Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Обзор литературы по вариантам построения схем активных нелинейных устройств свч и методам их проектирования . 13
1.1. Электрические схемы транзисторных смесителей СВЧ. 13
1.1.1. Схемы на одном транзисторе. 13
1.1.2. Схемы на двухзатворном транзисторе или на двух отдельных транзисторах . 13
1.1.3. Схемы на нескольких транзисторах. 14
1.1.4. Смесители на гармонике гетеродина. 14
1.2. Достижения в разработке современных активных смесителей СВЧ. 14
1.3. Методы проектирования смесителей СВЧ. 15
Выводы по главе 1. 16
ГЛАВА 2. Методика моделирования нелинейных радиоустройств в программе microwave office . 18
2.1. Методические указания по использованию пакета проектирования Microwave
Office. 19
2.1.1. Запуск программы Microwave Office. 19
2.2. Создание электрической схемы нелинейного устройства . 26
2.3. Расчет характеристик и параметров схемы. 27
2.3.1. Коэффициент передачи мощности Kp. 27
2.3.2 Выходной спектр смесителя 29
Выводы по главе 2. 29
ГЛАВА 3. Методы проектирования базовых элементов смесителей свч – нелинейных усилителей мощности и умножителей частоты . 30
3.1. Усилитель мощности. 30
3.1.1. Оптимальный режим работы транзистора. 31
3.1.2. Измерение входных и выходных импедансов транзистора. 32
3.1.3. Автоматическое смещение. 36
3.1.4. Методика проектирования согласующих цепей . 38
3.1.5. Проверка допустимости величин напряжений и тока транзистора. 42
3.1.6. Характеристики усилителя. 44
3.2. Удвоитель частоты на полевом транзисторе. 46
3.2.1. Проектирование оптимального режима работы транзистора в удвоителе частоты. 48
3.2.2. Методика проектирования выходной цепи удвоителя. 52
3.2.3. Методика проектирования входной цепи удвоителя. 54
3.2.4. Проектирование цепи смещения транзистора. 56
3.2.5. Проектирование цепи подачи напряжения питания на сток. 57
3.2.6. Окончательная схема удвоителя частоты. 58
Выводы по главе 3 63
ГЛАВА 4. Порядок проектирования вариантов схем активных смесителей СВЧ . 64
4.1. Режим работы транзистора. 65
4.2. Схема смесителя на одном транзисторе с подведением колебаний напряжений сигнала и гетеродина между затвором и истоком транзистора. 68
4.2.1. Проектирование цепей согласования и фильтрации напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты . 70
4.2.2. Расчет характеристик и параметры смесителя частот. 75
4.2.3. Развяза между портами. 79
4.3. Cхема смесителя на двух транзисторах. 82
4.4. Смеситель частот при подаче cигнала на сток транзистора. 89
4.5. Проектирование цепей согласования и фидьтрации. 93
4.5.1. Оптимизация цепи согласования и фильтрации гетеродина. 94
4.5.2. Цепь согласования и фильтрации сигнала. 95
4.5.3. Цепь согласования и фильтрации колебаний промежуточной частоты 96
4.5.4. Вариант схемы смесителя с диплексером 96
4.6. Характеристики смесителя частот. 97
4.7. Увеличение развязки гетеродин-сигнал 100
4.8. Диплексер. 103
4.9. Характеристики окончательной схемы смесителя с диплексером 105
4.10. Схема согласования и фильтрации колебаний частоты гетеродина, пригодная для монолитного выполнения. 110
Выводы по главе 4. 113
ГЛАВА 5. Исследование путей улучшения параметров активных смесителей милиметрового диапазона длин волн . 115
5.1. Смеситель СВЧ, работающий на второй гармонике гетеродина. 115
5.1.1. Сместель с удвоителем частоты гетеродина на дополнительном транзисторе. 118
5.1.2. Удвоение частоты на двух транзисторах. 122
5.1.3. Второй вариант схемы смесителя, работающего на второй гармонике гетеродина. 126
5.2. Метод увеличения коэффициента преобразования. 133
5.3 Сравнение схем активнных смесителей СВЧ понижающих преобразователей
частоты. 141
5.3.1. Основные характеристики смесителей частот. 146
5.3.2. Обсуждение результатов исследования различных схем смесителей 151
Выводы по 5-й главе 154
Заключение 156
Литература 158
- Схемы на двухзатворном транзисторе или на двух отдельных транзисторах
- Создание электрической схемы нелинейного устройства
- Методика проектирования согласующих цепей
- Проектирование цепей согласования и фильтрации напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты
Схемы на двухзатворном транзисторе или на двух отдельных транзисторах
Известно большое разнообразие схем транзисторных смесителей: - на одном или двух транзисторах, на ячейках Гильберта [9] - [15]. С ростом частоты колебаний уменьшается коэффициент передачи мощности смесителя, уменьшаются величины развязок между портами. Представляется целесообразным рассмотреть наиболее простые схемы активных смесителей с тем, чтобы в дальнейшей работе добиться их наилучших показателей [16].
В коротковолновой части СВЧ, как и на более низких частотах, напряжения сигнала и гетеродина частот подводят к затвору транзистора через сумматор мощностей [17]. Давно применяются схемы, где напряжения сигнала и гетеродина подводятся к входу транзистора (к его входным электродам). Например, в работе [18] напряжение радиосигнала подведено к затвору транзистора, а напряжение гетеродина к его истоку.
Существуют схемы, где напряжения сигнала и гетеродина подводят к входному и выходному электродам транзистора. В работе [19] напряжение сигнала подведено к затвору транзистора, а напряжение гетеродина – к его стоку, а в работе [20], наоборот, применена схема, в которой к затвору транзистора подведено напряжение гетеродина, а к стоку – напряжение сигнала. Напряжение промежуточной частоты снимается со стока, и в этом случае требуется подключение к стоку фильтра, разделяющего колебания промежуточной частоты и радиосигнала.
Для удобства подачи напряжений сигнала и гетеродина применяют двухзатворный транзистор [21] или два отдельных транзистора [22], [23]. В этих схемах напряжения сигнала и гетеродина подводятся к затворам транзистора или транзисторов. В работе [24] колебания радиосигнала частоты 60 ГГЦ поступают на затвор полевого транзистора структуры PHEMT, а колебания частоты гетеродина подводятся к затвору аналогичного транзистора, включенного в цепь стока первого транзистора. Преобразование частот производится в первом транзисторе.
На относительно низких частотах в качестве смесителей частот могут быть применены ячейки Гильберта. Двойной балансный смеситель с использованием пяти полевых транзисторов структуры HEMT, работающий на частотах до 7 ГГц, описан в работе [25]. В настоящее время ведутся работы по созданию эффективных смесителей на ячейках Гильберта миллиметрового диапазона.
Обычно частота напряжения гетеродина отличается от частоты колебаний напряжения сигнала на промежуточную частоту, однако известны схемы смесителей, например [26], [27], где частота напряжения гетеродина в два или более раз меньше обычно требуемой.
Активные нелинейные устройства выполняют в виде ММИС, используя полупроводниковые подложки из арсенида галлия (GaAs) и нитрида галлия (GaN) [28]. В качестве активных и нелинейных элементов применяют полевые транзисторы с барьером Шотки (MESFET), полевые транзисторы с гетеропереходами (HEMT и PHEMT), биполярные транзисторы с гетеропереходами (HBT и DHBT). C целью увеличения частоты и мощности ММИС в настоящее время исследуются подложки и транзисторы из фосфида индия (InP), карбида кремния (SiC) и других комбинированных материалов ( InAs, AlSb, InSb) [29], [30].
Наиболее высокочастотные пассивные смесители дают возможность преобразовывать частоты радиосигнала, составляющие десятки ГГц и даже достигающие 100 ГГц [31], [32], однако в них получается не усиление, а потери преобразования. Усиление преобразования активных смесителей составляет 10-15 дБ на относительно низких частотах (0,8-0,9 ГГц) [33]. С ростом частоты усиление падает [34] и на частотах более 70 ГГц 0 дБ [35]. Если схему активного смесителя усложнить, то усиление преобразования можно повысить. Так, в микросхеме MFC-PO13811-QDG, содержащей балансный смеситель на полевых транзисторах, малошумящий усилитель в цепи подачи радиосигнала, удвоитель частоты и усилители в цепи подачи напряжения гетеродина, усиление преобразования составляет 12 дБ в диапазоне частот 37 -40 ГГц [27].
Следует отметить, что сведения, опубликованные в статьях о разного рода смесителях, весьма фрагментарны, приводятся отдельные характеристики без комплексной оценки смесителя. Это обстоятельство не дает возможность затрудняет провести оценку достоинств и недостатков, затрудняет возможность выбора схемы.
Проектирование смесителей СВЧ осуществляется аналитическими инженерными и с помощью компьютерного моделирования [36]. Разработанные в последние годы системы автоматизированного проектирования СВЧ устройств, такие как Microwave Office, Ansoft, ADS и другие дают возможность осуществления тщательного, подробного и всестороннего проектирования нелинейных схем СВЧ, а также измерять в моделях их характеристики и параметры.
Весьма удобным и эффективным представляется комплекс программ Microwave Office [37]. Здесь весьма просто составлять модели СВЧ устройств как в виде электрических схем на элементах с сосредоточенными параметрами, так и с использованием отрезков передающих линий. Имеется возможность всестороннего анализа стационарных режимов линейных и нелинейных устройств, получения практически всех полезных для практики характеристик.
Программа Microwave Office идеально подходит для анализа и проектирования таких нелинейных устройств СВЧ, как смесители, где имеется необходимость в подаче на устройство колебаний двух различных частот и проводить анализ при наличии колебаний, по крайней мере, трех частот. Программа дает возможность осуществлять анализ как в частотной, так и временной области. В библиотеке программы имеются различные модели полевых СВЧ транзисторов структур MESFET, HEMT, такие как ANGELOV, CURTICE, FUJII, TOM, YHLAND. Несмотря на то, что в литературе имеются сведения по применению программы Microwave Office, в настоящее время нет подробной методики анализа и проектирования активных смесителей СВЧ, что свидетельствует об актуальности настоящей работы.
Создание электрической схемы нелинейного устройства
Современные системы автоматизированного проектирования дают возможность разрабатывать различные нелинейные устройства, работающие на самых высоких частотах, включая диапазон миллиметровых волн [40]. Актуальной является разработка монолитных интегральных схем (МИС) усилителей мощности, работающих на частотах более 30 ГГц.
Методика проектирования дана на примере создания схемы усилителя, удовлетворяющего следующим техническим требованиям: рабочая частота 35 ± 1 ГГц, входная мощность 8 - 12 дБм, коэффициент усиления мощности Kp = P максимально возможный, допустимый постоянный ток стока 60 мА, максимально допустимое напряжение на стоке 6 В, диапазон изменения напряжения на затворе -4 из 0,3 В. Внутреннее сопротивление источника возбуждения 50 Ом, сопротивление нагрузки 50 Ом, габариты не более 2х2х0,2 мм.
Моделирование и проектирование усилителя осуществлено в программе Microwave Office, использована модель полевого транзистора Angelov 2. Для того, чтобы уложиться в заданные габариты, схема должна быть выполнена на элементах с сосредоточенными параметрами, при этом имеются следующие ограничения на величины элементов: индуктивность не более 1 нГн, емкость не более 2 пФ, -сопротивление не более 5 кОм.
В схему включены: источник напряжения смещения на затворе V1, источник питания стока V2, блокировочные индуктивности L1, L2 и измерительные приборы – вольтметры VM 1, VM 2 и амперметр AMP 1. Напряжение питания установлено равным 3 В, входная мощность 10 дБм. Для того, чтобы добиться наибольшего коэффициента усиления мощности, следует обеспечить максимальную передачу мощности от источника колебаний PORT1 к транзистору на частоте 35 ГГц и нагрузить транзистор оптимальным сопротивлением. Проведена предварительная оптимизация схемы, при этом найдены оптимальные значения напряжения смещения (-1,2 В) и сопротивление нагрузки усилителя (33 Ом).
Зависимость коэффициента усиления мощности от частоты в схеме рис. 3.1 показана на рис. 3.2, значение Kp на частоте 35 ГГц равно 4,87 дБ. При расчете зависимости Kp от частоты f в программе Microwave Office использовались команды: в окне Meas. Type – Nonlinear, Power, в окне Measurement – PGain. AMP іф,дБ
Входное сопротивление транзистора. Наиболее полная передача мощности колебаний от входного источника к транзистору обеспечивается в случае, когда внутреннее сопротивление источника равно входному сопротивлению транзистора.
Для расчета входного сопротивления транзистора Zex= Rex + j Хвх в окне Meas.
Type применены команды Nonlinear, Parameter, в окне Measurement - Zcomp. Результат расчета зависимости от частоты действительной и мнимой части входного сопротивления транзистора изображен на рис. 3.3. Как видим, на частоте 35 ГГц действительная часть входного сопротивления транзистора равна Rex = 12,9 Ом и имеется мнимая часть емкостного характера Хвх= -8,85 Ом. Таким образом, следует компенсировать на частоте 35 ГГц мнимую часть Хвх дополнительной индуктивностью L= 0,04 нГн, а сопротивление источника входных колебаний установить равным Rex. Im(Zcomp(PORT_1,1)) (Ohm) AMP R
Рис. 3.4. Схема усилителя с компенсирующей индуктивностью. Электрическая схема усилителя с компенсирующей индуктивностью и несколько измененным выходным сопротивлением источника колебаний приведена на рис. 3.4. Зависимость действительной и мнимой частей входного сопротивления транзистора в схеме рис. 3.4 показана на рис. 3.5.
Зависимость действительной и мнимой частей входного сопротивления транзистора в усилителе рис. 3.4. Как видно из рис. 3.5, действительная часть входного сопротивления составила 15,3 Ом при отсутствии мнимой части. Коэффициент передачи мощности в схеме усилителя соответствует рис. 3.6. Рис. 3.6. АЧХ схемы рис. 3.4. Из сравнения рис. 3.2 и 3.6 следует, что применение компенсирующей индуктивности увеличивает коэффициент Кр почти на 1 дБ. Схема рис. 3.4 соответствует оптимальному режиму работы транзистора при входной частоте 35 ГГц и мощности входного источника 10 дБм. Далее следует проверить, не превышают ли мгновенные напряжения на электродах транзистора и постоянный ток стока предельно-допустимых значений.
Расчет зависимости от времени напряжений и тока транзистора. Для схемы, изображенной на рис. 3.4, рассчитаны зависимости от времени напряжений на затворе из (t) и стоке uc(t), а также тока стока /с(7) транзистора. При расчете напряжений в программе Microwave Office использованы команды: в окне Meas. Type - Nonlinear, Voltage, в окне Measurement - Vtime, при расчете тока использованы команды Current, Itime, в окне Sweep. Freq. Установлена частота 35 ГГц. Результаты расчета показаны на рис. 3.7-3.9.
Можно исключить из схемы рис. 3.4 источник напряжения V1, использовав автоматическое смещение. Для этого последовательно с выводом истока следует включить сопротивление, зашунтировав его блокировочной емкостью. Поскольку постоянный ток через затвор почти не протекает, то величину сопротивления автосмещения можно найти по формуле
R см = U з0 / I ст0 , где U з0 - напряжение смещения на затворе, I ст0 постоянный ток стока. Ток I ст0 покажет амперметр, включенный в цепь стока транзистора, если использовать команды Nonlinear, Current, Iharm. В данном случае U з0 = -1,2 В, I ст0 = 49 мА. И Rсм = 23 Ом. Схема усилителя с автосмещением изображена на рис. 3.10.
Следующий этап проектирования схемы усилителя состоит в расчете согласующих цепей. Поскольку усилитель должен возбуждаться от источника колебаний с внутренним сопротивлением 50 Ом и нагрузка усилителя также должна иметь стандартное сопротивление 50 Ом, то необходимо построить и рассчитать входную согласующую цепь, преобразующую входное сопротивление транзистора 12 Ом в сопротивление 50 Ом, а также выходную согласующую цепь, преобразующую оптимальное сопротивление нагрузки 30 Ом в стандартное сопротивление 50 Ом.
Методика проектирования согласующих цепей
В данной главе диссертации описана разработанная методика проектирования электрических схем смесителей СВЧ миллиметрового диапазона длин волн для понижающих преобразователей частоты с помощью программы Microwave Office и аналитических расчетов. Методика проектирования основана на моделировании электрической схемы и последующей оптимизации схемы и ее параметров. Оптимизированная электрическая схема может быть реализована в виде монолитной или гибридной схемы. В качестве критерия оптимальности схемы выбран основной параметр смесителя – коэффициент передачи мощности, то есть отношение мощности промежуточной частоты к мощности радиосигнала. Важными также являются параметры смесителя – развязка гетеродин - выход, сигнал – выход и гетеродин – сигнал. При поиске наибольшего коэффициента передачи мощности следует учитывать ограничения на мгновенные напряжения на входном и выходном электродах транзистора, а также максимально допустимый ток стока.
В качестве примера рассмотрен смеситель с частотой радиосигнала 37 ±1 ГГц, промежуточной частотой 2 ГГц и частотой гетеродина, меньшей частоты сигнала. На указанных частотах нелинейным элементом смесителя целесообразно выбрать полевой транзистор структуры HEMT. Известны различные компбютерные модели транзисторов с гетероструктурами [43], [44]. Для построения смесителей частоты в [45] рекомендуется модель YHLAND [46].
Проектирование транзисторного смесителя частот на максимум коэффициента передачи мощности состоит из следующих этапов: 1) составление схемы смесителя, позволяющей осуществить подведение к транзистору колебаний напряжений двух частот – сигнала и гетеродина, 2) выбор рабочей точки на нелинейной характеристике, соответствующей максимальной амплитуде тока стока промежуточной частоты, 3) определение оптимальных выходных сопротивлений источников сигнала и гетеродина, 4) расчет входных согласующих цепей подачи сигнала и гетеродина, 5) определение оптимального сопротивления нагрузки смесителя, соответствующее максимуму мощности промежуточной частоты в нагрузке, 6) расчет выходной согласующей цепи, 7) расчет основных характеристик и параметров смесителя и оптимизация схемы с целью их улучшения. В качестве первого варианта используем простую схему смесителя на одном транзисторе, в которой колебания частоты сигнала 37 ГГц и гетеродина 35 ГГц подводятся к входным электродам транзистора затвор-исток. С целью минимизации размеров интегральной схемы смесителя используем элементы цепей с сосредоточенными параметрами.
Рассчитанные ВАХ показаны на рис. 4.2. На первом этапе проектирования следует выбрать режим работы транзистора. С этой целью нужно рассчитать статические вольт-амперные характеристики транзистора. Схемы для расчета характеристик транзистора, а также сами характеристики приведены в главе 2. Схема для расчета выходных ВАХ повторена на рис. 4.1.
Параметром характеристик является напряжение на затворе, которое изменяется от -1 В (р1) до +0,4 В (р8) через 0.2 В. Рабочая точка не должна заходить в область перенапряженных режимов работы транзистора, то есть напряжение на стоке не должно падать ниже приблизительно 0,8 В. Максимальное напряжение на стоке должно быть меньше напряжения пробоя. Как следует из рис. 4.2, пробой не наступает вплоть до напряжения, равного 4 В. Выбираем постоянное напряжение на стоке из расчета U0
Переходная характеристика транзистора. Постоянное напряжение смещения на затворе целесообразно выставлять в диапазоне -0,6 – 0,2 В. В этом случае постоянный ток стока не превышает 40 мА. Для данного интегрального транзистора мгновенное напряжение на затворе не должно падать ниже – 4 В и превышать +0,2 В. Максимально допустимое напряжение на стоке 6 В максимально допустимый постоянный ток стока 50 мА.
Схема смесителя на одном транзисторе с подведением колебаний напряжений сигнала и гетеродина между затвором и истоком транзистора. Схема изображена на рис. 4.5. Рис. 4.5. Схема смесителя частот после первых этапов оптимизации. Напряжение сигнала подается на затвор транзистора, напряжение гетеродина – на сопротивление автосмещения, подключенное к истоку транзистора. Для того, чтобы уменьшить потери мощности переменного тока в сопротивлении Rсм , оно было шунтировано индуктивностью. Источником напряжения гетеродина является PORT1, источником сигнала PORTF. Частота гетеродина устанавливается в программе Microwave Office при проведении моделирования, частота сигнала определяется свойствами источника PORTF. Частота источника PORT1 обозначается как «Тон 1», частота источника PORTF - «Тон 2». Для начальной оптимизации в схему включен амперметр AMP1. Внутренние сопротивления источников и нагрузка равны стандартному значению 50 ОМ.
На первом этапе оптимизации подбираются внутренние сопротивления источников и сопротивление автосмещения по критерию - максимум амплитуды тока промежуточной частоты 2 ГГц, измеряемого амперметром. Амплитуда тока стока, при прочих равных условиях, возрастает при увеличении мощностей сигнала и гетеродина, поступающих на транзистор. Транзистор потребляет максимальную мощность сигнала в том случае, когда его входное сопротивление на частоте сигнала равно выходному сопротивлению источника колебаний. То же относится и к гетеродину. Поэтому важным является поиск оптимальных сопротивлений источников P1 и P2, соответствующих максимальной амплитуде тока стока промежуточной частоты.
Для расчета амплитуды тока используются следующие команды в программе Microwave Office: в окне Meas.Tipe – Current, в окне Measurement – Iharm, устанавливается частота тона 1 (PORT1), равная 35 ГГц.
В результате моделирования первого этапа получены следующие оптимальные значения: сопротивление автосмещения 180 Ом, выходное сопротивление источника сигнала (PORTF) 15 Ом, выходное сопротивление источника гетеродинной частоты (PORT1) 5 Ом. Спектр тока стока показан на рис. 4.6.
Проектирование цепей согласования и фильтрации напряжений сигнала, гетеродина и промежуточной частоты
В настоящей главе приведены результаты исследований, направленных на улучшение таких важных параметров смесителя частот, как развязка гетеродин сигнал, сигнал-гетеродин и усиление преобразования. Слабая развязка гетеродин сигнал может привести к проникновению мощности колебаний напряжения гетеродина в приемную антенну, что может вызвать помехи для работы других радиосистем. При слабой развязке сигнал-гетеродин возможно затягивание частоты колебаний напряжения гетеродина. Возможность увеличения усиления преобразования существенна при приеме слабых сигналов. 5.1. Смеситель СВЧ, работающий на второй гармонике гетеродина. Для увеличения развязки гетеродин-сигнал рассмотрен смеситель частот, в котором частота гетеродина в два раза меньше требуемой. В этом случае смеситель частот работает на второй гармонике гетеродина. В качестве варианта такого смесителя может быть применена схема на одном транзисторе, в которой колебания напряжения сигнала поступают на затвор транзистора, а напряжения гетеродина – на исток – рис. 5.1. Эта схема аналогична рассмотренной в главе 4 (рис. 4.9). Главное отличие в том, что в свойствах порта PORTF, задающих частоту колебаний сигнала, следует указать _FREQH1 2+2 GHz.
Согласующая цепь гетеродина настроена на частоту 17,5 ГГц. Частота колебаний напряжения сигнала 37 ГГц. Благодаря нелинейности переходной характеристики смесителя, в составе спектра колебаний тока стока смесителя имеется частота fс - 2 fгет. Колебания напряжения этой частоты и являются полезным эффектом работы данного смесителя. С целью определения необходимой мощности гетеродина рассчитана зависимость коэффициента передачи мощности смесителя от мощности гетеродина - рис. 5.2.
Добавив между гетеродином и входом смесителя удвоитель частоты, получим второй вариант смесителя, работающего на второй гармонике гетеродина. Электрическая схема удвоителя частоты при входной частоте 17,5 ГГц приведена на рис. 5.4. Входная мощность удвоителя 8 дБм. Схема смесителя с удвоителем частоты изображена на рис. 5.5.
Как видим, в порту подачи сигнала мощность гетеродина примерно на 38 дБ меньше, чем на гетеродинном входе, что говорит о хорошей развязке гетеродин-сигнал. В то же время, в сигнальном порту имеется довольно большая составляющая второй гармоники гетеродина: отношение входной мощности гетеродина к мощности второй гармоники гетеродина в сигнальном порту составляет около 9 дБ. Таким образом, рассматриваемая схема смесителя с удвоителем частоты имеет существенный недостаток.
При входной мощности сигнала – 10 дБм, мощность колебаний частоты сигнала на входе гетеродина составляет -37 дБ, то есть развязка сигнал гетеродин равна -27 дБ, что существенно выше, чем в схеме без удвоителя.
Моделирование схем смесителей частоты с частотой гетеродина 35 ГГц и 17,5 ГГц показало, что в обеих схемах примерно одинаковы коэффициент передачи мощности и чистота спектра выходной мощности. и развязка. Однако схема с удвоителем частоты гетеродина позволяет получить лучшую развязку гетеродин – сигнал и сигнал – гетеродин.
Для построения смесителя частот на второй гармонике гетеродина возможно использовать следующий способ. Схема гетеродина состоит из генератора частоты, пониженной в два раза, и двух усилителей, возбуждаемых противофазно. Транзистор каждого каскада работает в режиме B, и их токи стоков суммируются. В результате в суммарном токе появляется значительная составляющая второй гармоники, которая и используется для создания мощности второй гармоники частоты гетеродина [46].
На входы усилителей колебания поступают с противофазных выходов гибридного кольца. На выходе схемы поставлена согласующая цепь L1, C1, L2, преобразующая стандартное сопротивление нагрузки 50 Ом в сопротивление, соответствующее максимальной выходной мощности второй гармоники. Мощность гетеродина может быть изменена в пределах от 0 до 16 дБм. Характеристики схемы удвоения частоты. Рассчитаем напряжения на входах усилителей. Зависимости мгновенных значений этих напряжений от времени при входной частоте 17,5 ГГц и мощности 0 дБ показаны на рис. 5.12. На рис. 5.13 изображены зависимости от времени токов стоков транзисторов обоих усилителей, а на рис. 5.14 – суммарный ток.
Из рис. 5.14 следует, что суммарный ток является практически гармонической функцией времени с частотой колебаний, в два раза большей входной. На рис. 5.15 показана зависимость коэффициента передачи мощности схемы удвоения частоты от входной мощности гетеродина. Здесь Кр - это отношение выходной мощности схемы (порт P2) к входной мощности (порт Р1). Кр,дБ
Воспользуемся схемой смесителя частот, в которой колебания частоты гетеродина подаются на затвор транзистора, а колебания частоты сигнала – на сток – рис. 5.17. Частоту гетеродина в начале установим равной 35 ГГц.
Мощность входных колебаний частоты гетеродина может быть изменена, при этом меняется коэффициент передачи мощности смесителя Kp = Pпр/Pc, где Pпр -мощность колебаний промежуточной частоты на выходе смесителя, Pc - входная мощность колебаний частоты сигнала.
Как следует из рис. 5.24, колебания частоты гетеродина 17,5 ГГц в сигнальном порту практически отсутствуют, однако имеются колебания второй гармоники гетеродина, уменьшенные на 20 дБ относительно входной мощности. Спектр мощности в гетеродином порту показан на рис. 5.25, из которого видно, что развязка сигнал- гетеродин составляет около 40 дБ.
