Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1 Предельные коэффициенты усиления по напряжению и диапазоны рабочих частот классических каскадов 14
1.1 Схема с общим эмиттером и общей базой 14
1.2 Схема с общим коллектором 17
1.3 Каскодный усилитель 19
1.4 Симметричный дифференциальный усилитель с резисторами коллекторной нагрузки 21
1.5 Двухкаскадный дифференциальный усилитель с несимметричным выходом 23
1.6 Двухкаскадный дифференциальный усилитель с парафазным выходом 24
1.7 Дифференциальные усилители с обратной связью по синфазному сигналу 27
1.8 Выводы 28
ГЛАВА 2 Схемотехнические методы расширения диапазона рабочих частот классических транзисторных каскадов 30
2.1 Динамические параметры и устойчивость широкополосных усилителей с цепями компенсации выходной паразитной емкости С0 30
2.1.1 Постановка задачи 30
2.1.2 Синтез цепи компенсации паразитного импеданса С0 32
2.1.3 Пример построения функциональной схемы цепи компенсации 34
2.1.4 Частотные свойства широкополосного усилителя с цепью компенсации 36
2.1.5 Устойчивость скорректированного широкополосного усилителя 37
2.1.6 Результаты компьютерного моделирования при идеальных повторителях напряжения и тока 39
2.1.7 Методика компьютерного моделирования с инерционными активными элементами в среде MATLAB 40
2.2 Анализ чувствительности электронных схем с собственной и взаимной компенсацией и методов ее улучшения 43
2.2.1 Разновидности функций чувствительности 43
2.2.2 Случай билинейного разложения функций цепи 45
2.2.3 Чувствительность в цепях с собственной компенсацией 45
2.2.4 Взаимная компенсация двух проводимостей 46
2.3 Цепь компенсации на базе повторителя тока и повторителя напряжения 48
2.4 Цепь компенсации на базе усилителя напряжения 62
2.5 Цепь компенсации на базе усилителя тока 69
2.6 Выводы 81
ГЛАВА 3 Методы повышения коэффициента усиления по напряжению классических транзисторных каскадов 84
3.1 Метод собственной компенсации доминирующих импедансов 85
3.1.1 Анализ метода собственной компенсации доминирующих импедансов 85
3.1.2 Каскад с общей базой и общим эмиттером 87
3.1.3 Каскодные усилители 92
3.1.4 Дифференциальные усилители с парафазным выходом 98
3.1.5 Дифференциальные усилители с отрицательной обратной связью по синфазному сигналу 104
3.2 Методы взаимной компенсации доминирующих импедансов 107
3.2.1. Цепь компенсации на основе токового зеркала и повторителя напряжения 107
3.2.2 Цепь компенсации на основе двух токовых зеркал и усилителей тока и
напряжения 108
3.2.3 Цепь компенсации на основе токового зеркала с двумя выходами и усилителя рассогласования 110
3.2.4 Цепь компенсации с «заземленной» моделью двухполюсника R1 111
3.2.5 Цепи компенсации на основе двух токовых зеркалах 114
3.2.6 Практические схемы усилителей с взаимной компенсацией импедансов 117
3.3 Выводы 121
ГЛАВА 4 Исследования и компьютерное моделирование аналоговых ip блоков с цепями компенсации доминирующих импедансов 123
4.1 Сверхбыстродействующие параллельные АЦП с дифференциальным входом 123
4.2 Модифицированная перемножающая ячейка Гильберта с расширенным диапазоном рабочих частот 131
4.3 Смесители сигналов с повышенным коэффициентом усиления 137
4.3 Широкополосные аттенюаторы с управляемым коэффициентом передачи 141
4.4 Широкополосная цепь смещения статического уровня 145
4.5 Датчики физических величин с расширенным диапазоном рабочих частот 148
4.6 Малошумящие трансимпедансные преобразователи сигналов лавинных фотодиодов и кремниевых фотоумножителей с расширенным диапазоном рабочих частот 153
4.7 Выводы 159
Заключение 160
Библиографический список 165
- Симметричный дифференциальный усилитель с резисторами коллекторной нагрузки
- Устойчивость скорректированного широкополосного усилителя
- Анализ метода собственной компенсации доминирующих импедансов
- Широкополосные аттенюаторы с управляемым коэффициентом передачи
Симметричный дифференциальный усилитель с резисторами коллекторной нагрузки
Поэтому для повышения Ку применяются так называемые динамические нагрузки (ДН), например, на биполярных транзисторах, которые требуют для обеспечения линейного режима работы идн = 0,8-1,6 В статического напряжения. Причем Uдн = 0,8 В необходимо для простейших токовых зеркал, имеющих к сожалению невысокое выходное сопротивление: Rдн-UЭр лиlh- (1-7) Для интегральных транзисторов ОАО «НПП «Пульсар» иЭрли =20-30 В. Следовательно, при 10 = 1 мА применение активных нагрузок позволяет получить К 400 -500. Более высокие выходные сопротивления реализуются в активных нагрузках Уилсона или каскодных схемах [7]. Однако они работают только в том случае, когда статическое напряжение между выводами такой активной нагрузки более чем 217эб =1,6 В. При низковольтном питании это не приемлемо. Так же многие современные технологические процессы имеют в наличии только n-p-п транзисторы, что усложняет применение таких активных нагрузок.
При резистивных двухполюсниках коллекторной нагрузки R1 и ограничениях на напряжение питания (Еп), характерных для SiGe технологических процессов (п+) 2,0-2,5 В), коэффициент усиления по напряжению (Ку) схем (рисунок 1.1 и рисунок 1.2) получается небольшим. В первую очередь это обусловлено ограничениями на сопротивления коллекторной нагрузки (R1), которые из-за малых Е( п+) не могут выбираться высокомными. В то же время использование индуктивной коллекторной нагрузки не всегда допускается. Таким образом, при малых напряжениях питания, а особенно в тех случаях, когда требуется получить значительные амплитуды выходного напряжения, существующие сегодня схемотехнические решения широкополосных усилителей с общим эмиттером и общей базой не эффективны.
Верхняя граничная частота /в каскадов (рисунок 1.1 и рисунок 1.2) определяется, в основном, постоянной времени, образуемой паразитной емкостью коллектор-подложка Сп\ и емкостью коллектор-база Скб\ выходного транзистора: fв , (1.8)
В устройствах автоматики широко применяется каскад с общим коллектором (эмиттерный повторитель) (рисунок 1.3), который часто используется в выходных каскадах таких распространенных микросхем, как операционные усилители, усилители мощности и т.д. [78; 79]. Данная структура широко используется как в аналоговых, так и в цифровых устройствах. В последнем случае каскад с ОК выполняет функции драйвера – каскада управления линиями связи или согласующей цепи. Как правило, нагрузка такого каскада содержит активное сопротивление Rн и емкость Сн1, отрицательно влияющую на малосигнальный диапазон рабочих частот и быстродействие при импульсном изменении входного сигнала большой амплитуды.
Таким образом, в каскадах с общим коллектором верхняя граничная частота ограничивается постоянной времени, образованной паразитной емкостью нагрузки Сн\ и эквивалентным сопротивлением в эмиттерной цепи выходного транзистора. Каскодный усилитель (рисунок 1.4) относится к числу базовых функциональных узлов микросхем и IP модулей, применяемых в устройствах автоматики, и является наиболее широкополосным преобразователем сигналов [6]. иЭрли.2 - напряжение Эрли транзистора VT2; Увыхл«э— - выходная ЭрлиЛ проводимость транзистора VT1, hб22 - выходная проводимость транзистора VT2, 7j - проводимость резистора R1. Таким образом, при i —» оо в каскодном усилителе можно получить значительно большие значения коэффициента усиления по напряжению, чем в схеме с общим эмиттером. При ограничениях на напряжение питания ( +)), характерных для SiGe технологических процессов (Е +) 2,04-2,5В), коэффициент усиления по напряжению (Ку) схемы (рисунок 1.4) получается небольшим (Кутах = 10-20). В первую очередь это обусловлено ограничениями на сопротивление резистора коллекторной нагрузки R1, которое из-за малых Е не может выбираться высокомным. Верхняя граничная частота/в каскодного усилителя определяется формулой: fв , (112) 2тгсв где твъ1\(Сп1+Скб1), Ri - эквивалентное сопротивление в коллекторной цепи выходного транзистора каскада. Таким образом, в каскодных усилителях ограничение на диапазон рабочих частот связано с эквивалентным сопротивлением R\ и наличием паразитных емкостей на подложку СпХ и коллектор-база СкбХ выходного транзистора Симметричный дифференциальный усилитель коллекторной нагрузки
Дифференциальный усилитель с парафазным выходом (рисунок 1.5) – достаточно распространенный функциональный узел современных аналоговых интерфейсов и широко используется в качестве устройства усиления аналоговых сигналов и драйвера, в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, SiGe-операционных усилителях (ОУ), компараторах, непрерывных стабилизаторах напряжения и т.п.) [7]. Данная архитектура является основой многих аналоговых и цифровых устройств и является базовой как для существующих, так и для принципиально новых электронных схем.
Устойчивость скорректированного широкополосного усилителя
Для повышения верхней граничной частоты fв схемы (рисунок 2.30) емкость корректирующего конденсатора Скор при Кісл1 -1 рассчитывается по формуле
В конечном итоге при выполнении условия (2.82) диапазон рабочих частот КУ (рисунок 2.30) расширяется. На рисунке 2.31 показана амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению КУ (рисунок 2.30) при разных значениях емкости корректирующего конденсатора Скор. Из данных графиков следует, что диапазон рабочих частот скорректированного каскодного усилителя расширяется более чем в 5 раз. 240
На рисунке 2.32 показана схема двойного каскодного усилителя с цепью компенсации (рисунок 2.28). Если выбрать сопротивление вспомогательного резистора R3 значительно больше, чем входное сопротивление транзистора VT2 по цепи истока, то ток стока транзистора
Усилители на составных транзисторах. Ранее было рассмотрено применение метода компенсации Со на базе неинвертирующего усилителя тока на примере собственной компенсации паразитных импедансов, для которого необходим дополнительный корректирующий конденсатор. В некоторых случаях использование конденсатора можно избежать, если использовать принцип взаимной компенсации импедансов, например, в схеме составного транзистора (СТ) Дарлингтона, который часто применяется в каскодных усилителях и так же обладает паразитными емкостями коллектор-база Cк1 и Ск2.
Приращение напряжения на коллекторе «К» составного транзистора в схеме (рисунок 2.34) вызывает изменение тока Iск2 через паразитную емкость коллектор-база Cк2 выходного транзистора VT2. Данный ток поступает на вход, а затем на выход неинвертирующего усилителя тока УТ1:
На рисунке 2.35 показан скорректированный СТ для случая, когда неинвертирующий усилитель тока УТ1 реализован как токовое зеркало на p-п-р транзисторе VT3 и p-n переходе VD1, источнике опорного тока I\, с коэффициентом усиления по току К i = 2. В частном случае источник тока I\ в данной схеме может принимать малые значения.
Таким образом, с помощью метода компенсации на базе неинвертирующего усилителя тока (рисунок 2.28) возможно расширение диапазона частот классических каскадов с выходными составными транзисторами.
Каскад с общим коллектором (стоком). Для реализации широкополосных истоковых повторителей напряжения (ИПН) с ранее рассмотренной цепью компенсации (рисунок 2.7), которые реализуется как схема с общим стоком или как схема с общим коллектором, возможно использование в качестве усилителей тока токовых зеркал (рисунок 2.37). При работе на емкостную нагрузку Сн в таких схемах снижается диапазон рабочих частот и время установления переходного процесса.
На рисунке 2.37, произведение коэффициентов передачи по току первого ТЗ1 (Кi1) и второго ТЗ2 (Кi2) токовых зеркал больше единицы, причем емкость Скор корректирующего конденсатора удовлетворяет условию
Из (2.109) следует условие компенсации влияния паразитной емкости нагрузки Сн на частотную характеристику ИПН будет обеспечено, если сомножитель при операторе «р» в знаменателе формулы (2.104) будет равен нулю. Для этого необходимо, чтобы емкость корректирующего конденсатора Скор удовлетворяла условию: скор К=г (2Л10)
Статический режим по току входного транзистора VT1 устанавливается в частном случае двухполюсником 1\. На рисунке 2.39 приведена в увеличенном масштабе переходный процесс переднего фронта выходного сигнала ИПН (рисунок 2.38) при изменении емкости корректирующего конденсатора Скор = Cк. Из данных графиков следует, что время установления данного переходного процесса в ИПН уменьшается с 55 нс до 4 нс. В таблице 2.3 показаны численные значения времени установления переходного процесса для ИПН (рисунок 2.38)
С общих позиций теории систем автоматического управления рассмотрены условия синтеза специальной цепи компенсации (ЦК) паразитной ёмкости С0, связанной с выходом классического транзисторного каскада (ТК). Назначение ЦК – расширение частотного диапазона ТК, прежде всего, при высокоомных, в том числе активных нагрузках. Показано, что подключаемая ЦК должна содержать дифференцирующее звено.
Предлагаются три метода компенсации паразитных емкостей выходной цепи в базисе неинвертирующих повторителей напряжения и тока, которые позволяют разрабатывать на их основе конкретные схемотехнические решения устройств с расширенным диапазоном рабочих частот. Проведен анализ и получены аналитические выражения, позволяющие оценить предельный выигрыш по диапазону рабочих частот (fв) и времени установления переходного процесса в классических транзисторных каскадах (схемах с общим эмиттером, общей базой, общим коллектором, каскодных схемах и дифференциальных каскадов). Приведены условия компенсации влияния паразитных составляющих на/в.
Полученные соотношения позволяют по известным параметрам широкополосного усилителя (ШУ) найти параметры цепи компенсации, обеспечивающей устойчивость и желаемое время установления переходного процесса, а также существенно расширить диапазон его рабочих частот (fв).
Рассмотрены динамические параметры базовых структур коррекции, проведен анализ их устойчивости и чувствительности к нестабильности параметров элементов. На примере цепи компенсации, показано, что при единичных коэффициентах передачи повторителей напряжения и тока и их функциях передачи, соответствующих периодическому звену первого порядка, для достижения предельного быстродействия необходимо выбирать емкость конденсатора Ск достаточно близкой к Со, причем, в это случае, согласно критерию Вышнеградского, скорректированный ШУ не теряет устойчивости. Приведенные графики чувствительности цепей компенсации показывают, что для получения малых чувствительностей, необходимо выбирать значение параметра проектирования т = Ск/С0 на 20-30% меньше, чем его значение на максимуме функции чувствительности.
На основе предлагаемых методов синтезированы новые схемотехнические решения усилителей и преобразователей сигналов с расширенным диапазоном рабочих частот на основе: схем с общим эмиттером (ОЭ), общим коллектором (ОК), общей базой (ОБ), каскодных схем и дифференциальных каскадов, которые входят в структуру многих электронных устройств автоматики и систем управления.
Показано, что цепи компенсации могут быть реализованы в виде классических повторителей напряжения и тока с коэффициентами передачи, близкими к единице.
Результаты моделирования показывают, что диапазон рабочих частот разработанных ШУ расширяется в 5 раз, например, при использовании кремниевого техпроцесса с проектными нормами 0,6 мкм. При использовании транзисторов биполярной комплементарной микронной технологии с более высокими паразитными емкостями, выигрыш достигает 4-10 раз.
Предлагаемые схемотехнические решения могут быть положены в основу проектирования более широкополосных и быстродействующих аналоговых микросхем и IP модулей, реализуемых на основе традиционных технологий и классической схемотехники.
Микросхемы современных BJT IP модулей и аналоговых микросхем для устройств автоматики и вычислительной техники представляют собой достаточно сложные системы, свойства которых описываются множеством параметров. Одним из важнейших являются малосигнальные амплитудно-частотные характеристики, в частности коэффициент усиления по напряжению (Ку).
В первом разделе было показано, что коэффициент усиления по напряжению классических каскадов определяется в большинстве случаев сопротивлением коллекторной нагрузки R1 выходного транзистора, которое, однако, не может быть значительно увеличено при использовании низковольтного питания. Для повышения Ку используют применяются так называемые динамические нагрузки (ДН), например, на биполярных транзисторах, которые требуют для обеспечения линейного режима работы идн =0,8-1,6 В статического напряжения между источником питания и выходом ДН. Причем численные значения Uдн равны 0,8 В для простейших динамических нагрузок, имеющих, к сожалению, невысокое выходное сопротивление, определяемое как напряжение Эрли выходного p-n-р транзистора на его статический ток эмиттера R U3pm ІІ0.
Для современных SiGe p-n-р транзисторов [84] и =20 30 В. Следовательно, при токе Iо= 1 мА применение классических динамических нагрузок не позволяет получить к 200 -ь 300 . Более высокие выходные сопротивления RdH реализуется в токовых зеркалах Уилсона или каскодных схемах. Однако, такие схемы работают только в том случае, когда статическое напряжение идн между выводами
ДН более чем 211эб 1,6 В. При низковольтном питании это неприемлемо. Использование активных нагрузок на p-n-р транзисторов так же ограничено из за их отсутствия во многих современных техпроцессах. Для других технологий применение p-n-р транзисторов не рекомендуется в условиях радиационного воздействия.
Анализ метода собственной компенсации доминирующих импедансов
Разработаны методы одновременной компенсации влияния емкости коллектор-база Скб выходного транзистора на верхнюю граничную частоту и отрицательного влияния сопротивления в его коллекторной цепи на коэффициент усиления по напряжению Ку.
Исследованы методы построения цепей собственной компенсации в каскодных усилителях с повышенной эффективностью. Показано, что для получения предельных коэффициентов усиления в каналах компенсации рекомендуется вводить местную отрицательную обратную связь, способствующую созданию более высоких уровней собственной токовой компенсации. Это позволяет получить дополнительный выигрыш по усилению (на 20-40 дБ).
На основе предложенных рекомендаций разработаны новые методы «беземкостной» взаимной компенсации доминирующих резисторов, отрицательно влияющих на коэффициент усиления по напряжению дифференциальных каскадов. Приведены практические схемотехнические решения усилителей с повышенными значениями Ку.
Основные теоретические и практические результаты исследований показывают, что применение разработанных методов собственной и взаимной компенсации импедансов возможно для BJT IP модулей и аналоговых устройств автоматики и вычислительной техники. В этой связи необходимо разработать схемотехнические решения таких устройств и провести верификацию их работоспособности.
В настоящем разделе рассматриваются схемотехнические решения для таких СФ блоков как: смесители, аттенюаторы, аналого-цифровые преобразователи, датчики физических величин, широкополосные аттенюаторы с управляемым коэффициентом передачи и трансимпедансные преобразователи сигналов [3; 4; 56-77; 82; 88; 99].
Сверхбыстродействующие параллельные АЦП с дифференциальным входом В современных вычислительных системах широко используют сверхбыстродействующие аналого-цифровые преобразователи (АЦП) [89; 90] с различными идеями распараллеливания, интерполяции или А-преобразования обрабатываемых СВЧ сигналов.
К классу наиболее быстродействующих относятся параллельные АЦП с дифференциальным входом, для которых = 6-8 ГГц. На более высоких частотах в таких АЦП возникают существенные погрешности преобразования, обусловленные влиянием паразитных емкостей С0г на подложку активных и пассивных компонентов входных аналоговых секций (АС), а также входными емкостями компараторов [89].
В схеме входной аналоговой секции (АС) дифференциального параллельного АЦП (рисунок 4.1) организованы параллельные аналоговые секции для каждого из компараторов Ki с раздельными источниками опорного тока (ИОТ) (I1, I2, … In) и эталонными резисторами, значение которых выбирается в соответствии с токами
Схема дифференциального параллельного АЦП (рисунок 4.1) содержит N идентичных секций, где транзисторы ИОТ1-ИОТ4, имеют емкость коллектор-подложка (Сп) и емкость коллектор-база (Ск). Эквивалентные паразитные емкости С01 и С02 в схеме определяются выходной емкостью ИОТ и входными емкостями компараторов напряжений К1, К2.
Практически максимальная верхняя граничная частота (по уровню -1 дБ) аналоговой секции АЦП (рисунок 4.1) при его реализации по SiGe технологии не превышает 8-11 ГГц [65], в то время как быстродействие компараторов К1, К 125
Кn позволяет работать до частот в несколько десятков гигагерц. Первый метод повышения верхней граничной частоты аналоговой секции АЦП с цепью компенсации (рисунок 2.7) [62; 68], основанный на введении корректирующих конденсаторов Ск1, Ск2 и эмиттерных повторителей на транзисторах VT3, VT4 показан на рисунке 4.2.
В линейном режиме для комплекса напряжения на неинвертирующем входе компаратора К1 схемы (рисунок 4.2) можно записать: где Кt -комплекс коэффициента передачи по току неинвертирующего повторителя тока на транзисторе VT1; К - комплекс коэффициента передачи по напряжению эмиттерного повторителя напряжения на транзисторе VT3, Т1.2 0)Л 126 Если обеспечить Ку=1, К{=\, то, как следует из (4.1), условием существенного уменьшения влияния эквивалентной паразитной емкости Сш на амплитудно-частотную характеристику входной секции АЦП будет равенство
Таким образом, в схеме (рисунок 4.2) создаются потенциальные условия для существенного расширения диапазона рабочих частот.
Исследованный АЦП на 0,25 мкм SiGe технологии (IHP, Германия) содержит 128 секций (рисунок 4.2) и 64 компаратора. Токовые выходы компараторов К{ подключаются к логическому блоку АЦП, формирующему (в результате обработки состояний компараторов) токовый цифровой эквивалент входного синусоидального сигнала [71].
На рисунке 4.3 приведена ЛАЧХ коэффициента передачи по напряжению от дифференциального входа АЦП ко входам второго компаратора аналоговой секции (рисунок 4.2) при разных значениях емкостей корректирующих конденсаторов Ск1 = Ск2 = Ск = Сvar = 0 +15 фФ.
Второй метод повышения верхней граничной частоты аналоговой секции АЦП с цепью компенсации (рисунок 2.26) снижения частотной погрешности коэффициента передачи аналоговой секции АЦП показан на рисунке 4.4 [60; 68; 88], в котором за счет введения корректирующих конденсаторов Ск1 и Ск2 диапазон рабочих частот АС расширяется в 5-6 раз.
Широкополосные аттенюаторы с управляемым коэффициентом передачи
Разработаны новые функциональные узлы и IP модули систем управления и автоматики с улучшенными динамическими параметрами по диапазону рабочих частот и/или коэффициенту усиления по напряжению.
Показано, что на основе предлагаемых методов возможна реализация входных аналоговых секций быстродействующих параллельных аналого-цифровых преобразователей с дифференциальным входом, смесителей сигналов, датчиков физических величин, цепей смещения статического уровня в аналоговых микросхемах устройств автоматики, широкополосных резистивных делителей напряжения, аттенюаторов с управляемым коэффициентом передачи и трансимпедансных преобразователей сигналов. Приведенные аналитические выражения для их основных параметров и результаты компьютерного моделирования показывают, что диапазон рабочих частот указанных выше IP модулей увеличивается в 2-5 раз, а коэффициент усиления по напряжению для соответствующих схем повышается на 20-40 дБ.
Анализ архитектурных, схемотехнических и технологических ограничений на верхнюю граничную частоту (fв) (по уровню -3 дБ) и коэффициент усиления по напряжению (Ку) десяти базовых каскадов и функциональных узлов современных и перспективных аналоговых устройств автоматики и систем управления показал, что проблема расширения fв связана, в основном, с минимизацией постоянной времени, образуемой эквивалентной паразитной емкостью в выходной цепи и эквивалентным выходным сопротивлением. Это является основным «проклятием» аналоговой микросхемотехники, которое не разрешимо в рамках традиционных схемотехнических решений.
Коэффициент усиления по напряжению Ку классических каскадов и IP модулей определяется в большинстве случаев сопротивлением коллекторной нагрузки выходного транзистора, которое, однако, не может быть значительно увеличено при использовании низковольтного питания. С другой стороны применение активных нагрузок не всегда целесообразно из-за проблем с обеспечением активного режима p-n-p транзисторов и низкой эффективности использования напряжения питания. Кроме этого, не все перспективные технологические процессы поддерживают использование p-n-p транзисторов.
Решение этих проблем лежит в использовании цепей собственной и взаимной компенсации доминирующих импедансов, позволяющих расширить диапазон рабочих частот и повысить коэффициент усиления по напряжению.
С общих позиций теории систем автоматического управления рассмотрены условия синтеза специальной цепи компенсации (ЦК) паразитной ёмкости С0 , связанной с выходом классического транзисторного каскада (ТК). Назначение ЦК – расширение частотного диапазона ТК, прежде всего, при высокоомных, в том числе активных нагрузках. Показано, что подключаемая ЦК должна содержать дифференцирующее звено. Предложены три метода компенсации паразитных емкостей выходной цепи в базисе неинвертирующих усилителей напряжения и тока, которые позволяют разрабатывать на их основе схемотехнические решения устройств с расширенным диапазоном рабочих частот. На конкретных примерах, показано, что цепи компенсации могут быть реализованы на основе классических повторителей напряжения и тока с коэффициентами передачи, близкими к единице. Проведен анализ и получены аналитические выражения, позволяющие оценить предельный выигрыш по диапазону рабочих частот (fв) и времени установления переходного процесса в классических транзисторных каскадах (схемах с общим эмиттером, общей базой, общим коллектором, каскодных схемах и дифференциальных каскадов). Приведены условия компенсации влияния паразитных составляющих на .
Рассмотрены динамические параметры используемых методов расширения диапазона рабочих частот, проведен анализ их устойчивости и чувствительности к нестабильности параметров элементов.
На примере цепи компенсации, показано, что при единичных коэффициентах передачи повторителей напряжения и тока и их функциях передачи, соответствующих периодическому звену первого порядка, для достижения предельного быстродействия необходимо выбирать емкость конденсатора Ск достаточно близкой к Со, причем, в это случае, согласно критерию Вышнеградского, скорректированный ШУ не теряет устойчивости.
Приведенные графики чувствительности цепей коррекции показывают, что для получения малых чувствительностей, необходимо выбирать значение параметра проектирования т = Ск/С0 на 20-30% меньше, чем его значение на максимуме функции чувствительности.
На основе предлагаемых методов синтезированы 12 новых схемотехнических решений усилителей и преобразователей сигналов с расширенным диапазоном рабочих частот. Результаты компьютерного моделирования в средах Cadence Virtuoso и Р-Spice показывают, что диапазон рабочих частот разработанных транзисторных каскадов усиления и преобразования сигналов расширяется в 3-4 раза, в частности, при использовании кремниевого техпроцесса с проектными нормами 0,6 мкм. При использовании моделей транзисторов биполярной комплементарной микронной технологии ОАО «НПП «Пульсар» и др. с более высокими паразитными емкостями, выигрыш достигает 4-6 раз.
Разработана обобщенная структура цепей собственной токовой компенсации отрицательного влияния сопротивления резистора коллекторной нагрузки на коэффициент усиления в классических транзиторных каскадах. Получены аналитические выражения для основных динамических параметров и условий компенсации, показывающие, что успешность практического использования цепей собственной компенсации определяется свойствами дополнительно вводимого в исходную (корректируемую) схему усилителя тока. В идеальном случае он должен иметь нулевую выходную проводимость у = о, а так же обеспечивать заданное значение коэффициента передачи тока (K1Kd =1).
Исследованы методы построения цепей собственной компенсации в каскодных усилителях с повышенной эффективностью. Показано, что для получения предельных коэффициентов усиления в каналах компенсации рекомендуется вводить местную отрицательную обратную связь, способствующую созданию более высоких уровней собственной токовой компенсации. Это позволяет получить дополнительный выигрыш по усилению на 20-40 дБ.
Разработаны методы одновременной компенсации влияния емкости коллектор-база СКб выходного транзистора на верхнюю граничную частоту и отрицательного влияния сопротивления в его коллекторной цепи на коэффициент усиления по напряжению Ку.
