Содержание к диссертации
Введение
Первая глава 14
1.1. Основные методы построения высокоскоростных операционных усилителей 14
1.1.1 Операционные усилители с токовой обратной связью 16
1.1.2 Операционные усилители с обратной связью по напряжению...
1.2. Параметры конструктивно-технологического базиса используемых технологических процессов 24
1.3. Исследование основных тенденций развития высокоскоростных операционных усилителей с токовой обратной связью 26
1.4. Основные параметры разрабатываемых высокоскоростных операционных усилителей с токовой обратной связью 29
1.5. Выводы 33
Вторая глава 34
2.1. Требования к параметрам ОУ с ТОС для достижения высокой динамической точности обработки сигнала 34
2.1.1. Факторы, влияющие на время установления выходного напряжения ОУ 35
2.1.2. Факторы, влияющие на уровень гармонических искажений вОУ 41
2.2. Влияние отдельных каскадов на параметры ОУ с ТОС и основные методы их улучшения 46
2.2.1. Исследование входного каскада ОУ с ТОС 46
2.2.2. Исследование усилительного каскада ОУ с ТОС 52
2.2.3. Исследование выходного каскада ОУ с ТОС 56
-2 2.2.4. Исследование источника опорного токаОУ с ТОС 61
2.3. Схемно-топологическое решение ОУ с ТОС 64
2.3.1. Проектирование схемотехнического решения ОУ с ТОС 65
2.3.1.1. Проектирование схемотехнического решения ОУ с ТОС на основе конструктивно-технологического базиса отечественного технологического процесса Р35ХХ 65
2.3.1.2. Проектирование схемотехнического решения ОУ с ТОС на основе конструктивно-технологического базиса зарубежного технологического процесса HJV 71
2.4. Анализ многоканальных ОУ с ТОС в части взаимодействия каналов 75
2.4.1. Взаимодействие между каналами, происходящее за счёт гальванической связи каналов ОУ с ТОС 76
2.4.2. Взаимодействие между каналами ОУ с ТОС, происходящее за счёт пространственной связи 82
2.5. Выводы 89
Третья глава 91
3.1. Методика исследования параметров динамической точности ОУсТОС 91
3.1.1. Методика исследования времени установления выходного напряжения ОУ с ТОС 91
3.1.2. Методика исследования гармонических искажений ОУ с ТОС... 97
3.1.3. Методика исследования шумовых параметров ОУ с ТОС 98
3.1.4. Методика исследования коэффициента разделения каналов многоканальных ОУ с ТОС 102
3.2. Проектирование топологического решения ОУ с ТОС 103
3.3. Учёт влияния корпуса ИМС при проектировании СВЧ ОУсТОС 107
3.4. Выводы 111
-3 Четвёртая глава 112
4.1. Экспериментальная последовательность разработки ОУ с ТОС на основе конструктивно-технологического базиса отечественного технологического процесса 112
4.2. Экспериментальная последовательность разработки ОУ с ТОС на основе конструктивно-технологического базиса зарубежного технологического процесса 122
4.3. Выводы 125
Заключение 127
Библиографический список
- Основные параметры разрабатываемых высокоскоростных операционных усилителей с токовой обратной связью
- Влияние отдельных каскадов на параметры ОУ с ТОС и основные методы их улучшения
- Проектирование схемотехнического решения ОУ с ТОС на основе конструктивно-технологического базиса зарубежного технологического процесса HJV
- Методика исследования коэффициента разделения каналов многоканальных ОУ с ТОС
Введение к работе
Актуальность работы
Одними из важнейших показателей качества радиоэлектронных систем является их динамический диапазон, который в значительной степени определяется параметрами электронных устройств, причём как аналогового тракта, так и цифрового тракта обработки сигнала. Исходные сигналы большинства систем являются аналоговыми и для оптимального преобразования в цифровую форму необходима их предварительная аналоговая обработка, включающая масштабирование сигнала, предварительную фильтрацию, согласование импеданса и др.
Одним из основных устройств, используемых в трактах предварительной аналоговой обработки сигнала, являются операционные усилители. С момента появления операционных усилителей сфера их применения постоянно расширялась, и поэтому ранее основными характеристиками интегральных микросхем (ИМС) данного класса было принято считать статические характеристики, которые показывают точность работы по постоянному току, а так же динамические характеристики, которые показывают частотные свойства и быстродействие схем данного класса. В связи использованием таких ИМС в высокоскоростных аналого-цифровых системах появилась необходимо уделять внимание не только этим параметрам, но и параметрам, характеризующих динамическую точность обрабатываемых сигналов.
Постоянное увеличение скорости и точности обработки информации требует расширения как частотного, так динамического диапазона аналого-цифровых систем. ИМС операционных усилителей являются основой для построения таких систем и оказывают на их характеристики существенное влияние, поэтому их исследование и разработка является актуальной и позволит решить комплекс задач, стоящих перед отечественным радиоэлектронным комплексом в целях укрепления обороноспособности страны и создания нового поколения радиоэлектронной аппаратуры различного назначения.
За рубежом имеется широкий класс аналогичных ИМС с требуемыми параметрами, однако они достигнуты благодаря субмикронным размерам эмиттеров комплементарных биполярных транзисторов в комбинации с полной диэлектрической изоляцией элементов ИМС. В РФ в настоящее время не освоено в производстве подобных технологических процессов, поэтому актуальной является задача исследования и разработки высокоскоростных ИМС операционных усилителей с токовой обратной связью (ОУ с ТОС) с высоким уровнем динамической точности обработки сигналов на основе освоенного в производстве комплементарного биполярного технологического процесса с изоляцией элементов ИМС обратносмещённым р-n переходом с шириной эмиттеров транзисторов 6 мкм.
За рубежом в указанном направлении работает ряд крупных компаний, таких как Analog Devices, Texas Instruments (Burr Brown), Intersil (Elantec),
National Semiconductor, Maxim, Linear Technology и Cadeka Microcircuits (ранее Comlinear Corporation).
Цель работы - разработка и исследование высокоскоростных ИМС ОУ с ТОС с высоким уровнем динамической точности обработки сигналов, обеспечивающих согласованную работу с ИМС аналого-цифровых преобразователей (АЦП) с разрядностью до 10 бит и частотой дискретизации до 50-60 МГц на основе отечественных и зарубежных комплементарных биполярных технологических процессов с изоляцией элементов ИМС обратносмещённым р-n переходом.
Научная новизна работы заключается в следующем:
развиты теоретические и экспериментальные методы:
оценки динамической точности обрабатываемых сигналов высокоскоростных ОУ с ТОС;
оптимизации схемного и топологического решения ОУ с ТОС;
исследования времени установления выходного напряжения с точностью 0,1% до 10-15 не как в инвертирующем, так и в неинвертирующем включении;
исследования коэффициента гармоник при частоте входного сигнала до 20 МГц и уровнем гармонических искажений до -78 дБ;
исследования коэффициента разделения каналов многоканальных ОУ с ТОС на частотах до 20 МГц и значением коэффициента разделения до 80 дБ;
разработаны методические основы проектирования высокоскоростных ИМС ОУ с ТОС с высоким уровнем динамической точности обработки сигналов (время установления выходного напряжения 12 не, уровень гармонических искажений -60 дБ, коэффициент разделения каналов 74 дБ) изготовленных на основе комплементарных биполярных технологических процессов изоляции элементов ИМС обратносмещённым р-п-переходом;
получены экспериментальные результаты, подтверждающие теоретически обоснованные причины ограничений уровня динамической точности обработки сигналов ОУ с ТОС:
значение времени установления выходного напряжения ограничивается заниженным значением частоты паразитного полюса, формируемого элементами токового зеркала усилительного каскада и переходом рабочей точки транзисторов усилительного каскада в область квазинасыщения;
уровень гармонических искажений ограничивается разбалансом паразитных емкостей транзисторов в высокоомной точке усилительного каскада;
коэффициент разделения каналов ограничивается гальванической связью каскадов через общий источник тока и пространственным взаимодействием каналов при отсутствии гальванической связи.
установлена связь режима работы интегральных элементов, схемного и топологического решения основных каскадов ОУ с ТОС с параметрами, характеризующими уровень динамической точности обработки сигналов:
переход рабочей точки транзисторов усилительного каскада в область квазинасыщения в 2-3 раза завышает значение времени установления выходного напряжения и приводит к дополнительному ограничению скорости нарастания выходного напряжения;
учёт паразитных параметров металлизации входного каскада ОУ с ТОС и оптимизация его топологического решения позволяет на 20-30 % снизить паразитную ёмкость, ограничивающую скорость нарастания во входном каскаде и улучшить показатели устойчивости ОУ с ТОС;
в случае использования низковольтного технологического процесса HJV допустима схемотехническая избыточность при реализации входного каскада, позволяющая при обеспечении заданных требований динамической точности обработки сигнала обеспечить исключение подстройки напряжения смещения.
Практическая значимость полученных результатов диссертационной работы заключается в том, что на основе проведённых теоретических и экспериментальных исследований выполнена разработка ряда отечественных ИМС ОУ с ТОС с высоким уровнем динамической точности обработки сигналов (1432УД6, 1432УД8, 1432УД11, 1432УД12, 1432УД15). Данные ИМС прошли полный комплекс испытаний, освоены в серийном производстве и используются в радиоэлектронной аппаратуре широкого применения, в том числе совместно с 8-12 разрядными аналого-цифровыми и цифро-аналоговыми преобразователями.
Научные положения, выдвигаемые для защиты:
Достижение уровня гармонических искажений ВЧ сигнала до -60 дБ на частоте 20 МГц обеспечивается идентичностью ёмкости коллектор-подложка комплементарных биполярных транзисторов усилительного каскада с уровнем разбаланса не более 10%, скоростью нарастания выходного напряжения не менее 800 В/мкс, модуляцией выходного сопротивления не более 1% при петлевом усилении на частоте сигнала не менее 10.
Для достижения времени установления выходного напряжения 12 не (для точности 0,1%) необходимо исключить переход рабочей точки транзисторов ИМС в область квазинасыщения, и обеспечить ширину полосы пропускания не менее 300 МГц при близкой к двухполюсной амплитудно-частотной характеристике ИМС с критерием устойчивости - подъёмом АЧХ при замкнутой цепи обратной связи не более 2,5 дБ и скоростью нарастания выходного напряжения не менее 800 В/мкс.
Для обеспечения коэффициента разделения каналов многоканальных ОУ на ВЧ на уровне 74 дБ для отечественного корпуса 2101.8-7 необходимо обеспечить раздельное задание режимов работы каналов
ИМС и электрическое соединение крышки корпуса с одним из потенциалов напряжения питания.
Обеспечение заданных параметров динамической точности (Кг не более -60 дБ, tycT не более 12 не) при работе ОУ с большим сигналом достигается введением интегрирующего конденсатора в схему источника опорного тока, снижающего коэффициент передачи по петле положительной обратной связи на высоких частотах.
При использовании технологического процесса Р35ХХ на этапе технологического процесса необходимо обеспечивать удельное поверхностное сопротивление эмиттерного р -слоя не более 50 Ом/п для достижения динамических параметров ОУ с ТОС, необходимых для получения заданного уровня динамической точности обработки сигналов (Кг не более -60 дБ, tycT не более 12 не).
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы обсуждались и получили одобрение на следующих научно-технических конференциях и семинарах: «Проблемы разработки перспективных микроэлектронных систем» (г. Москва, Институт проблем проектирования в микроэлектронике РАН, 2006, 2008 и 2010 гг.); ICCSC'06 (July 6-7, Bucharest, Romania, 2006); ежегодных международных научно-практических семинарах «Актуальные проблемы аналоговой микросхемотехники» (г. Шахты, ЮРГУЭС), научно-технических конференциях «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА» (г. Москва, ФГУП «НПП «Пульсар», 2001-2010 гг.), международной научно-практической конференции «INTERMATIC-2003», международной научно-технической конференции «Электроника и информатика-2005», ECCSC'08 (Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008), «Обмен опытом в области создания сверхширокополосных РЭС - 2008» (г. Омск, 14-17 октября 2008 г.), International Conference "Micro- and nanoelectronics - 2009" ( г. Звенигород, 5-9 октября 2009 г.).
По теме диссертации опубликовано 42 работы в материалах международных и всероссийских научно-технических конференций, 5 работ в изданиях рецензируемых ВАК, получено 5 патентов РФ и 10 свидетельств об официальной регистрации топологии ИМС.
Структура и объем работы: диссертация состоит из введения,
четырёх глав и заключения, изложенных на 153 страницах текста,
иллюстрированного таблицами, графиками и рисунками,
библиографического списка и приложения.
Основные параметры разрабатываемых высокоскоростных операционных усилителей с токовой обратной связью
Для ОУ с ТОС можно отметить результаты по двум основным направлениям развития их схемотехники.
Первое из них можно назвать эволюционным т.к. в основе своей, структура ОУ с ТОС, предложенная Нельсоном [28] остается неизменной, а совершенствуются лишь отдельные каскады ОУ. Это направление существует с момента появления ОУ с ТОС, и за многие годы удалось добиться значительных успехов в улучшении статических и динамических параметров ОУ с ТОС. Совершенствование технологии изготовления ОУ позволяет снизить потребляемую мощность таких ОУ, при сохранении и даже улучшении уровня их параметров.
Второе направление в сравнении с первым является революционным, поскольку данные схемотехнические решения имеют мало общего со структурой предложенной Нельсоном [48, 50]. Это направление сравнительно ново для монолитных ИС, и его появление в первую очередь обусловлено значительным скачком в технологии изготовления аналоговых ИС. В первую очередь это связано с переходом на полную диэлектрическую изоляцию элементов ИМС, в сочетании со сверхтонкими слоями областей транзисторных структур и субмикронными размерами областей эмиттеров транзисторов. При этом вместо одного усилительного каскада используется два, что позволяет повысить запас по коэффициенту усиления ОУ на высокой частоте. Это позволяет добиться раннее недостижимых для монолитных ОУ с ТОС характеристик при усилении «больших» сигналов высокой частоты со сверхмалыми нелинейными искажениями. При этом, однако, возникают проблемы с частотной коррекцией таких ОУ. Отсутствие технологии диэлектрической изоляции такого уровня приводит к необходимости задания весьма существенного тока покоя таких ОУ.
Так, например, один из первых монолитных двухкаскадных ОУ с ТОС с изоляцией р-п переходом AD9617 фирмы Analog Devices потребляет в состоянии покоя ток до 45 мА. Стоит отметить, что ИМС изготовлены по технологическому процессу с изоляцией р-п переходом и кодовым названием Е16В и расшифровкой CBIC-U BIPOLAR, т.е. использует один из вариантов технологического процесса компании AT&T, которая в то время предоставляла foundry-услуги. Граничная частота транзисторов в схеме точно неизвестна, но проведённый анализ показывает [23], что она составляет не менее 5 ГГц.
В середине 90-х годов компанией Analog Devices был создан ОУ с ТОС с диэлектрической изоляцией элементов и двумя каскадами усиления AD8009 с током потребления всего 18 мА, обеспечивающий линейность на уровне 8 разрядов вплоть до частот 100-120 МГц. В тоже время, ни одна из других фирм, разрабатывающих ОУ с ТОС, не пошла по пути создания двухкаскадных ОУ с ТОС. Поэтому схемы Analog Devices являются лучшими с точки зрения высокочастотной линейности.
Примером традиционной схемотехники ОУ с ТОС с одним каскадом усиления является ИС ОРА685 фирмы Burr-Brown. Она потребляет менее 14 мА и обеспечивает высокую линейность, сравнимую с AD8009, даже при больших коэффициентах усиления. Важным преимуществом схемы ОРА685 является сверхбыстрое время установления, которое при точности 0,1 % составляет всего 3 не, в то время как для AD8009 эта величина составляет 10 не.
В последнее время и компания Analog Devices признала возможность использования первого направления для получения ОУ с ТОС с высокими динамико-точностными параметрами, разработав ИС AD8007. Основным достоинством данной ИМС являются сверхмалые искажения при частоте входного сигнала 20 МГц, которые составляют -83 дБ, что позволяет работать с 12-14 разрядной точностью, недостижимой раннее при такой частоте входного сигнала. Однако время установления данного ОУ при точности 0,1% составляет 18 нс, что ориентирует его на сегмент высокоточной, а не высокоскоростной обработки информации, на который ориентирован ОУ AD8009. При этом в ОУ AD8007 снижено энергопотребление до 9 мА. Однако это привело к тому, что скорость нарастания выходного напряжения составляет лишь 900 В/мкс, а полоса пропускания при размахе выходного напряжения 2 В достигает только 200 МГц.
Наиболее распространёнными многоканальными ОУ с ТОС являются двухканальные ИМС. Среди зарубежных аналогов можно выделить несколько поколений многоканальных ОУ с ТОС.
К первому поколению относится ИМС AD812, представляющая собой двухканальный ОУ с ТОС. ИМС AD812 была реализована в начале 1990-х годов на основе высоковольтной комплементарной биполярной технологии с изоляцией р-n переходом. При напряжении питания ±5 В данная ИМС обеспечивает полосу пропускания при Ку=+2 не менее 50 МГц и скорость нарастания выходного напряжения 200-250 В/мкс при токе потребления не более 4 мА на один канал. На частоте 10 кГц типовое значение спектральной плотности ЭДС шума составляет 3,5 нвЛ/Гц. ИМС AD812 при нормальной температуре обеспечивает напряжение смещения не более 5 мВ, входной ток по инвертирующему входу не более 25 мкА, и коэффициент преобразования не менее 350 В/мА при 1 =150 Ом.
Ко второму поколению относятся ИМС AD8072 и AD8073, представляющие собой двухканальный и трёхканальный ОУ с ТОС. ИМС AD8072 и AD8073 были реализованы в середине 1990-х годов на основе низковольтной комплементарной биполярной технологии с диэлектрической изоляцией. При напряжении питания ±5 В данные ИМС обеспечивают полосу пропускания при Ку=+2 не менее 80 МГц и типовое значение скорости нарастания выходного напряжения 500 В/мкс при токе потребления не более 5 мА на один канал. На частоте 10 кГц типовое значение спектральной плотности ЭДС шума составляет 3 нвЛЛГц. При нормальной температуре ИМС AD8072 и AD8073 обеспечивают напряжение смещения не более 6 мВ, входной ток не более 12 мкА, и типовое значение коэффициента преобразования 300 В/мА при RH=150 Ом.
К третьему поколению относится ИМС AD8012, представляющая собой двухканальный ОУ с ТОС. ИМС AD8012 реализована 2000 году на основе комплементарной биполярной технологии с диэлектрической изоляцией. При напряжении питания ±5 В данная ИМС обеспечивает полосу пропускания при Ку=+2 не менее 95 МГц и скорость нарастания выходного напряжения 2250 В/мкс при токе потребления не более 1,7 мА на один канал. На частоте 10 кГц типовое значение спектральной плотности ЭДС шума составляет 2,5 нвЛ/Гц. ИМС AD8012 при нормальной температуре обеспечивает напряжение смещения не более 4 мВ, входной ток не более 12 мкА, и коэффициент преобразования не менее 240 В/мА при RH=100 ОМ.
Типовое значение коэффициента разделения каналов рассмотренных микросхем для частоты входного сигнала 5 МГц и сопротивления нагрузки 150 Ом составляет 53 дБ для ИМС AD8072/AD8073, 70 дБ для AD8012 и 75 дБ для AD812.
Проведённый анализ показывает, что основными направлениями в которых проводится улучшение параметров многоканальных ОУ с ТОС являются: снижение энергопотребления и улучшение динамических характеристик.
Влияние отдельных каскадов на параметры ОУ с ТОС и основные методы их улучшения
Таким образом, из выражения (2.3) следует, что для повышения частоты дополнительного полюса при неизменном значении Ск-п необходимо снижать номинал резистора R2, что однако, негативно сказывается на воспроизводимости ряда статических параметров ОУ с ТОС.
Для повышения выходного сопротивления токового зеркала Вилсона может быть применена модифицированная схема токового зеркала с буферным усилителем в структуре [55]. Один из вариантов схемы такого токового зеркала приведён на рисунке 2.12. В этой схеме транзистор эмиттерного повторителя выполняет дополнительную развязку между входом и выходом схемы, а так же может в совокупности с выходным транзистором токового зеркала трактоваться как составной р-п-р транзистор. Выходное сопротивление такого токового зеркала повышается в 2-3 раза в сравнении с токовым зеркалом Вилсона. При этом в динамическом режиме параметры такого токового зеркала так же улучшаются в сравнении с токовым зеркалом Вилсона, в том числе и за счёт улучшения свойств выходного транзистора. Кроме того введение эмиттерного повторителя позволяет обеспечить независимость выходного сопротивления от коэффициента отражения токового зеркала.
Скорость нарастания выходного напряжения в усилительном каскаде ограничивается суммарной емкостью в высокоомной точке. Максимальная скорость нарастания, которую может обеспечить усилительный каскад, определяется из уравнения:
Уивыхтах= Imax /Cs, где Іщах - максимальный ток заряда, который может обеспечить усилительный каскад.
В первом приближении скорость нарастания ограничивается только максимальным током в усилительном каскаде, однако при более детальном рассмотрении можно дополнительно выделить ограничения связанные с областью квазинасыщения транзисторов, переход в которую приводит к резкому ограничению тока, доступного для заряда емкости в высокоомной точке. Для снижения влияния эффекта квазинасыщения, также полезным является снижение номинала резисторов R2 в токовых зеркалах, поскольку при этом большая часть напряжения прикладывается к выходному транзистору токового зеркала.
Вклад усилительного каскада в уровень гармонических искажений ОУ с ТОС на высокой частоте объясняется наличием нелинейных емкостей К-П выходных транзисторов усилительного каскада. Известно, что сопротивление емкости падает с ростом частоты и на частоте выше (2), суммарная емкость в высокоомной точке определяет коэффициент усиления ОУ с ТОС без отрицательной обратной связи (ООС). При этом доля емкостей К-П выходных транзисторов достигает 30-50% от суммарной емкости в высокоомной точке, и, следовательно, они оказывают значительное влияние на коэффициент усиления ОУ с ТОС на высокой частоте (без ООС), это усугубляется еще и тем, что величина этих емкостей обратно пропорциональны приложенному к ним напряжению. А так как к этим емкостям прикладывается максимальное переменное напряжение в схеме (практически равное выходному), то изменение нелинейной емкости может достигать 30-40% от ее значения при нулевом напряжении на выходе ОУ с ТОС, что в свою очередь говорит о том, что неравномерность коэффициента усиление напряжения ОУ с ТОС на ВЧ (без ООС) в зависимости от величины выходного напряжения в худшем случае может достигать 20%, т.е. суммарные искажения, вносимые ОУ с ТОС (без введения ООС), только за счет этого могут достигать 20% (ТНБ -14дБ). Как уже было упомянуто в разделе 2.1.2, введение ООС «линеаризует» ОУ, другими словами искажения вносимые ОУ с ТОС будут сильно уменьшены, поэтому важным фактором для их снижения является повышение коэффициента преобразования ОУ с ТОС в области высоких частот.
В общем случае коэффициент преобразования (Кпр) определяется выходным сопротивлением токовых зеркал усилительного каскада и входным сопротивлением выходного буферного усилителя. Таким образом, Кпр в значительной степени определяется рабочим током токовых зеркал, и, следовательно, током потребления ОУ, и фактически обратно пропорционален быстродействию ОУ. Кроме этого на Кпр оказывает значительное влияние коэффициент изоляции выходного каскада от сопротивления нагрузки. Коэффициент изоляции при двухступенчатом выходном БУ определяется произведением П2]э транзисторов выходного БУ. Для современной элементной базы при сопротивлении нагрузки 1 кОм будет ограничиваться на уровне 500-1500 кОм. Следовательно, при низком энергопотреблении ОУ, Кпр будет ограничиваться выходным каскадом, а при большом режимном токе, выходным сопротивлением токовых зеркал.
В области высоких частот значение Кпр связано в первую очередь с цепями частотной коррекции ОУ с ТОС и выбором конкретного типа токового зеркала усилительного каскада.
Проектирование схемотехнического решения ОУ с ТОС на основе конструктивно-технологического базиса зарубежного технологического процесса HJV
В данном методе измерения Rf/Rg = R2/Rl и напряжение Иизм, поступающее на измерительный прибор, фактически, повторяет напряжение на инвертирующем входе ОУ, которое заметно отличается от так называемого напряжения "виртуального нуля" только в моменты перегрузки ОУ быстрым перепадом входного сигнала. Это позволяет наблюдать на измерительном приборе только интересующий участок переходного процесса вблизи установившегося значения напряжения. Данная схема измерения обладает одним немаловажным преимуществом. К цепи формирования сигнала (ЦФС) не предъявляется жестких требований по неравномерности вершины импульса в случае, если Rf=Rg, т.к. при этом неравномерность вершины импульса на входе компенсируется такой же неравномерностью на выходе ОУ с обратным знаком. Но для этого необходимо с высокой точностью выполнять условия: Rf=Rg, R1=R2 и измерение tycT в этом случае возможно лишь для включения ОУ в качестве инвертора с коэффициентом передачи минус 1.
Основной недостаток описанного метода измерения заключается в том, что измеряемый ОУ включается в качестве инвертора, а при таком режиме не проверяется реакция схемы на синфазный сигнал. Между тем, многие ОУ ведут себя совершенно по-разному при наличии и отсутствии перегрузки входных каскадов перепадом синфазного входного напряжения.
Для того, чтобы обеспечить измерение tycT в любом режиме включения ОУ необходимо производить "съем" сигнала непосредственно с выхода, подавая тестовый импульс на вход измерительной схемы так, как это происходит в реальной схеме, в которой используется ОУ.
Время установления определяется путем измерения интервала времени от момента подачи на вход микросхемы импульсного перепада напряжения до момента, когда напряжение на выходе микросхемы будет отличаться от установившегося значения на величину не более заданной. В данном случае - это 0,1% от величины выходного перепада напряжения. tycT измерялось стробоскопическим методом с помощью импульсного вольтметра В4 -24.
Измеряемая схема (ИМС) включается в режиме усилителя напряжения, в соответствии с рисунком 3.2.
Входной импульс на ИМС подаётся с G1, на выходе которого включён формирователь вершины импульса (ФВИ), который необходим для формирования плоской вершины импульса, что является обязательным для измерения tycT. С выхода ИМС импульс Шых поступает на вход измерительного прибора, который усиливает ту часть импульсного сигнала, на которой измеряется tycT (1/100 ивых). На осциллограмме, усиленной таким образом части ивых, определяется tycT как интервал времени между началом импульса и последним вхождением в зону UycT ± 5 ивых, где 5 требуемая точность, Ивых - амплитуда выходного сигнала.
При этом возникает проблема, связанная с тем, что ни один из известных генераторов импульсов не обеспечивает установление напряжения на вершине импульса даже в пределах 0,1% в течение не только единиц, но даже десятков наносекунд.
Наиболее простым и хорошо известным решением проблемы формирования плоской вершины импульса за короткое время является цепочка из последовательно включенных диодов Шоттки (рисунок 3.3)
Такая схема удобна тем, что является пассивным устройством и не требует подвода питающих напряжений, но имеет несколько недостатков, значительно затрудняющих её применение. Номиналы резисторов на входе и выходе данной цепи выбираются равными волновому сопротивлению коаксиального тракта. При этом в случае работы в 50-омном тракте генератор оказывается нагруженным на сопротивление существенно меньшее, чем 50 Ом и, к тому же, изменяющееся в ходе переходного процесса вследствие запирания и отпирания диодов. Это приводит к тому, что, во-первых, генератор работает в режиме перегрузки и, во-вторых, для того, чтобы получить на выходе схемы, показанной на рисунке 3.3, импульс требуемой амплитуды (например 2.5 В), на ее вход требуется подать с генератора импульс с мощностью не менее 0.12 Вт, что соответствует амплитуде импульса более 6 В на нагрузку 50 Ом. Генераторы с субнаносекундными фронтами, обеспечивающие такую амплитуду выходного напряжения являются дорогими. Ещё одним недостатком данной схемы является то, что измерение tycT приходится вести на заднем фронте импульса, т.к. описанная диодная цепочка формирует плоскую вершину только при перепаде напряжения из Urn в 0 (для схемы, показанной на рисунке 3.3. Um - отрицательное напряжение). Это приводит к тому, что момент измерения tycT оказывается задержанным относительно синхроимпульса на время большее, чем длительность импульса тестового сигнала. Далеко не всякий измеритель параметров импульсов позволяет работать с произвольной задержкой. И тогда приходится сокращать длительность импульса до нескольких сотен наносекунд, что отрицательно сказывается на достоверности результатов измерения, т.к. характер переходного процесса зависит от длительности нахождения интегральной микросхемы в состоянии, предшествующем перепаду напряжения, после которого измеряется tycT.
Решить описанные выше проблемы позволяет схема формирователя, приведенная на рисунке 3.4а. В этой схеме активный формирователь на транзисторах VT1, VT2 совместно с цепью на диодах Шоттки VD1, VD2 преобразует отрицательный импульс с генератора в импульс с инвертированными перепадами напряжения, как показано на временной диаграмме представленной на рисунке 3.46. При этом, плоская вершина импульса, которая обеспечивает измерение tycT формируется, так же как и для пассивного диодного формирователя, при нулевом уровне напряжения, однако измерение времени установления производится по переднему фронту импульса, что позволяет исключить задержку момента измерения относительно синхроимпульса и устранить ограничения на длительность тестового сигнала. Выход генератора в данной схеме нагружен на резистор R1, номинал которого выбирается равным волновому сопротивлению коаксиального тракта (входное сопротивление активной схемы много больше 50 Ом), что позволяет избежать перегрузки выхода генератора. Описанная выше методика позволяет более достоверно и с меньшими затратами проводить измерение времени установления быстродействующих ОУ.
Методика исследования коэффициента разделения каналов многоканальных ОУ с ТОС
Как было теоретически показано [17, 23], одной из причин невысокой устойчивости ОУ является высокое значение сопротивлений резисторов токовых зеркал усилительного каскада. Кроме того, это усугубляет влияние области квазинасыщения на динамические характеристики ОУ с ТОС. Для устранения этих недостатков были разработаны фотошаблоны 3513-10 (шаблон для вскрытия контактных окон, расширивший диапазон номиналов резисторов) и 3513-28 (шаблон металлизации). В шаблон 3513-28 были заложены следующие возможности: номинал резисторов в усилительном каскаде снижен в 2 раза; для снижения гармонических искажений выходные транзисторы оконечного каскада ОУ с ТОС образованы параллельным соединением пары транзисторов, кроме того для симметрирования емкостей комплементарных транзисторов к выходному n-p-п транзистору усилительного каскада дополнительно подключена ёмкость коллектор-подложка 5-мА n-p-п транзистора; были расширены возможности по регулировке тока потребления ОУ с ТОС. Электрическая схема ОУ с ТОС шаблона 3513-28 приведена на рисунке 4.4.
Исследования ОУ шаблона 3513-28 показали, что устойчивость ОУ с ТОС удалось значительно улучшить, однако АЧХ приобрела вид, показанный на рисунке 4.5. Скорость нарастания ОУ с ТОС несколько увеличилась, достигнув при токе потребления 15 мА величины 800-950 В/мкс, однако время установления осталось на прежнем уровне, что объясняется провалом на АЧХ в области средних частот. Существенное различие расчётных результатов и экспериментальных исследований, показало, что одной из составляющих этих погрешностей являются дополнительные ёмкости металлизации, которые первоначально не учитывались в расчёте. Кроме этого было установлено, что величины ряда паразитных емкостей избыточны и могут быть сокращены за счёт применения диагональной трассировки металлизационных соединений, в то время как раннее использовалась лишь перпендикулярная трассировка. Ввиду плохих динамических характеристик указанного шаблона дальнейшие исследования, в том числе и возможностей по улучшению гармонических искажений ОУ не проводились.
С учётом вышесказанного был разработан шаблон 3513-36, который являлся «шагом назад» в сравнении с 3513-28, т.к. в нем не было применено ни одно из его нововведений. В тоже время, в шаблон 3513-36 были внесены следующие изменения: введена диагональная разводка, позволившая в значительной степени сократить длину межсоединений и несколько её упростившая; уменьшены размеры контактных площадок, оказывающих влияние на динамические характеристики ОУ с ТОС (инвертирующий и неинвертирующий входы и выход) со 100x120 мкм до 100x100 мкм; оптимизировано расположение контактных площадок, что обеспечило дополнительное снижение паразитных емкостей; введена возможность изменения корректирующей ёмкости, которая от максимального номинала 3,5 пФ может изменяться до минимального, с шагом в 1/12 от максимума.
Из таблицы следует, что в сравнении с предыдущими вариантами в ОУ с ТОС на основе фотошаблона 3513-36 улучшилось только время установления. Однако это не так, поскольку для улучшения времени установления необходимо было улучшить устойчивость. В случае предыдущих шаблонов это приводило к существенному снижению fB и VuBbix на 20-40%, а время установления при этом становилось лишь хуже, ввиду растягивания фронта импульса и периода затухающих колебаний. Поэтому в сравнении с ОУ с ТОС 3513-32 изготовленными на той же пластине ОУ с ТОС 3513-36 имели существенное преимущество по полосе пропускания (на 20%), а подъём на АЧХ составлял 1,5-2,5 дБ, вместо 4-6 дБ. Скорость нарастания так же была на 10-15%) более высокой. Применение индивидуальной подстройки ёмкости по критерию устойчивости ОУ с ТОС позволило получить малый разброс по времени установления, что отражает распределение для ИМС с Іпот-23 мА, приведённое на рисунке 4.26.
Основным недостатком шаблона 3513-36 являлась значительная зависимость скорости нарастания выходного напряжения ОУ с ТОС от параметров квазинасыщения биполярных транзисторов. Кроме этого, переход рабочей точки в область квазинасыщения приводил к нарушению гармонического характера переходного процесса на вершине импульса, т.е увеличению времени установления выходного напряжения.
На рисунке 4.6 показано изменение характера переходного процесса на вершине импульса при различном напряжении питания. Из рисунков видно, что переходный процесс принимает гармонический характер лишь при Un 7 В, т.е. при заданном режимном токе выходных транзисторов усилительного каскада (в данном случае наибольшее влияние оказывает n-p-п транзистор), т.е. для снятия ограничения по току необходимо увеличение Икэ на 2-2,5 В.
