Содержание к диссертации
Введение
1. Схемотехнические способы компенсации емкости коллектор-база биполярных транзисторов в широкополосных усилителях 13
1.1. Схемотехнические способы компенсации импеданса двухполюсников 13
1.2. Способы компенсации емкости коллектор-база транзисторов 23
1.3. Неавтономные параметры составных компенсированных транзисторов 37
2. Частотные характериски каскадов с компенсацией емкости коллектор-база 42
2.1. Амплитудно-частотные характеристики каскадов с компенсацией емкости коллектор-база транзисторов 42
2.2 Фазо-частотные характеристики каскадов с компенсацией емкости коллектор-база транзисторов 49
2.3. Устойчивость каскадов с компенсацией емкости коллектор-база транзисторов 52
2.4. Оптимальная по Г.В. Брауде амплитудно-частотная характеристика каскадов с компенсацией емкости коллектор-база транзисторов 54
3. Методы построения функциональных узлов широкополосных аналоговых преобразователей 59
3.1.Несимметричные широкополосные дифференциальные усилители 59
3.2. Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением 70
3.3. Схемотехника цепей компенсация емкости коллектор-база в промежуточных каскадах операционных усилителей 88
3.4. Функциональная интеграция схемотехнических способов компенсации входного сопротивления эмиттерных повторителей..97
3.5. Широкополосные усилители с управляемой верхней граничной частотой 104
3.6. Схемотехника широкополосных двухкаскадных транзисторных усилителей 111
4. Схемная реализация и результаты исследований разработанных устройств 118
4.1. Широкополосный усилитель с токовой обратной связью 119
4.2. Широкополосный операционный усилитель с малым токопотреблением 125
4.3. Широкополосный операционный усилитель с повышенным коэффициентом усиления 132
4.4. Компенсационный стабилизатор напряжения 139
Выводы 145
Заключение 146
Библиографический список 149
Приложения 161
- Способы компенсации емкости коллектор-база транзисторов
- Фазо-частотные характеристики каскадов с компенсацией емкости коллектор-база транзисторов
- Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением
- Широкополосный операционный усилитель с малым токопотреблением
Введение к работе
После 1991 года за пределами России остались практически все конструкторские бюро и промышленные предприятия, разрабатывающие и производящие аналоговые и аналого-цифровые микросхемы различного функционального назначения и уровня интеграции. Ориентация отечественных производителей наукоемкой продукции на зарубежные комплектующие себя не оправдывает. Такое положение связано не только с их высокой стоимостью, но и невозможностью решения задачи комплексной микроминиатюризации многих систем автоматического управления, радиотехники, связи и технической диагностики. Переход ведущих фирм Запада на субмикронную технологию сделал наше отставание в этом секторе микросхем угрожающим. Отечественная микроэлектронная промышленность по экономическим и организационным причинам не может рассчитывать на приобретение необходимого оборудования. Однако, как показывают исследования, многие конкурентоспособные и практически важные микроэлектронные изделия можно создавать на базовых матричных кристаллах, в т.ч. НПО «Интеграл» (г. Минск) [24].
Современное развитие систем диагностики, автоматического и автоматизированного управления, измерительной техники и связи невозможно без создания нового поколения микроэлектронных устройств различного уровня интеграции, обеспечивающих измерение и первичное прецизионное преобразование сигналов сенсорных элементов с различными принципами функционирования [33]. Развитие этого сектора специализированных микросхем в основном связано с совершенствованием технологии изготовления активных компонентов, которые в конечном итоге и определяют технические характеристики изделий [90]. Именно поэтому действие правил КОКОМ и распространялись на фирмы Burn-Brown, Maxim и Analog Devices, занимающиеся разработкой и изготовлением инструментальных усилителей, измерительных фильтров, АЦП и ряда других микросхем специального назначения.
Внедрение субмикронной и частично глубокой субмикронной технологий [90] показало, что в отличие от цифровых микросхем, где уменьшение технологических норм привело к существенному повышению производительности при практически неизменной потребляемой мощности, в указанных изделиях этого результата достигнуть не удалось [33, 34]. В этой связи диспропорции в развитии цифровой и аналоговой электроники в ближайшее время будут сохраняться, и относительно высокая стоимость прецизионных аналоговых микросхем будет определять цену многих радиоэлектронных систем.
В Российской Федерации в настоящее время отсутствуют экономические, технологические и организационные основы создания и эксплуатации предприятий, удовлетворяющих требованиям субмикронной технологии. По мнению Я.А.Федотова (МГИРЭА), «...в вопросе "микрон или субмикрон?" может быть только одно решение. Если мы хотим поднять нашу электронику, то нужно ориентироваться не на экзотику, на которую у нас нет ни серьезного задела, ни денег, ни оборудования, ни кадров. Это было бы чистейшей «маниловщиной». Чуть ли не 90% мировой продукции ИС укладывается в топологические нормы более одного микрона, причем доминируют размеры в 2-3 мкм. Именно на эту продукцию и следует ориентироваться».
Обеспечить относительную независимость отечественных систем радиоэлектронного профиля путем разработки и выпуска необходимой номенклатуры аналоговых и дискретно-аналоговых микросхем различного уровня интеграции можно и уровне микронной технологии. Указанную проблему в ряде случаев удается решить на схемотехническом уровне - путем создания нового поколения принципиальных схем, обеспечивающих кардинальное уменьшение степени влияния активных компонентов на результирующие характеристики и параметры линейных аналоговых устройств самого широкого функционального назначения. Затронутая проблема в настоящее время для Российской Федерации имеет важное значение.
Проблема повышения верхней граничной частоты (fB) (и площади усиления) широкополосных транзисторных усилителей с непосредственной связью каскадов является одной из центральных в современной радиоэлектронике и микросхемотехнике. Именно fB и площадь усиления определяют качественные показатели многих устройств автоматики, радиотехники, систем телекоммуникаций, приборостроения и др. В этой связи исследования, направленные на разработку схемотехнических методов повышения fB, следует отнести к числу наиболее актуальных в современной теории и практике усиления сигналов.
В настоящее время задача обеспечения широкополосности транзисторных усилителей решается в аналоговой схемотехнике различными методами: индуктивная коррекция [17, 31], емкостная эмиттерная коррекция [31, 39], нейтрализация внутренней обратной связи транзисторов [37, 39, 48, 88,], мостовая нейтрализация коллекторных емкостей транзисторов [37, 48] и т.д. Однако данные схемотехнические приемы эффективны в узком диапазоне частот, не отличаются универсальностью и имеют ограниченные возможности по повышению fB в связи с ее зависимостью от параметров статического режима, коэффициента усиления, потребляемой мощности и других свойств на переменном токе, и самое главное требуют внешних по отношению к микросхеме элементов, и поэтому не могут быть ориентированы на интегральное исполнение.
В существующих принципах построения емкость перехода коллектор-база (Ск) выходного и входного транзисторов оказывает существенное влияние на частотные характеристики различных операционных преобразователей (операционных усилителей, видеоусилителей), что особенно сильно проявляется при активных нагрузках и больших сопротивлениях источника сигнала. Традиционно эта задача решается совершенствованием технологии производства активных компонентов. Именно потому ведущие западные фирмы интенсивно осваивают дорогостоящую субмикронную технологию, которая и обеспечивает низкую менее 0.1 пФ емкость коллекторного перехода.
Современные транзисторы, выполненные по стандартной биполярной технологии, обладают верхней граничной частотой ( fa) порядка 2...5 ГГц, при этом их емкость перехода коллектор-база Ск составляет около 2 пФ. При высоких коэффициентах усиления, иначе говоря, при больших сопротивлениях нагрузки транзисторного усилительного каскада 0.5...1 МОм, невозможно получить верхнюю граничную частоту усиления в схеме с общей базой более чем 150 кГц. В остальных усилительных схемах верхняя граничная частота еще меньше. Как видно fB меньше предельного значения в 32000 раз. Именно в силу указанных причин разработка схемотехнических принципов и набора схем с компенсацией влияния емкости перехода коллектор база позволяет существенно повысить граничную частоту и, следовательно, в ряде случаев, по важнейшим качественным показателям, обеспечить конкурентно способность отечественных технологий производства аналоговых микросхем.
Целью данной работы является исследование и дальнейшие развитие методов синтеза и схемотехнических способов построения широкополосных транзисторных каскадов, за счет использования компенсации влияния емкости перехода коллектор-база.
Для достижения указанной цели предполагается решение следующих основных задач:
Разработать на уровне структурных схем конкретные способы введения каналов компенсации влияния емкости коллектор-база транзистора, а также провести анализ их эффективности.
Исследовать частотные характеристики каскадов с компенсацией емкости коллектор-база, определить области устойчивости и ограничения обеспечивающие параметрический синтез каскада.
Разработать базовую схемотехнику функциональных узлов широкополосных операционных преобразователей, ориентированную на микроэлектронное исполнение с использованием отечественных топологических норм и провести компьютерное моделирование полученных схемотехнических решений
4. Разработка и компьютерное моделирование широкополосных операционных преобразователей ориентированных на исполнение на базе радиационно-стойкого аналогового базового матричного кристалла.
При решении указанных задач в теоретической части работы применяются методы линейного анализа электронных схем с привлечением теории автономного многополюсника и методы математического анализа. Экспериментальные исследования выполнены с помощью системы компьютерного моделирования PSpice, которая общепризнанно считается стандартом в области схемотехнических систем автоматизированного проектирования.
Новые научные и практические результаты и положения диссертационной работы, выносимые на защиту, заключаются в следующем:
Исследованы схемотехнические методы компенсации влияния емкости коллектор-база транзисторов, позволяющие на их основе строить широкополосные усилительные каскады нового класса. Рассмотрены различные варианты последовательной, параллельной и параллельно-последовательной компенсации. Впервые получены аналитические выражения частотных характеристик и определены динамические параметры каскадов. Даны рекомендации по применению рассмотренных схемотехнических методов компенсации в зависимости от конкретных проектных задач.
Проведен анализ амплитудно и фазо-частотных характеристик широкополосных транзисторных усилительных каскадов. Впервые аналитически определено влияние параметров усилительного элемента и цепей компенсации емкости коллектор-база на вид и характерные точки и участки амплитудно- и фазо-частотных характеристик, а также определены границы устойчивости каскадов с цепями компенсации. Построены номограммы и даны рекомендации по параметрическому синтезу каскадов.
Разработаны методы схемотехнического проектирования базовых функциональных узлов широкополосных операционных преобразователей аналоговых сигналов ориентированных на построение устройств систем автоматизированного управления: несимметричных дифференциальных усилителей с цепями компенсации паразитных емкостей; широкополосных усилителей с повышенным коэффициентом усиления, предназначенных для использования в качестве промежуточных каскадов операционных усилителей; источников опорного тока и активных нагрузок с повышенным выходным сопротивлением в широком диапазоне частот; эмиттерных повторителей с повышенным входным сопротивлением; нового типа усилителей с электронно-управляемой верхней граничной частотой, предназначенных для систем автоматики и телемеханики; многокаскадных усилителей, позволяющих устранить влияние паразитной емкости нагрузки.
Разработанные базовые функциональные узлы рекомендуются для использования при проектировании широкополосных операционных и видеоусилителей, усилителей с электронно-управляемой полосой пропускания, и широкополосных многокаскадных измерительных усилителей.
4. Разработаны и исследованы широкополосные операционные усилители на элементной базе аналогового базового матричного кристалла, с применением предложенной схемотехники построения базовых функциональных узлов. Разработанные усилители отличаются хорошими частотными и скоростными характеристиками при малом потреблении тока.
Использование результатов проведенных исследований при проектировании различных устройств на основе базовых матричных кристаллов позволяет улучшить технические характеристики изделий, сократить сроки разработки и повысить потребительские качества базовых матричных кристаллов, выполненных по недорогой отечественной технологии (1.5-2.0 мкм) и обладающих высокой радиационной стойкостью (10 рад), что делает их конкурентно-способными по сравнению с микросхемами ведущих западных фирм.
Диссертация состоит из введения, четырех глав и заключения, изложенных на 160 страницах текста, иллюстрированного графиками и рисунками, библиографического списка и приложения.
В первой главе рассматриваются схемотехнические методы компенсации емкости коллектор-база. Исследованы дуальные схемотехнические методы компенсации импеданса двухполюсника, определена область их применения.
Проведен анализ функциональных схем широкополосных усилительных каскадов с компенсации емкости коллектор-база транзистора [55-58, 97]. Получены аналитические выражения для их частотных характеристик, позволяющие осуществить их синтез. Даны рекомендации по их применению.
Определены не автономные h-параметры составных компенсированных транзисторов.
Вторая глава посвящена исследованию частотных характеристик каскадов с компенсацией влияния емкости перехода коллектор-база.
Методами математического анализа определены зависимости вида амплитудно и фазо-частотных характеристик от значения параметров функциональной схемы. Сформулированы ограничения, позволяющие проводить параметрический синтез каскадов.
Определена область устойчивости каскада с компенсацией емкости перехода коллектор-база.
Определены значения параметров функциональной схемы для получения оптимальной по Брауде [59] (не имеющей подъема в рабочем диапазоне частот) амплитудно частотной характеристики. Результаты согласуются с данными полученными методами математического анализа.
Третья глава посвящена разработке базовой схемотехники функциональных узлов широкополосных операционных преобразователей.
Исследованы несимметричные дифференциальные каскады, построенные на основе схемотехнических методов компенсации емкости коллектор-база транзисторов, аналитически определены их статические и динамические параметры, диапазон активной работы, частотные характеристики. Проведено моделирование вариантов схемотехнической реализации.
Рассмотрены основные функциональные схемы и варианты схемотехнической реализации генераторов тока и активных нагрузок с применением схемотехнических методов компенсации емкости перехода коллектор-база транзисторов. Аналитически определены их динамические и частотные параметры. Проведено моделирование вариантов схемотехнической реализации.
Предложена схемотехника построения промежуточных каскадов операционных усилителей. Аналитически и путем моделирования определены их частотные характеристики, а также условия повышения верхней граничной частоты усиления по сравнению с классическими промежуточными каскадами.
Рассмотрены дуальные схемотехнические методы компенсации входного сопротивления эмиттерных повторителей в широком диапазоне частот (следящая связь по току и по напряжению). Определены условия полной компенсации входного сопротивления. Проведено моделирование вариантов схемотехнической реализации.
Предложены функциональные и схемотехнические решения для построения усилителей с управляемой верхней граничной частотой. Определены принципы регулировки, предложены варианты схемотехнической реализации, проведено их моделирование.
Предложена схемотехника построения многокаскадных широкополосных усилителей. Определены условия повышения широкополосности, предложены функциональные и принципиальные схемы. Результаты подтверждаются моделированием.
В четвертой главе приведены результаты исследований операционных и видеоусилителей, разработанных, с учетом исследований проведенных в предыдущих главах, на базе аналогового базового матричного кристалла АБМК 1.2 НПО "Интеграл" (г. Минск). Дано описание принципиальных электрических схем. При разработке функциональных узлов усилителей применены схемотехнические приемы, исследованные в предыдущих главах. Основной целью при проектировании ставилось улучшение частотных характеристик при снижении токопотребления микросхемы с учетом технологических ограничений элементной базы АБМК 1.2.
Приведены результаты исследования разработанного широкополосный усилитель с токовой обратной связью (current-feedback operational amplifier), отличающийся малым токопотреблением, низкой входной емкостью и высокой скоростью нарастания выходного напряжения.
Приведены результаты исследования разработанного широкополосного операционного усилителя, отличающегося малым токопотреблением, низким уровнем шумов, высоким коэффициентом подавления синфазного сигнала.
Приведены результаты исследования разработанного широкополосного операционного усилителя с повышенным коэффициентом усиления, высоким коэффициентом подавления синфазного сигнала и низким токопотреблением.
Приведены результаты исследования разработанного компенсационного стабилизатора напряжения, предназначенного для питания операционных преобразователей, отличающегося высоким коэффициентом стабилизации, низким выходным сопротивлением и малым током холостого хода.
Разработанные схемы внесены в каталог центра МикАн .
Каталог микросхем Российско-белорусского центра микроэлектроники МикАн - Шахты: ЮРГУЭС, 2003.
Способы компенсации емкости коллектор-база транзисторов
Если в широкополосном усилителе емкость коллектор-база (Ск!) транзистора (VT1) оказывает существенное влияние на его частотные характеристики, что особенно сильно проявляется при высокоомных нагрузках, то ее целесообразно скомпенсировать с помощью так называемой цепи следящей связи по току этой емкости [3-5, 51, 52, 54, 57, 82].
Возможны три основных варианта построения цепей компенсации Скь последовательные, параллельные и параллельно-последовательные.
Последовательная компенсация. Физические процессы. При последовательной компенсации выходной транзистор VT1 (рис.1.10) выполняет две функции. С одной стороны, он обеспечивает передачу в цепь нагрузки RH.3KB приращений тока із1, пропорциональных входному сигналу (составляющая SuBX). С другой стороны, он передает в коллекторную цепь емкостную составляющую іс1тока базы VT1, которая выделяется подсхемой ВП1, а затем, с усилением К;Л поступает в эмиттер и далее в цепь нагрузки VT1 і к1 =а1Кіл-іс1.
Для точного измерения тока іс1 и компенсации Скі необходимо:- обеспечить высокое сопротивление в эмиттерной цепи VT1 с помощью подсхем ВП1;- выделить емкостную составляющую тока базы транзистора VT1 с помощью вспомогательной подсхемы ВП1 (рис. 1.10). Такой режим обеспечивается соответствующим построением подсхемы ВП1, которая должна иметь близкое к нулю входное сопротивление;- передать ток іс1 в эмиттерную цепь VT1 с коэффициентом передачитока К{ j, близким к единице, в широком диапазоне частот и бездополнительных фазовых сдвигов. При выполнении данных условий в нагрузке VT1 произойдет почти полная взаимная компенсация двух близких по величине, нопротивоположных по знаку токов ic] и іКІ. В результате эффективноезначение емкости Скі уменьшится до уровня Ск.эф. Причем отношение данных емкостей можно представить как (1.10) Таким образом, в идеальном случае необходимо иметь ct]Kl] = 1.Последовательная компенсация. Частотные характеристики.
Рассмотрим в широком диапазоне частот свойства каскодных усилителей с цепями последовательной компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора (рис. 1.10). Для этого подсхему ВШ целесообразно представить в виде двух подсхем - усилителя тока УТ1 и конвертора напряжение-ток СП1 (рис. 1.11).
На обобщенной схеме рис. 1.11 учитываются емкость в цепи базы VT1 (Сбі), емкость в цепи эмиттера VT1 (С3і), инерционность усилителя тока УТ1 {КіЛ(ja )), частотные свойства преобразователя СП1 входного напряженияJBX в ток Is, частотная зависимость коэффициента усиления по токуэмиттера VT1 (Сц), компенсируемая емкость коллекторного перехода VT1(Скі). При этом предполагается, что входное активное сопротивление (RBX.i) и выходные проводимости подсхем УТ1 и СП1 - сравнительно малы, входное сопротивление VT1 по цепи эмиттера (гэ) также мало и имеет активный характер, а частотные зависимости Ссх, Sx, К j описываются передаточными функциями первого порядка: ск\ 1
Свойства функции (1.14), описывающей амплитудно-частотную характеристику усилительного каскада при наличии компенсирующих цепейпри различных соотношениях тск х и т1, исследованы во второй главе.Параллельная компенсация. Физические процессы. Припараллельной компенсации (рис. 1.12) ток через компенсируемую емкость ici поступает на вход подсхемы СКТ1, а затем в коллекторную цепь VT1 без участия транзистора VT1- по параллельному каналу.
Для точного выделения тока ici и компенсации C i необходимо:обеспечить высокое сопротивление в эмиттерной цепи VT1 спомощью подсхемы СШ;создать близкое к нулю сопротивление в цепи базы транзистораVT1 , такой режим обеспечивается соответствующим построениемподсхем СКТ1;выделить емкостную составляющую тока базы транзистора VT1 спомощью вспомогательной подсхемы СКТ1;передать ток icj в коллекторную цепь VT1 с коэффициентомпередачи тока, близким к единице (Кікт«і) в широком диапазонечастот и без дополнительных фазовых сдвигов;преобразовать с крутизной Si входное напряжение в приращенииэмиттерного тока VT1 (г э1 =S uex).Очевидно, что при Кі.ет« 1 (полной компенсации Скі) выходная емкость каскада не может быть меньше, чем С .Выигрыш по величине эффективной емкости, образующей с нагрузкой R-н.экв постоянную времени высоких частот (TB=RH.3KBCK.3 1 ) определяется формулойгде bc=CKT-C-K\.
Параллельная компенсация. Частотные характеристики. Если учесть паразитную емкость в цепи базы VT1 (Сбі), емкость в цепи эмиттера VT1 (Сэ1), инерционность подсхемы СКТ1 {Кікт), частотную зависимость крутизны Sx преобразователя СШ, комплексный характер коэффициента усиления по току эмиттера VT1 {йх\ а также компенсируемую емкость Скь то уравнение для комплексного коэффициента усиления по напряжению Кукаскада рис. 1.13 можно привести к видуСледовательно, в этом случае уравнение М = (р{со) (1.24) имеет вид типового уравнения АЧХ, свойства которого исследованы во второй главе.
При небольшом отклонении со от диапазона средних частот усилителя и сотбі«1, COTJ.KT I приближенное выражение для КAja) принимает вид .осов - верхняя граничная частота усилителя с параллельной компенсацией. Следовательно, выигрыш по увеличению верхней граничной частоты сов, который дает введение цепей араллельной компенсации Скь может быть значительным только в том случае, когда
Условия полной компенсации выходной емкости. Если синтез трехполюсника СКТ1 с малыми значениями Сет не возможен, то нужно обеспечить KiKT=l+bc \. Так при Ьс=1, то есть, когда С Скі, необходимое усиление для полной компенсации выходной емкости:
Пример построения такого СКТ1, удовлетворяющего условию (1.27), показан на рис. 1.14. Для данной схемы справедливо следующее уравнение Кирхгофа:где КІУТ - коэффициент усиления тока подсхемы УТ1 .
Фазо-частотные характеристики каскадов с компенсацией емкости коллектор-база транзисторов
Если каскад с компенсацией емкости перехода коллектор-база используется как усилительное звено в схемах с глубокой отрицательной обратной связью, то для оценки запаса устойчивости по фазе необходимо располагать информацией о его фазо-частотных характеристиках.
Комплексный коэффициент передачи усилителя с цепями последовательной компенсацией емкости коллектор-база (Ск) выходного транзистора, позволяющими расширить его частотный диапазон, описывается выражением:где Ко - коэффициент передачи УК на постоянном токе;КІХ - коэффициент передачи на постоянном токе компенсационного канала, включающего УТ1, VT1 и согласующей подсхемы СШ; і; - эквивалентная постоянная времени компенсирующего канала; тн =CKRH - постоянная времени цепи нагрузки (RH).относительная частота, нормированная по тн.
Из выражения (2.6) можно найти нормированную фазо-частотную характеристику усилительного каскада: параметров N и Ki2 показаны на рис. 2.8-2.10. Следует отметить, что значение нормированной частоты Хн=1 соответствует полосе пропускания усилителя без канала компенсации Ск (KjS=0).
Определим фазовый сдвиг на частоте полосы пропускания OFo.707) то есть на частоте, при которой модуль коэффициента передачи равен 0.707. Это можно осуществить, подставив значение Хноло7 Для полосы пропускания по уровню 0.707 (2) в формулу (2.7). Однако, получаемые при этом общие выражения достаточно трудно анализировать из-за их громоздкости. Поэтому целесообразно ограничиться построением семейства графиков, которые приведены на рис. 2.11.Рис. 2.11. Фазовый сдвиг на частоте полосы пропускания по уровню 0.707
Анализ семейств графиков рис. 2.8-2.11 позволяет сделать следующие выводы:1. Предельный фазовый сдвиг на частоте Х„—»оо (со-»со)усилителя скомпенсацией емкости коллектор-база равен 90 и не зависит от значенийкоэффициента передачи канала компенсации К , а также соотношенияпостоянных времени N = —L.2. Максимальный фазовый сдвиг Ртах, который возникает в диапазонечастот vN XH N, в пределе может достигать 180. Причем он прямопропорционален коэффициенту передачи канала компенсации К и обратнопропорционален соотношению постоянных времени N = - L.tH3. В усилителях с каналом компенсации Ск незначительно
увеличивается фазовый сдвиг на частоте полосы пропускания, он немного больше 45, причем, увеличение фазового сдвига прямо пропорционально коэффициенту передачи канала компенсации К; и обратно пропорционален хт Ti соотношению постоянных времени N = —L. 4. Для минимизации фазового сдвига на частоте полосы пропускания необходимо выбирать значения коэффициента передачи канала компенсации Ki2 меньше критического КЕкр [см. 2.1]. Это означает, что амплитудно частотная характеристика усилителя с компенсацией емкости коллектор-база не должна иметь резонанса. Усилительный каскад с компенсацией емкости перехода коллектор-база содержит контур положительной обратной связи, следовательно, при определенных параметрах функциональных элементов он может быть неустойчив. Для проектирования каскадов данного класса необходимо, определить условия их устойчивости. Коэффициент передачи каскада по напряжению в операторной форме можно представить в виде: где Ко - коэффициент передачи на постоянном токе; T„=CKRH - постоянная времени цепи нагрузки; Кц(р) - коэффициент передачи канала компенсации.
При условии, что канал компенсации представляет собой апериодическое звено первого порядка, коэффициент передачи каскада:где Кц - коэффициент передачи канала компенсации на постоянном токе; ТІ - постоянная времени канала компенсации. Условие устойчивости усилителя можно определить с помощью критерия Гурвица. При этом определитель Гурвица для выражения (2.8)
Для обеспечения устойчивости необходимо, чтобы определитель Гурвица и его главные миноры были больше нуля. Следовательно, необходимое и достаточное условие устойчивости каскада с компенсацией емкости коллектор-база.
Условие (2.9) может быть получено и в том случае, если крутизна вспомогательной подсхемы СШ (источника тока управляемого напряжением) имеет комплексный характер (см. первую главу). Это объясняется тем, что СШ не входит в контур обратной связи и комплексный характер крутизны S не добавляет в выражение (2.8) полюсов, лежащих в правой полуплоскости.
При приближении КЕ к граничному значению Кгр усилитель будет приобретать резонансные свойства, и при невыполнении условия (2.9) -возбудится. Это необходимо учитывать при проектировании широкополосных усилителей с компенсаций емкости коллектор-база.Из уравнения (2.9) также следует, что если всегда обеспечивать усиление тока по каналу компенсации меньше единицы К iZ 1, то в рассматриваемом классе схем неустойчивые режимы не возникают.
Комплексную частотную характеристику широкополосных усилителей с компенсацией емкости коллектор-база Ск транзисторов, можно нормировать по К0 и привести к виду: Tj - эквивалентная постоянная времени высоких частот канала компенсации УТ1; тск.і = Скі -н " постоянная времени высоких частот цепи нагрузки - М1.ЭКВЭ Ко - коэффициент усиления по напряжению в диапазоне средних частот;
Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением
Источники тока и активные нагрузки - важный элемент операционных преобразователе аналоговых сигналов. Относительно низкие выходные сопротивления в широком диапазоне частот (гвых) типовых источников опорного тока (ИТ) на транзисторах не позволяют обеспечить дальнейшее улучшение ряда качественных показателей операционных преобразователей [29-32, 52], например, коэффициента усиления по напряжению, коэффициента подавления синфазного сигнала и т. д.
Часто для повышения гвых транзистор охватывается отрицательной обратной связью по току эмиттера, между эмиттером и базой выходного транзистора ИТ включается инвертирующий усилитель [52]. Однако, у таких источников тока выходное сопротивление оказывается всегда меньше сопротивления закрытого коллекторного перехода транзистора в схеме с общей базой [52].
Значительное увеличение гвых можно получить в схеме ИТ на рис. 3.7 [51, 52]. Полагая, что усилитель У2 имеет низкое входное и высокое выходное сопротивления, аналитическое выражение для выходной проводимости ИТ рис. 1а можно привести к виду:реализации схемы случай, когда в уравнении (3.21) h212=-l. Последнееусловие соответствует применению в качестве У2 неинвертирующего усилителя тока с единичным коэффициентом усиления по току, например, рис. 3.8. Анализ соотношения (3.22) при реальных значениях входящих в него параметров показывает, что выходное сопротивление ИТ рис. 3.7 может в десятки и сотни раз превышать выходное сопротивление транзистора VT1 в схеме с общей базой.
Усилитель У2, наряду с единичным коэффициентом усиления по току, должен иметь низкое входное и высокое выходное сопротивления. Этому требованию, в большинстве случаев, удовлетворяют простейшие усилительные каскады.
Система h-параметров трех частных вариантов построения У2 (рис. 3.8 - 3.10) связана с номиналами резисторов цепи установления статического режима следующими выражениями:
Экспериментальные значения выходного сопротивления ИТ, реализованного в соответствии с обобщенной схемой рис. 3.7, достигают нескольких десятков мегаом в широком диапазоне частот.
Компенсирующий усилитель У2 существенно влияет на температурную стабильность выходного тока IQ и частотную зависимость выходного сопротивления ИТ, которая в основном определяется емкостью закрытого коллекторного р-п-перехода VT1. Несколько дополнительных вариантов построения источников опорного тока с компенсацией комплексного влияния сопротивления коллектор-база [6-10] показаны на рис. 3.11-3.15.
В схеме рис. 3.11 компенсирующий усилитель У2 реализован по двухканальной схеме на транзисторах VT2, VT3, VT4. Особенностью схемы рис. 3.12 является то, что она выполнена на однотипных п-р-п-транзисторах. Схемы ИТ рис. 3.13 и 3.14 иллюстрируют особенности построения многоярусных ИТ, которые в принципе могут иметь более высокие качественные показатели по стабильности выходного тока и выходному сопротивлению
Усилители тока У2 компенсирующего канала могут быть реализованы и по схеме с глубокой отрицательной связью (рис. 3.15). Такие решения эффективны при построении преобразователей "напряжение-ток", а также в схемах высоковольтных ИТ на мощных транзисторах, характеризующихся повышенной температурной нестабильностью обратного тока коллекторного перехода Ікб.о- Ток 1Кб.о транзисторов канала компенсации значительно снижает температурную стабильность выходного тока. В схеме рис. 3.15 это влияние исключается.
Широкополосный операционный усилитель с малым токопотреблением
В данном разделе приведены результаты исследования операционного усилителя с малым токопотреблением, разработанного на базе АБМК 1.2 НПО "Интеграл" (г. Минск) [19-27]. Благодаря использованию компенсации емкости перехода коллектор-база транзисторов, удалось снизить токопотребление усилителя, не ухудшив его частотные свойства.
Схема электрическая принципиальная операционного усилителя приведена на рис. 4.6. Схема отражает конструкцию усилителя на кристалле и учитывает все паразитные элементы, емкости на подложку, изолирующие р-n переходы и т.п. Для пояснения воспользуемся упрощенной схемой рис. 4.7, на которой отражены схемотехнические особенности усилителя и сохранены позиционные обозначения схемы рис. 4.6.
Операционный усилитель выполнен по двухкаскадной схеме. Использование компенсации емкости перехода коллектор-база рпр-транзисторов позволило получить хорошие частотные свойства усилительного каскада и уменьшить отрицательное влияние рпр-транзисторов на частотные и усилительные свойства схемы (см. главу 2).
Во входном каскаде операционного усилителя, с целью снижения шумов, применены высокочастотные малошумящие многоэмиттерные транзисторы. При разработке проведена оптимизация количества включенных эмиттеров по наилучшим параметрам шумовых, точносных, частотных и усилительных свойств операционного усилителя. Так, например, при уменьшении количества эмиттеров снижается входной ток и входная емкость, но увеличиваются шумы операционного усилителя.
В промежуточном каскаде применена компенсация емкостей коллектор-база pnp-транзисторов. Очевидно, что наиболее необходима компенсация емкости коллектор-база транзистора VT3, так как именно она наиболее существенно влияет на частотные свойства усилителя. Компенсация емкости коллектор-база транзистора VT4 применена с целью обеспечения симметрии схемы. В выходном каскаде также применена компенсация емкости перехода коллектор-база, с целью снизить входную емкость, повысить входное сопротивление, а также снизить токопотребление выходного каскада. Малое токопотребление выходного каскада обусловлено тем, что один и тот же ток смещения протекает по нескольким транзисторам в тракте усиления сигнала. Выходной каскад не симметричен для верхней и нижней полуволн усиливаемого сигнала. Такая схема применена с целью компенсации разности усилительных свойств рпр и прп транзисторов, что, в конечном счете, увеличивает точность и повышает коэффициент подавления синфазного сигнала усилителя. добиться высокой симметрии передаточной токовой характеристики и убрать напряжение смещения усилителя, обусловленное несимметричностью всей схемы.
Чувствительность напряжения смещения (UCM) ОУ, приведенного ко входу при изменении номинала резистора R9 составляет SRM =20ЫКЦ / илиIQQMKB/ Частотная коррекция усилителя осуществляетсякорректирующей и форсирующей емкостью, причем обе емкости включены на подложку, что является технологическим преимуществом и позволяет использовать в качестве емкостей не полупроводниковые МОП-конденсаторы, а области металлизации АБМК. Внешние цепи балансировки операционного усилителя не входят в тракт усиления сигнала, что является полезным качеством при использовании усилителя.
На рис 4.8-4.10 приведена зависимость модуля коэффициента передачи разомкнутого операционного усилителя, инвертирующего усилителя с статическим коэффициентом передачи 1 и 10, и неинвертирующего усилителя со статическим коэффициентом передачи 1 и 10. Как видно из графиков статический коэффициент передачи разомкнутого усилителя составляет около 70 дБ, полоса единичного усиления 62 МГц. Небольшое отличие характеристик в инвертирующем и не инвертирующем включении объясняется наличием входной емкости операционного усилителя, которая составляет 1,4 пФ. Такое значение входной емкости совместно с резисторами обратной связи образуют постоянную времени, которая влияет на вид частотной характеристики операционного усилителя. Но тем не менее, операционный усилитель остается устойчивым при любых значениях резисторов обратной связи вплоть до единичного усиления.
