса Rt :где Rmin - радиус внутренней окружности изгиба, тах радиус внешней окружности изгиба.
Во многих практических приложениях выполнить эти рекомендации, устанавливаемые нормативной документацией, представляет проблему. С другой стороны важно обеспечить заданное фазовое распределение токов в излучающих элементах антенной решетки или в иных элементах СВЧ устройства. Для таких приложений важен точный расчет электрической длины каждой ветви питания. Ветви могут отличаться друг от друга по своей конфигурации. Разные ветви полоскового делителя мощности могут иметь разное количество изгибов, выполненных к тому же с различными радиусами. Характерные фрагменты линии передачи с изгибами на 90 и 180 представлены на рис. 1.4.
Каждый из представленных фрагментов состоит из прямолинейных участков и изгибов полосковой линии. При этом под изгибом мы понимаем отрезок линии, в котором центральный проводник имеет форму части кругового кольца. Фрагмент №1 включает в себя изгиб на 180 (полукольцо), №2 содержит изгиб на 180 и два изгиба на 90, №3 - два изгиба на 90, №4 -изгиб на 180 и изгиб на 90, №5 - два изгиба на 180. Радиус внутренней окружности изгибов на представленных рис. 1.4 фрагментах меньше, чем ширина полоски. В результате расстояние между краями полосок фрагментов 1, 2, 4, 5 меньше чем ширина полосок. Параметры таких неоднородностей полосковой линии обычно определяют экспериментально [117].
Для определения зависимости фазы коэффициента передачи Sl2 матрицы рассеяния изгиба от величины радиуса изгиба, не накладывая ограничения на величину Rmm, проведём численные исследования влияниявеличины радиуса поворота на фазу коэффициента передачи Si2 При этом воспользуемся традиционным методом электродинамического моделирования, основанном на сведении исходной краевой задачи к интегральному уравнению относительно распределения плотности тока и последующего его решения методом моментов. Будем определять разность фаз А : разность фазыкоэффициента передачи изгиба S и фазы коэффициента передачи S"2 прямолинейного отрезка линии, геометрическая длина которого равна длине фрагмента, вычисленной по средней линии полоски.
В результате исследований фрагмента №1 была получена зависимость разности фаз Д# коэффициента S и коэффициента S"2 прямолинейного проводника от длины 1п прямолинейного проводника рис. 1.5.
Вычисление напряжённости магнитного поля методом стационарной фазы
Некоторые из формул имеют медленно сходящиеся ряды. В этих случаях для экономии времени к ним применены известные способы преобразования сходимости, которые позволили: а) ускорить сходимость рядов (что привело в итоге к сокращению времени расчета и увеличению точности вычислений); б) обойти особенности в знаменателях формул, возникающие при совпадении точек наблюдения и интегрирования.
Рассмотрим образец РА со следующими параметрами: поперечные размеры резонатора: а Ъ 90 мм, 7/= 10,95 мм; толщина перфорированной стенки D=\ мм, период решетки а =11,2мм, количество излучающих отверстий Ко = 8 8 = 64, размеры отверстий lp = tp = $,0MM,p= 1, ...,К0; резонатор возбуждается двумя отверстиями связи, расположенными на расстоянии 45 мм друг от друга. Один из наиболее важных вопросов, возникающих при расчете ДН, - вопрос о выборе гармоник двухмерного базиса Фурье для аппроксимации х- и -компонент магнитных токов на апертурах излучающих отверстий РА. Как уже было сказано (Глава 1), точность аппроксимации магнитных токов на апертурах отверстий определяется не только количеством используемых гармоник, но и их видом. Определим порядок, при котором возможен учет всех существующих гармоник базиса при увеличении размерности разложений вплоть до бесконечности. В табл. 3 представлены первые 15 гармоник базиса.
Последовательность пар коэффициентов //=1,2, 3, ... и v = 0, 1,2, ... в таблице построена по принципу возрастания их суммы (в данном случае до 5), причем для каждого значения суммы взяты все возможные сочетания //и v. Причем сумма формируется следующим образом: /л - возрастает, a v -убывает. Таким образом, порядок выбора гармоник при увеличении размерности разложений определен.
Поскольку время расчета одной ДН пропорционально квадрату количества используемых гармоник, встает вопрос об их необходимом минимуме. Для выявления гармоник, наиболее активно участвующих в формировании ДН, был поставлен эксперимент, заключающийся в постепенном уменьшении размерности разложений и учете только тех гармоник, которые приводили к изменениям в ДН, выходящим за рамки заданной точности расчета 1 %.
В результате остались три гармоники, расположенные в табл. 3 под номерами 1,6 и 15. Это гармоники, у которых /л нечетное, a v - 0. Эти гармоники необходимо учитывать в расчете, т.к. они вносят значительный вклад в формирование ДН. Используя формулы, полученные в п. 2.4.ы, вычислим наиболее "чувствительную" - основную компоненту ДН РА в -плоскости на частоте 12,0 ГГц при использовании одной, двух и трех гармоник с коэффициентами (ju; у): (1; 0), (3; 0) и (5; 0) (рис.3.1).
Как видно из рисунка, учет большего числа гармоник привел лишь к изменению уровня бокового излучения (УБИ). На ширине главного лепестка ДН это не отразилось.
Среднее отклонение по абсолютной величине кривых 1 и 2 от кривой 3, представленных на рисунке, составило 0,0375 и 0,00936, соответственно. Тогда, в предположении, что кривая 3 вычислена точно, можно сказать, что кривые 1 и 2 вычислены с точностью не менее 4 и 1 %, соответственно.
Таким образом, при заданной точности вычислений 1 %, для вычисления ДН при аппроксимации х- и -компонент магнитных токов на апертурах излучающих отверстий РА достаточно задать две гармоники, расположенные в табл. 3 под номерами 1 и 6. Все дальнейшие расчеты ДН, если это не оговорено особо, сделаны с применением этих параметров.
Предположим, что одна из широких стенок резонатора перфорирована квадратными отверстиями. Количество отверстий на стенке равно Ko = NxN, размеры отверстий равны lp х tp, lp = tp = с, где р = 1, ..., К0. По ряду причин, в частности причин технологического характера, выгоднее пробивать отверстия, когда они образуют периодическую решетку. Пусть период отверстий по оси х и оси у равен а.
Ограничим перфорированный отверстиями участок стенки контуром, стороны которого проходят через внешние стороны крайних отверстий. Контур имеет форму квадрата, длина сторон которого равна l = (N- 1) я + с.Если 1 = А, где А— длина широкой стенки резонатора, то внешние стороны крайних отверстий непосредственно граничат с узкими стенками резонатора. При 1 А между отверстиями и узкими стенками расположена металлизированная область в виде четырех полосок шириной А = (А-Г)/2. Если указанный выше контур охватывает всю внешнюю поверхность широкой стенки резонатора, то А = 0.
Поскольку период излучающих отверстий а определяет ширину металлизированных полосок А, расположенных на краях широкой стенки резонатора, рассмотрим зависимости КНД от частоты при различных а. Они представлены на рисунках 3.2а и 3.26 .
Как видно из графиков (рис.3.2), при заданном периоде решетки с ростом частоты КНД монотонно возрастает, достигает максимального значения в окрестности точки /о = 12,5 ГГц, затем монотонно убывает. Наибольшее из своих максимальных значений КНД достигает в том случае, когда период лежит в интервале значений от 11,4 до 11,6 мм (рис. 3.26), но при этом ширина полосы пропускания в рабочем диапазоне антенны значительно уже. Для периода решетки я=11,6 мм максимум КНД составил 21,64 дБ на частоте 12,5 ГГц, ширина ПП по уровню -3 дБ составила 11,3 %. Наиболее широкая полоса частот на уровне -3 дБ имеет место при а =11,2 мм ІШ 111=13,36%, следовательно, при данном периоде излучающих отверстий зависимость КНД является наиболее выгодной, при этом максимальный КНД составил 21,59 дБ на частоте 12,5 ГГц. Решетки с периодом а=10,8 - 11,0 имеют меньший КНД, при этом график КНД монотонно убывает значительно быстрее, чем с периодом а = 11,2 мм.
Зависимость КНД резонаторной антенны, возбуждаемой одной щелью, от размера резонатора
Для построения антенной решетки необходимо выбрать, резонаторкакой геометрической формы более целесообразно использовать, что позволитреализовать поставленные задачи. Также необходимо определитьрациональный способ возбуждения резонатора.
Проведем численные исследования параметров резонаторов различной формы (прямоугольная или квадратная) с возбуждением щелью, расположенной в центре резонатора. Для всех резонаторов определим, что высота резонатора составляет 10,95 мм, толщина перфорированной решетки 1 мм, период решетки 11,2 мм, размер отверстий 8 8 мм, площади раскрыва решетки различные, но будут примерно равны друг другу. Система координат для вычисления ДН РА приведена на рис. 2.1. о 8 на 9 и 9 на 8 (72 отверстия). На рис. 3.5. показано взаимное расположение излучающих отверстий решетки, расположенных на верхней широкой стенке резонатора, и возбуждающей щели, расположенной в центре нижней стенки резонатора. Для различных типов рассматриваемых резонаторов взаимное положение возбуждающей щели и излучающих отверстий будет различным. Для квадратного резонатора с геометрическими размерами 90 на 90 мм, по оси OY возбуждающая щель шириной 2,5 мм будет находиться под металлической полоской перфорированной поверхности решетки, ширина полоски равняется 3,2 мм (шаг решетки 11,2 мм минус размер отверстия 8 мм), рис. 1.10. вид с верху. Для прямоугольных резонаторов с нечетным количеством отверстий по осям OY и ОХ, таких как 7Нх9Е и 9Нх7Е, щель будет находиться под центральным отверстием решеток этих резонаторов, рис. 3.5в.
Введём следующие обозначения для резонаторов. Резонатор 9Нх8Е означает, что это прямоугольный резонатор с количеством отверстий 9 на 8, при этом 9 отверстий в направлении, совпадающем с направлением вектора Н и 8 отверстий в направлении, совпадающем с направлением вектора Ё. Графики зависимостей КНД представлены на рис. 3.6. Обозначения резонаторов даны в подписи к графику.
Зависимость КНД от размера резонатора в диапазоне частотДля сравнения полученных зависимостей оценим характеристики КНД резонаторов по ширине полосы пропускания. Результат приведен на рис. 3.7.
Рассмотрим полученные результаты численного эксперимента для резонаторов с одинаковой площадью раскрыва. Резонаторы 7Нх8Е и 8Нх7Е имеют одинаковую площадь излучаемой поверхности, число отверстий равно. В результате эксперимента имеем, различные по характеру графики КНД и ширины полосы пропускания (ПП). Оба резонатора имеют максимальное значение КНД на частоте 12,45 ГГц, для резонатора 7Нх8Е она составила 20,68 дБ, для резонатора 8Нх7Е - 20,35, т.о. разница составила 1,6%. Разность ширины полосы пропускания резонаторов на уровне -3,5 дБ составила 1,68%. Эта говорит о том, что при одинаковых параметрах резонаторов, таких как площадь раскрыва, высота резонатора, шаг решетки, большую роль играет способ возбуждения резонатора. Особенно это заметно оносительноквадратного резонатора 8x8. Как видно из анализа, чем больше площадь излучаемой поверхности, тем выше КНД и уже полоса пропускания. Резонатор 8x8 лмеет больший КНД, чем 7Нх8Е и 8Нх7Е, и ширина ПП у квадратного резонатора больше.
Для пары резонаторов 9Нх8Е и 8Нх9Е получили не симметричные друг другу графики КНД. Характер полученных результатов говорит о том, что на формирование КНД влияет не только площадь раскрыва решетки, но способ возбуждения резонатора, а именно взаимное расположение излучающих отверстий решетки над щелью.3.3. Зависимость КНД резонаторной антенны, возбуждаемой двумя щелями, от размера резонатора.
Проведем численные исследования для резонатора, возбуждаемого двумя щелями, расположенными в центре резонатора по оси х и симметрично относительно центра резонатора по оси у на расстоянии 45 мм друг от друга.
Взаимное расположение щелей и отверстий решетки для всехрезонаторов осталось прежним, рис. 3.5. Для квадратного резонатора 8 на 8 первая щель находится под металлической полоской между вторым и третьим столбцом отверстий, вторая щель находится под полоской между шестым и седьмым столбцами отверстий решетки. В результате получили, что КНД всех резонаторов возрос относительно резонаторов, возбуждаемых одной щелью. Ширина полосы пропускания резонаторов расширилась. Результаты приведены на рис. 3.8. и рис. 3.9.
Описание волноводно-полоскового турникетного соединения
На рис. 1.2. представлено трехмерное изображение волноводно-полоскового турникетного соединения в разобранном виде. Соединение состоит из круглого волновода 1, первого экрана 2, первой диэлектрической пластины 3, полоскового делителя 4, второй диэлектрической пластины 5, второго экрана 6, согласующей металлической пластины 7, сегментов 8-11.
В качестве волновода 1 может быть использован стандартный круглый металлический волновод. В первом экране 2 вырезано круглое отверстие 12. Ось, перпендикулярная плоскости полоскового делителя 4 и проходящая через его центр, является в устройстве осью симметрии четвертого порядка. Другими словами, если повернуть полосковый делитель на 90 вокруг его оси симметрии, то получится идентичное волноводно-полосковое турникетное соединение.
Полосковый делитель 4 расположен в плоскости, параллельной первому экрану 2, при этом первый экран 2, первая диэлектрическая пластина 3, полосковый делить 4, вторая диэлектрическая пластина 5 и второй экран 6 образуют плоскослоистую структуру с указанным выше чередованием слоев. Полосковый делитель 4, представленный на рис.1.3., состоит из полосковых линий 13-16, согласующих трансформаторов 17 - 20 и полоскового резонатора 21. Согласующие трансформаторы могут быть трансформаторами первого или второго рода. Полосковый резонатор 21 имеет форму квадрата, является одним из устройств для согласования открытого конца волновода с полосковыми линиями. При таком конструктивном выполнении полосковые проводники 13, 15 и полосковые трансформаторы 17, 19 расположены на общей оси 13-15, а полосковые проводники 14, 16 и полосковые трансформаторы 18, 20 расположены также на обшей оси 14-16. Оси 13-15 и 14-16 взаимно перпендикулярны.
Сегменты 8-11 выполняются из металлического цилиндрического кольца, на котором профрезерованы пазы. Пазы имеют ширину достаточную для укладки в них полосковых проводников 13-16. Внутренний диаметр кольца равен диаметру круглого волновода. Высоты сегментов равны расстоянию между первым вторым экранами. Сегменты служат продолжением круглого волновода в область между первым и вторым экранами.
Круглый волновод 1 расположен перпендикулярно к поверхности первого экрана 2 так, что ось волновода проходит через центр отверстия 12 на первом экране 2 и центр полоскового делителя 4. В отверстие 12 устанавливается согласующая пластина 7 таким Макет включает в себя коаксиально-волноводный адаптер 1 (на рис. 4.7а не показан), переход 2 (рис. 4.7а) с прямоугольного волновода стандартного сечения на круглый волновод диаметром 19 мм и указанную выше плоскослоистую структуру. Поперечные размеры экранов 100 100 мм . Первый экран выполнен из листа латуни толщиной 2 мм. Второй экран и размещенные на нем сегменты выполнены из листа латуни толщиной 5 мм в виде монолитной конструкции. Сегменты изготовлены в два этапа. На первом этапе в результате фрезерования указанного листа выполнено кольцо с внутренним диаметром 19 мм и внешним диаметром 23 мм. На втором этапе в кольце профрезерованы 4 паза шириной 8 мм каждый. Ширина паза при этом выбрана из условия обеспечения расстояния между полоской и краем сегмента, равного половине ширины полоски. Высота сегментов равна 3 мм. На первом экране вырезано круглое отверстие диаметром 19 мм. Первый, второй, третий И четвертый согласующие устройства 17-20 (рис. 1.3.) выполнены в виде двухступенчатых четвертьволновых трансформаторов. Центральный проводник полоскового делителя мощности, включающий в себя полоски четырёх полосковых линий передачи, четырех согласующих трансформаторов и полоскового резонатора, выполнен из холоднокатаной медной ленты толщиной 100 микрон в виде единой конструкции с помощью обычного метода химико фотолитографического травления. Волновое сопротивление полосковых линий передачи равно 50 Ом. Полосковый резонатор представляет собой в плане квадрат со стороной, равной 10,4 мм. Двухступенчатый согласующий трансформатор представляет собой два последовательно соединённых четвертьволновых отрезка полосковых линий. Первая и вторая диэлектрические пластины выполнены из листа вспененного полиэтилена, толщина пластин равна 1,5 мм, с относительной диэлектрической проницаемостью, равна 1,13. Согласующая пластина выполнена из медной фольги в виде диска диаметром 9,2 мм и толщиной 100 микрон. Коаксиально-полосковые переходы (3-6 на рис. 4.7а) выполнены в соответствии с документацией, разработанной на основе известных технических решений.Для определённости полосковые линии назовём первым I, вторым II, третьим III и четвёртым IV плечами соединения. Круглый волновод 2 рассматривается как два плеча: плечо V и плечо VI. Плечи V и VI соответствуют двум вырожденным ортогональным в пространстве волнам, распространяющимся в круглом волноводе.
