Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Теоретические основы проектирования BIJET операционных усилителей (ОУ) с повышенной стабильностью нулевого уровня в условиях температурных и радиационных воздействий 20
1.1 Методы расчета нулевого уровня электронных схем 20
1.2 Автономные параметры биполярных транзисторов в условиях температурных и радиационных воздействий 23
1.2.1 Математическая модель транзисторов с учетом внешних дестабилизирующих факторов . 23
1.2.2 Результаты компьютерного моделирования режимной и радиационной зависимости автономных параметров eбh и jбh 27
1.3 Концепция синтеза прецизионных операционных усилителей с высокоимпедансным узлом 28
1.4 Способы введения слабой токовой асимметрии в базовых функциональных узлах ОУ 33
1.4.1 Токовые зеркала 33
1.4.2Входные дифференциальные каскады 36
1.4.3 Буферные усилители 38
1.4.4 Источники опорного тока 39
1.5 Архитектура прецизионных ОУ с СКМp корректирующим многополюсником 41
1.6 Прецизионные ОУ на основе СКМn корректирующего многополюсника 44
1.7 Алгоритм синтеза ОУ с повышенной стабильностью нулевого уровня 47
1.8 Альтернативные архитектуры температурно-компенсированных усилителей постоянного тока 49
1.9 Выводы 58
Глава 2. Схемотехника перспективных операционных усилителей с повышенной стабильностью нулевого уровня 60
2.1Прецизионный дифференциальный усилитель на основе классического токового зеркала с минимальной структурной избыточностью 60
2.2 Дифференциальные усилители с цепью компенсации Uсм на базе двухканального источника опорного тока 64
2.3 Дифференциальные каскады с местной отрицательной обратной связью в прецизионных ОУ 65
2.4 Дифференциальный усилитель с входными транзисторами Дарлингтона 69
2.5 Общий случай взаимной компенсации паразитных токовых координат высокоимпедансного узла в трехкаскадном ОУ 70
2.6 Архитектура ОУ «Классический входной ДК – неуправляемое токовое зеркало – выходной эмиттерный повторитель» 72
2.7 Архитектура ОУ «Несимметричный классический входной ДК – управляемое токовое зеркало – выходной эмиттерный повторитель». 75
2.8 Прецизионный ОУ с управляемым токовым зеркалом 78
2.9 Операционные усилители с неуправляемым токовым зеркалом 79
2.10 Прецизионный ОУ с несимметричным включением входного дифференциального каскада и цепью компенсации Uсм на основе корректирующего многополюсника 82
2.11 Модифицированный ОУ с несимметричным включением входного дифференциального каскада 84
2.12 Операционный усилитель с выходным каскадом на составных транзисторах Дарлингтона 86
2.13 Двухкаскадный ОУ с архитектурой «Входной ДК с несимметричным выходом и местной обратной связью – обобщенный буфер» 88
2.14 Компьютерное моделирование методом Монте-Карло операционного усилителя с архитектурой «Несимметричный классический входной ДК – неуправляемое токовое зеркало – выходной эмиттерный повторитель» 90
2.15 Архитектура двухкаскадного ОУ «Входной каскад с несимметричным выходом – выходной эмиттерный повторитель» 92
2.16 Метод взаимной компенсации погрешностей токовых зеркал в ОУ с комплементарным буфером 94
2.17 Модернизация классических операционных усилителях на основе трех токовых зеркал 98
2.18 Прецизионный ОУ с несимметричным включением каскодного токового зеркала 99
2.19 Метод компенсации напряжения смещения нуля в двухкаскадном ОУ с мультивходовым буферным усилителем 102
2.20 Операционный усилитель на основе классического токового зеркала и эмиттерного повторителя с цепью компенсации Uсм 104
2.21 Выводы 106
Глава 3. Мультидифференциальные операционные усилители с малым напряжением смещения нуля 107
3.1 Нулевой уровень в мультидифференциальных операционных усилителях и на основных схемах их включения 108
3.1.1 Метод расчета нулевого уровня МОУ с высокоимпедансным узлом 109
3.1.2 Эквивалентная схема МОУ с учетом входных токов 111
3.2 МОУ с комплементарными «перегнутыми» каскодами 112
3.3 Мультидифференциальный операционный усилитель с ассиметричными источниками опорного тока 115
3.4 Схемотехника мультидифференциальных операционных усилителей с управляемым токовым зеркалом 117
3.5 Трехкаскадный МОУ с инвертирующим промежуточным каскадом 120
3.6 Выводы 122
Глава 4. Синтез операционных усилителей на основе комплементарных и каскодных дифференциальных каскадов с малым напряжением смещения нуля 123
4.1. Схемы ОУ с комплементарными входными каскадами 123
4.2 Методы компенсации Uсм в ОУ на основе комплементарных каскодов 127
4.3 Метод согласования классических дифференциальных каскадов и комплементарного буферного усилителя 130
4.4 Прецизионные ОУ на основе классического «перегнутого» каскода 131
4.5 Классические каскоды прецизионных ОУ 141
4.6 Прецизионный ОУ с цепью компенсации Uсм, формируемой многоканальным источником опорного тока 147
4.7 Выводы 149
Заключение 150
Список используемой литературы 154
- Математическая модель транзисторов с учетом внешних дестабилизирующих факторов
- Дифференциальные усилители с цепью компенсации Uсм на базе двухканального источника опорного тока
- Операционный усилитель с выходным каскадом на составных транзисторах Дарлингтона
- Мультидифференциальный операционный усилитель с ассиметричными источниками опорного тока
Математическая модель транзисторов с учетом внешних дестабилизирующих факторов
Следует также отметить, что аппаратура физического эксперимента и диагностики в последние годы характеризуется увеличением числа электронных каналов сбора информации до единиц-сотен тысяч. Это потребовало кардинального изменения подхода к созданию специализированных микросхем – производству базовых матричных и структурных кристаллов, которые могут содержать достаточно большое количество встроенных операционных усилителей с различными параметрами.
В первом приближении напряжение смещения нуля ОУ (Uсм) может быть представлено в виде суммы двух составляющих. Для минимизации первой составляющей Uсм, которая обусловлена дрейфом напряжений эмиттер-база транзисторов (Uэб), применяются хорошо известные схемы дифференциальных каскадов (ДК) и прецизионных токовых зеркал. Что касается второй составляющей Uсм, зависящей от изменений транзисторов ОУ, то для её минимизации необходимы специальные архитектурные решения входного дифференциального каскада и его выходной подсхемы (буферного усилителя), в которых реализуются эффекты взаимной компенсации абсолютных значений токов базы и их приращений.
В микросхемах прецизионных ОУ для обеспечения требуемого напряжение смещения нуля осуществляют подстройку его уровня и температурного дрейфа. Для этого используют и постоянно совершенствуют алгоритмы и способы подгонки сопротивления интегральных резисторов, в том числе непрерывные (изменение сопротивления сильнолегированного поликристаллического кремния или полупроводникового резистора специальной конструкции при воздействии токовых импульсов, тонкопленочного резистора при лазерной подгонке) и дискретные (пробиваемые электрическим импульсом двухполюсники, пережигаемые электрическим импульсом или лазером перемычки). С другой стороны, использование подстройки параметров ОУ в изделиях типа СнК приводит к значительному и часто недопустимому увеличению площади кристалла. Кроме того, деградация характеристик полупроводниковых элементов при радиационном облучении нарушает условия первоначальной подстройки выходного напряжения ОУ и снижает эффективность ее применения.
Таким образом, не все методы создания ОУ применимы для встраиваемых ОУ, ориентированных на базовые матричные и структурные кристаллы.
Качество и надежность ОУ в значительной мере характеризуются одним из наиболее критических параметров при радиационном воздействии - напряжением смещения нуля (Uсм) [132, 117]. Минимизация Uсм в прецизионных ОУ обычно достигается путем лазерной подгонки сопротивления балансировочных резисторов на открытом кристалле [3]. Однако лазерная подстройка должна применяться на стадии изготовления подложки и не может быть использована при сборке. В процессе разрезания подложки на индивидуальные кристаллы, размещения кристалла в корпусе, соединения кристалла с выводами корпуса в подложке могут возникнуть механические напряжения, негативно сказывающиеся на точности всего ОУ. Такие изменения, произошедшие во время сборки, не могут быть учтены, что увеличивает погрешность ОУ [112].
В некоторых прецизионных ОУ для коррекции входного напряжения смещения используется пережигание соответствующих плавких перемычек ППЗУ. Во многих случаях эта процедура выполняется внутри корпуса во время проведения финального тестирования. Отрицательная сторона такого подхода заключается в том, что ППЗУ занимает в чипе определенное пространство, поэтому такие устройства не могут быть реализованы в сверхкомпактных корпусах. Стоит добавить, что архитектура этих ОУ, как и ОУ общего назначения, подвержена влиянию окружающих условий, например, температуры, а также чувствительна к изменениям синфазного и рабочего напряжений [117].
Лазерная подстройка и ППЗУ-регулировка, выполняется только один раз в процессе изготовления устройства, поэтому возможности повторной корректировки ОУ не существует. Очевидно, что изменение внешних рабочих условий, например, температуры или рабочего напряжения, будет неблагоприятно сказываться на точности ОУ, и это может напрямую повлиять на эксплуатационные качества системы в целом.
Другим способом уменьшения Uсм является цифровая подгонка сопротивления балансировочных резисторов, которую можно проводить на завершающем этапе производства микросхем после операции корпусирования [112]. Для этого в состав ОУ включают своеобразные управляемые резисторы, сопротивление которых можно изменять через внешние выводы, и однократно программируемое запоминающее устройство. В массовом производстве прецизионные ОУ с цифровой подгонкой могут быть даже дешевле, чем с лазерной, чему способствует и то, что в качестве исходного обычно берется ранее освоенный, хорошо отработанный операционный усилитель. В этой связи весьма актуальным являются схемотехнические средства, способствующие уменьшению Uсм ОУ.
Кроме этого существуют ОУ с автоподстройкой нуля, которые имеют архитектуру с непрерывной самонастройкой, в которой для коррекции напряжения смещения основного усилителя используется нуль-усилитель [55]. Но несмотря на свои достоинства, ОУ с автоподстройкой нуля имеют ряд ограничений. Непрерывная работа встроенной схемы автоподстройки приводит не только к возникновению шумов переключения, но и к повышению тока покоя в заданной полосе частот. Из-за очень высокой точности устройств данного типа может увеличиться время тестирования, что повышает стоимость их изготовления.
Несмотря на то, что все вышеописанные архитектуры имеют низкое начальное напряжение смещения, следует помнить, что на точность ОУ влияют внешние дестабилизирующие факторы, такие как температура и радиация.
Основным элементом, ответственным за деградацию усилительных и точностных параметров BiJet операционных усилителей при влиянии температуры и радиации, является биполярный транзистор, у которого такие воздействия наиболее существенно изменяют коэффициент усиления тока базы ( транзистора) [120, 1, 9].
В настоящей работе ставятся нерешенные ранее [132, 117, 3, 112, 55, 120, 1, 9, 59, 130, 115] задачи синтеза схем операционных усилителей общего применения с низким уровнем напряжения смещения нуля в условиях температурных и радиационных воздействий. Анализ литературных источников [9, 59, 130, 115, 11, 128, 121], показывают, что для современной электроники достаточно актуальным является разработка методов построения следующих подклассов ОУ с высокоимпедансным узлом и малым напряжением смещения нуля (Приложение 1).
Дифференциальные усилители с цепью компенсации Uсм на базе двухканального источника опорного тока
При оценке дрейфовых параметров балансных усилителей (рисунки 1.21 -1.28) ранее не учитывались автономные [55] (дрейфовые) параметры повторителей тока ПТ1 – ПТ2: еп1, jпт1, епт2, jпт2. Анализ показывает, что влиянием епi, характеризующего смещение входной характеристики ПТ, можно практически всегда пренебречь. Что касается влияния jпт, то более точные выражения, дополняющие полученные выше формулы для есм., приведены в таблице 1.5. Таблица 1.5 - Влияние повторителей тока на напряжение смещения нуля балансных усилителей поправочный коэффициент; (З - коэффициент усиления тока базы выходного транзистора ПТ; Т - температура в градусах Кельвина и ее приращение (AТ); АIкб0 - температурное приращение обратного тока коллекторного p-n перехода выходного транзистора ПТ.
Исследованные архитектуры транзисторных каскадов, которые также как и классический параллельно-балансный усилитель, характеризуются наличием эффекта взаимной компенсации влияния автономных параметров применяемых активных элементов на статический режим, значительно расширяет представления разработчиков РЭА о методах построения аналоговых устройств с высокой стабильностью нулевого уровня при температурных и радиационных воздействиях.
Показано, что проектирование функциональных узлов аналоговых микросхем для устройств автоматики и управления, работающих в условиях радиационных и температурных воздействий, накладывает ряд принципиальных ограничений на способы их построения из-за существенных изменений р транзисторов .
Установлено, что в связи с нерациональным построением архитектуры и неправильным выбором статического режима, практически все выпускаемые в настоящее время операционные усилители рассматриваемого класса ведущих микроэлектронных фирм мира, не имеющие цепей регулировки нулевого уровня, характеризуются повышенным дрейфом напряжения смещения нуля (Uсм).
Разработана концепция синтеза регулярных архитектур ОУ с высокоимпедансным узлом, обладающих повышенной стабильностью нулевого уровня при температурных и радиационных изменениях Р транзисторов.
Показано, что для уменьшения Uсм основные функциональные узлы ОУ должны выбираться не произвольно, как это делается в настоящее время, а в строгом соответствии с полученными в настоящим разделе ограничениями на их коэффициенты слабой токовой асимметрии. Для типовых функциональных узлов ОУ (токовых зеркал, источников опорного тока, входных дифференциальных каскадов, эмиттерных повторителей и т.д.) получены уравнения для данных коэффициентов и разработана методика для их определения. Создана соответствующая база данных, включающая более 100 схем (Приложение 7).
Разработан алгоритм, позволяющий выбрать (в зависимости от свойств исходной архитектуры ОУ) совокупность подходящих функциональных узлов, соединение которых в соответствии с разработанными правилами гарантирует уменьшение Uсм операционного усилителя. Полученные результаты позволяют с новых позиций рассматривать проблему проектирования и ипортозамещения широкого класса аналоговых функциональных узлов автоматики с малыми значениями статических погрешностей в условиях воздействия температуры и радиации.
Операционный усилитель с выходным каскадом на составных транзисторах Дарлингтона
Одним из векторов развития классических ОУ стал мультидифференциальный операционный усилитель (МОУ), имеющий ряд уникальных свойств [78, 116, 127, 51, 133, 129, 131, 118, 52, 58, 69, 80]. Достаточно перспективно использование радиационностойких МОУ в операционных усилителях , например, для работы с датчиками мостового типа. Синтез современных устройств частотной селекции в ряде случаев существенно упрощается при наличии МОУ. Большой практический интерес представляют звенья активных фильтров на нескольких МОУ, так как такие схемы оказываются более высокочастотными при идентичном энергопотреблении [78].
Точностные характеристики большинства архитектур МОУ (в частности напряжение смещения нуля Uсм, приведенное ко входу) несколько хуже, чем у обычного ОУ [78]. Действительно, расширение диапазона активной работы входных каскадов МОУ (увеличение Uгр) связано с ухудшением коэффициента усиления по напряжению этих каскадов. В свою очередь уменьшение Ку увеличивает приведенный ко входу дрейф напряжения смещения нуля, обусловленный влиянием второго каскада, повышает требования к стабильности источников опорного тока, устанавливающих статический режим транзисторов входных дифференциальных каскадов.
Для уменьшения дрейфа нуля МОУ могут использоваться рассмотренные в главе 1 идеи компенсации в высокоимпедансном узле МОУ всех токовых составляющих основных функциональных узлов. За счет введения слабой токовой асимметрии [72, 78, 67] в токовые зеркала ПТ1, выходной буферный усилитель БУ, входные ДК1 с местной отрицательной обратной связью, можно обеспечить компенсацию влияния Р транзисторов схемы МОУ на напряжение смещения нуля Uсм, обусловленное разностным током в высокоимпедансном узле (автономным параметром).
Существенные отличия МОУ от классических ОУ, теория нулевого уровня которых хорошо разработана [78, 58, 69, 80]– наличие нескольких входов. Эти входы могут быть связаны с разными источниками входных сигналов, что зависит от схемы включения МОУ в конкретных аналоговых устройствах. В этом случае МОУ можно описывать несколькими напряжениями смещения нуля, приведенными ко входам одного или нескольких источников сигналов, которые будут характеризовать статическую погрешность разных схем включения.
Рисунок 3.1 МОУ с двумя парами дифференциальных входов Если все входы МОУ соединить с общей шиной, то на выходе появится статическое напряжение ошибки Uвых.0, обусловленное неидентичностью характеристик транзисторов (их автономными параметрами) и неидеальностью источников опорного тока, а также влиянием Р транзисторов схемы. Данное напряжение, в соответствии с определением (3.1), можно привести ко входам МОУ, которых в рассматриваемом случае может быть шесть: коэффициент передачи по напряжению от ij-входов МОУ до его выхода. Таким образом, при традиционном подходе к расчету нулевого уровня, в зависимости от схемы включения МОУ в конкретных устройствах (в зависимости от выбранных входных узлов – 1, 2, 3, 4, 1-2, 3-4, на которые подаются входные сигналы), МОУ нужно характеризовать численными значениями 6 напряжений смещения нуля, приведенными к определенному источнику сигнала. Это существенно усложняет расчет практических схем.
В связи с множеством вариантов включения МОУ, расчет его нулевого уровня целесообразно осуществлять в соответствии с эквивалентной схемой (рисунок 3.2), где под источником тока (автономным параметром) Iр понимается разностный ток в высокоимпедансном узле Zi на узел Z с и
Таким образом, статическую погрешность МОУ в любых схемах включения можно определить, используя автономный параметр 1р, который, в зависимости от схемы включения МОУ, «приводится» к тем или иным ее источникам сигнала через параметры крутизны.
Таким образом, метод аналитического расчета нулевого уровня схем с МОУ состоит в следующем. 1. Определяется автономный параметр МОУ Ip. При этом учитывается влияние на Ip токов базы транзисторов и предполагается, что напряжение Эрли всех транзисторов велико. 2. Выбирается входной узел МОУ, для которого необходимо выполнить расчет приведенного к данному входу напряжения смещения нуля (Uсм.i). 3. Одним из методов анализа электронных схем осуществляется расчет выходного напряжения электронной схемы Uвых.0 как функции интегральных автономных параметров Uсм.ij, Ip и параметров элементов схемы, образующих дифференциальные каскады ДК1, ДК2.
В общем случае, при наличии резисторов в цепях обратной связи и ненулевых сопротивлениях источников сигнала, нулевой уровень разных схем включения МОУ зависит не только от автономного параметра Ip, влияющего на Uсм, но и входных токов дифференциальных каскадов Iвх.1, Iвх.2, Iвх.3, Iвх.4, которые также являются автономными параметрами МОУ. В этой связи полная схема
В частных случаях, например, в схемах включения МОУ без резисторов обратной связи она может быть упрощена.
Таким образом, рассмотренная эквивалентная схема добавляется учетом влияния входных токов на выходное напряжение схем с МОУ, и дальнейшим приведением Uвых.0 к тому или иному входному узлу аналогового устройства. В приложении 8 приведены схемы входных каскадов МОУ, которые защищены как объекты интеллектуальной собственности, в которых минимизируются входные токи и создаются условия для ослабления радиационной и температурной зависимости параметров его функциональных узлов.
Мультидифференциальный операционный усилитель с ассиметричными источниками опорного тока
Разработана концепция минимизации составляющей напряжения смещения нуля, обусловленной низкотемпературной и радиационной деградацией коэффициента усиления по току базы биполярных транзисторов для чрезвычайно распространенного подкласса ОУ – схем с высокоимпедансным узлом. Она заключается в формировании системы требований к коэффициентам слабой токовой асимметрии базовых функциональных узлов, образующих структуру ОУ (дифференциальным каскадам, токовым зеркалам, буферным усилителям, источникам опорного тока и т.п.). Показано, что минимальное Uсм реализуется только в том случае, если ОУ «собирается» из функциональных узлов со строго определенными коэффициентами слабой токовой асимметрии.
Разработаны методы описания и формирования заданных коэффициентов слабой токовой асимметрии типовых функциональных узлов операционных усилителей (токовых зеркал), входных дифференциальных каскадов, буферных усилителей, источников опорного тока и т.д. Это позволяет упростить синтез практических схем прецизионных ОУ по предлагаемому алгоритму.
Создан набор типовых схемотехнических решений базовых функциональных узлов ОУ (Приложение 7) и проведена их классификация, позволяющая выбрать конкретные схемотехнические решения с известными значениями коэффициентов слабой токовой асимметрии, обеспечивающими уменьшение Uсм операционных усилителей с более чем 50 типовыми архитектурами.
Разработаны методы согласования высокоимпедансного узла ОУ и буферного усилителя с помощью введения сспециальных корректирующих СКМp- и СКМn- многополюсников, обеспечивающих целенаправленное формирование коэффициентов слабой токовой асимметрии в схемах ОУ с конкретным построением буферного усилителя.
Предлагаются алгоритмы синтеза схемотехнических решений операционных усилителей с регулярной архитектурой, обеспечивающие практическую реализацию ОУ с малым напряжением смещения нуля при воздействии температуры и радиации.
На основе теории автономного многополюсника разработана частная методика расчета Uсм в операционных усилителях с высокоимпедансным узлом, в т.ч. в мультидифференциальных ОУ.
Получены аналитические оценки численных значений автономных параметров транзисторов радиационно-стойкого базового матричного кристалла АБМК_1_3 и их режимные зависимости с учетом влияния температуры и радиации. Это упрощает оценочные расчеты конкретных схем ОУ.
На уровне патентов на изобретения [32, 33, 34, 40, 36, 37, 45, 38, 41, 31, 29, 65, 28, 25, 23, 57, 26, 24, 30, 42, 61, 62, 63, 98] разработано более 50 архитектур и схем прецизионных ОУ, в основу построения которых положены классические схемотехнические решения-прототипы аналоговой микросхемотехники.
Созданный в диссертации комплекс архитектурных и схемотехнических решений способствует расширению знаний специалистов о методах оптимального построения ОУ общего применения на базе схем-прототипов при высоких требованиях к их нулевому уровню в условиях изменения температуры и радиации. Полученные результаты позволяют с новых позиций рассматривать проблему проектирования широкого класса аналоговых функциональных узлов для автоматики и систем управления с малыми значениями статических погрешностей. Развитие общей теории собственной и взаимной компенсации применительно к ОУ основных классов позволяет пересмотреть сложившиеся представления разработчиков электронных устройств автоматики о методах построения прецизионных ОУ общего применения.
Результаты диссертации достаточно широко представлены на профильных научно-технических конференциях и семинарах.
Большинство синтезированных схем ОУ с малым Uсм зарегистрированы как объекты интеллектуальной собственности [32, 33, 34, 40, 36, 37, 45, 38, 41, 31, 29,
Методы повышения стабильности нулевого уровня операционных усилителей, научные положения, выводы и результаты, представленные в диссертации, подтверждаются аналитическими выражениями, включая анализ набора практических схем, логическими выводами, компьютерным моделированием, актами внедрения (Приложение 3), публикациями, патентами, апробацией работы на международных, всероссийских и региональных научно-технических конференциях и семинарах, научно-технических выставках инновационных работ.
Теоретические выводы и рекомендации, разработанные в проекте, подтверждены компьютерным моделированием в средах PSpice и Cadence. Внедрены научно-производственным предприятием ОАО "МНИПИ" г. Минск, Беларусь (Приложение 3), а также использованы в рамках научно-технических проектов ОАО НПП «Пульсар» г. Москва (Приложение 5). Полученная степень совпадения результатов математического и компьютерного моделирования с экспериментальными данными составляет 90 – 95% для основных статических и динамических параметров микросхем. Данный процент совпадений соответствует результатам и опыту применения САПР Cadence и PSpice в ведущих микроэлектронных фирмах мира – Институте инновационной микроэлектроники (Германия).
Совокупность разработанных в диссертации схемотехнических принципов, инженерных методик и ряда правил компенсации Uсм позволили разработать набор радиационно стойких ОУ [46], в т.ч. выпустить экспериментальный образец микросхемы Amplifier 5.1 (Приложение 4).
Представленные в диссертации разработки радиационно-стойких ОУ для интерфейсных устройств автоматики являются основой для организации выпуска достаточно широкого класса импортозамещающих изделий.
Экономическая эффективность диссертации связана также с разработкой нового поколения патентночистых микросхем ОУ, в том числе на базе радиационно-стойкого базового матричного кристалла НПО «Интеграл», обладающих повышенной статической точностью в широком диапазоне температурных и радиационных воздействий.
Основные теоретические выводы диссертационной работы не противоречат опубликованным данным по методам повышения радиационной стойкости микросхем и развивают сложившиеся представления разработчиков средств автоматики и систем управления в этой области.
