Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Обзор литературы и конструктивно-технологических особенностей проектирования современных мощных СВЧ транзисторов 7
1.1 Перспективы применения мощных биполярных СВЧ транзисторов в современных радиолокационных системах 9
1.2 Конструктивно-технологические особенности современных мощных биполярных СВЧ транзисторов 12
1.3 Источники положительной обратной связи в биполярных СВЧ транзисторах. Современные способы уменьшения обратной связи 16
1.4 Проблема поперечной неустойчивости мощных биполярных СВЧ транзисторов 18
1.5 Современные способы уменьшения потерь в согласующих цепях мощных СВЧ транзисторов 19
1.6 Обзор современных методов моделирования применительно к мощным широкополосным биполярным СВЧ транзисторам, работающим в нелинейном режиме. Проблема определения параметров модели мощных СВЧ транзисторов 22
Выводы 26
Глава 2. Двумерная транзисторная структура активной части мощного СВЧ транзистора как способ увеличения удельной выходной мощности 27
2.1 Топология двумерной элементарной транзисторной ячейки. Создание модели для описания работы данной структурой 28
2.2 Технология изготовления двумерной транзисторной структуры 33
2.3 Топология транзисторного кристалла. Статические и динамические параметры кристалла 36
Выводы
Глава 3. Внутренние цепи для подавления обратной связи через емкость коллектор-эмиттер транзисторной структуры .
Выравнивание АЧХ транзистора в широкой полосе частот 41
Выводы 49
Глава 4. Интеграция внутренних цепей согласования как способ расширения рабочей полосы и снижения потерь транзистора .
Интеграция цепей подавления поперечной неустойчивости 50
Выводы 65
Глава 5. Поведенческое моделирование мощного СВЧ транзистора 66
5.1 Анализ предельных возможностей транзисторного СВЧ усилительного каскада в широкой полосе частот. Коррекция сверхширокополосной АЧХ 67
5.2 Анализ предельных возможностей транзисторного СВЧ усилительного каскада в полосе частот 1,0 - 2,9 ГГц 84
5.3 Оценка тепловой режимной устойчивости в нелинейном СВЧ режиме многоэмиттерного транзистора 91
5.4 Анализ эффекта динамического "пробоя" эмиттерного перехода в типовых режимах работы мощного усилительного каскада 93
Выводы 95
Глава 6. Практическая реализация мощных широкополосных усилителей в радиолокационной аппаратуре и опыт их эксплуатации 96
6.1 Приемо-передающий модуль Ш1М-4-1300-100 97
6.2 Передающий модуль ПМ-8-2800-40 99
6.3 Приемо-передающий модуль МІШУ 102
6.4 Передающие модули УМ2150-700 и УМ2450-700 104
6.5 Блок Д1ГП02 - ОКР «Протокол-Е» 107
6.6 Приемопередающий модуль ППМ-L - ОКР «Попутчик» 109 Выводы 112
Заключение 113
Литература
- Конструктивно-технологические особенности современных мощных биполярных СВЧ транзисторов
- Технология изготовления двумерной транзисторной структуры
- Интеграция цепей подавления поперечной неустойчивости
- Анализ эффекта динамического "пробоя" эмиттерного перехода в типовых режимах работы мощного усилительного каскада
Конструктивно-технологические особенности современных мощных биполярных СВЧ транзисторов
Поставленная задача определения предельных широкополосных возможностей мощных биполярных СВЧ транзисторов требует привлечения разнородной информации относительно конструкции и технологии изготовления транзисторов, с одной стороны, и специфики схемотехнического использования этих приборов - с другой стороны.
Первая часть исключительно объемна сама по себе. Мы видим источники, описывающие типовые структуры мощных СВЧ транзисторов, наиболее распространенные в современной практике [8-10].
Вторая часть отражена в мировой литературе несравненно слабее и объективно это связано со сложностью нелинейных процессов, протекающих в транзисторе в типовом режиме. Здесь будут в основном описаны результаты, полученные специалистами ФГУП «НЛП «Пульсар» в последние годы. Перечень работ уже упоминался [4-7].
На грани упомянутых разделов информации находится специфическая область, связанная с эффектами поперечной неустойчивости в мощном СВЧ транзисторе. Здесь также будут использованы результаты, достигнутые во ФГУП «НЛП «Пульсар» [11, 12].
Особняком стоит также значительный объем информации о работах, посвященных оптимизации входной цепи широкополосного усилительного каскада [13-16]. Целый ряд результатов согласуется с нашими результатами. Это касается использования «холодного» резонанса входной цепи, а также рекомендаций по снижению потерь при согласовании входа транзистора. Некоторое удивление вызывает постановка подобных работ в отрыве от оптимизации выходных цепей, что является, по нашему убеждению, главным фактором реализации широкополосного транзисторного усилителя.
Следующий раздел, отчасти примыкающий к упомянутой первой части, отчасти - ко второй части, связан с программными инструментами анализа и проектирования транзисторной структуры [17, 18] и инструментами анализа и синтеза усилительного каскада [19-21].
В части моделирования технологического процесса создания транзисторной структуры имеется громадное количество работ, их обзор будет свернут к системе, которая была использована в настоящей работе для определения параметров структуры, недоступных измерению в наших конкретных условиях. В этом направлении нам оказали большую помощь сотрудники центра проектирования ОАО «НПП «Пульсар» под руководством Савченко Е.М.
Перспективы применения мощных биполярных СВЧ транзисторов в современных радиолокационных системах
На сегодняшний день существуют три основных типа мощных СВЧ транзисторов, работающих в L- и S-диапазонах частот. Это биполярные кремниевые транзисторы, кремниевые полевые LDMOS-транзисторы и очень активно развивающиеся в последнее время НЕМТ-транзисторы на нитриде галлия.
До недавнего времени кремниевые биполярные транзисторы являлись, по сути, единственными элементами для построения передающих модулей как в L-, так и в S-диапазонах частот, выдержав конкуренцию в 80-х годах прошлого века с транзисторами на арсениде галлия. В 90-х годах двадцатого века активно велись разработки транзисторов на карбиде кремния, однако технологические сложности при работе с этим, обладающим уникальными свойствами материалом, оказались непреодолимыми, и на сегодняшний день карбид кремния применяется лишь в качестве подложки для GaN-транзисторов. Кремниевые транзисторы характеризуются высокой плотностью мощности в импульсном режиме (при длительностях импульса до 100 мкс), а также простотой применения при работе в классе "С". Простота и компактность согласующих цепей и цепей питания обусловила применение кремниевых биполярных транзисторов в огромном количестве радиолокационных систем [22].
Основным недостатком кремниевых биполярных транзисторов является резкая зависимость уровня выходной импульсной мощности от длительности импульса (при работе с импульсами более 100 мкс), обусловленная положительной температурной обратной связью эмиттерного перехода. Например, типовой биполярный транзистор L-диапазона с выходной мощностью 400 Вт с длительностью импульса 100 мкс при увеличении длительности до 1 мс способен устойчиво отдавать лишь 150 Вт. Таким образом, для создания эффективных систем, работающих с длинными импульсами и малыми скважностями, предпочтительно использовать транзисторы, изготовленные по МОП-технологии.
В начале 2000-х годов появилась LDMOS-технология [23], позволившая создавать полевые кремниевые транзисторы для работы в L- и S-диапазонах частот. Помимо того, что LDMOS-транзисторы лишены положительной температурной обратной связи, конструкция кристалла LDMOS-транзистора имеет более распределенную структуру, чем структура биполярного кристалла, что снижает тепловое сопротивление транзистора. Все это сделало применение LDMOS-транзисторов для систем с энергетически напряженными режимами работы более предпочтительным [24, 25]. Однако, более сложная схема включения, а также достаточно большая инерционность при разработке новой аппаратуры, обусловленная многими объективными факторами, не привели к активному использованию LDMOS-транзисторов в современных передающих модулях. Главной причиной этого явилось то, что уже через несколько лет после появления LDMOS-транзисторов появились НЕМТ-транзисторы на нитриде галлия [26-31], превосходящие их по многим параметрам, обладая при этом всеми преимуществами по сравнению с биполярными транзисторами. И теперь взгляды многих разработчиков аппаратуры направлены именно на GaN-транзисторы.
Технология изготовления двумерной транзисторной структуры
Поскольку базовая металлизация данной структуры проходит над эмиттерными областями, то для ее изготовления требуется проведение дополнительных (по сравнению с изготовлением гребенчатой структурой) технологических операций. После создания эмиттера необходимо нанести защитный диэлектрик и провести по нему фотолитографию, удалив диэлектрик с областей эмиттера, к которым в дальнейшем осуществляется контакт эмиттерной металлизации, и оставив диэлектрик на поверхности участков эмиттера, над которыми проходит металлизация базовая. Главная сложность состоит в том, что при удалении этого диэлектрика с эмиттера не должен «оголяться» эмиттерный переход (то есть над переходом должен оставаться слой диэлектрика). Для предотвращения оголения эмиттерного перехода необходимо, чтобы защитный диэлектрик отличался от диэлектрика, используемого при создании эмиттера. При создании эмиттера в качестве диэлектрика использовался SiC 2, а в качестве защитного диэлектрика использовался Si3N4. Кроме того, необходимо применение процессов «сухого» травления диэлектриков с высокой селективностью травления SisN4 по отношению к SiC 2. Однако, при использовании современного технологического оборудования, эта проблема не является критичной. Процент выхода годных кристаллов с такой структурой составил 75 - 80 %, что является типовым процентом для современных биполярных кристаллов такого класса.
Цикл изготовления транзисторного кристалла состоит из 11 фотолитографий. Первая фотолитография: создание дополнительного изолирующего слоя диэлектрика в местах предполагаемого размещения токоведущих дорожек и контактных площадок эмиттерной и базовой металлизации. Эта операция необходима для уменьшения коллекторной емкости и, следовательно, улучшения частотных свойств транзистора. На пластину наносится слой диэлектрика толщиной 0,5 - 0,7 мкм и с помощью фотолитографии удаляется в областях, где в дальнейшем будет создана активная структура и стабилизирующие резисторы.
Вторая фотолитография: создание охранного кольца. На пластину наносится слой диэлектрика толщиной 0,3 - 0,5 мкм, затем в нем с помощью фотолитографии вскрываются окна под создание охранного кольца. Охранное кольцо создается путем ионного легирования бором с последующим высокотемпературным отжигом в окислительной среде. Значение поверхностного сопротивления охранного кольца 1,5 - 2,0 кОм/П при глубине перехода 1,5 - 2,0 мкм, что позволяет получить значение пробивного напряжения коллектор-база не менее 80 В.
Третья фотолитография: создание подконтактных р+-областей транзисторной структуры и стабилизирующих резисторов. Создается путем диффузии бора со значением поверхностного сопротивления 30 - 50 Ом/П, глубиной 0,3 - 0,5 мкм, что обеспечивает в дальнейшем омический контакт металлизации к базе, а также требуемый номинал стабилизирующих резисторов в эмиттере.
Четвертая фотолитография: создание активной базовой области. Граница области активной базы лежит внутри охранного кольца. Активная база создается путем ионного легирования бором с дозой 20-30 мкКл/см с последующим отжигом в нейтральной среде при температуре 900 - 950 С. Значение поверхностного сопротивления активной базы составляет 0,8 - 1,0 кОм/П, глубина залегания коллекторного перехода 0,28 - 0,32 мкм.
Пятая фотолитография: создание эмиттерной области. На пластину наносится слой SiC 2 толщиной 0,3 - 0,4 мкм, затем в нем с помощью фотолитографии вскрываются окна под создание эмиттера. Эмиттерная область создается путем ионного легирования As с дозой 600 - 800 мкКл/см с последующим отжигом в нейтральной среде при температуре 900 - 950 С. Значение поверхностного сопротивления эмиттера составляет 40 - 60 Ом/П, глубина залегания эмиттерного перехода 0,14 - 0,16 мкм.
Шестая фотолитография: создание защитного диэлектрика над областями эмиттера, лежащими под базовой металлизацией. На пластину наносится слой SisN4 толщиной 0,2 - 0,3 мкм, затем слой S13N4 с помощью фотолитографии удаляется из мест предполагаемых контактов металлизации к эмиттеру, базе и стабилизирующим резисторам.
Седьмая фотолитография: вскрытие контактов к базе и стабилизирующим резисторам. С помощью фотолитографии удаляется слой SiC 2, нанесенный перед созданием эмиттера, из мест предполагаемых контактов металлизации к базе и стабилизирующим резисторам.
Восьмая фотолитография: создание нижнего уровня металлизации. Существует несколько способов создания металлизации Ti-Pt-Au. Наиболее предпочтительным с точки зрения процента выхода годных кристаллов является использование взрывной технологии, применяемой в изготовлении большинства современных транзисторов. На пластину наносится система из фоторезистов (применение нескольких фоторезистов обеспечивает необходимый профиль для проведения «взрыва») и проводится фотолитография, удаляющая фоторезист из мест прохождения эмиттерной и базовой металлизации. Далее напыляется система металлизации Ті (толщиной 0,15 - 0,20 мкм) - Pt (толщиной 0,20 - 0,25 мкм) - Аи (ТОЛЩИНОЙ 0,9 - 1,2 мкм). Затем удаляется слой фоторезиста, а вместе с ним и лежащий на фоторезисте металл, тем самым создается требуемый рисунок нижнего уровня эмиттерной и базовой металлизации.
Девятая фотолитография: создание слоя диэлектрика, необходимого для реализации двухуровневой металлизации. Для уменьшения емкостей коллектор-база и коллектор-эмиттер в современных транзисторах контактные площадки и токоведущие шины эмиттерной и базовой металлизации располагают, по возможности, над активной областью транзисторной структуры. Для этого необходимо использование двухуровневой металлизации. На пластину наносится слой SisN4 толщиной 1,5 - 2,0 мкм, который затем с помощью фотолитографии удаляется в местах контакта верхнего уровня металлизации к нижнему.
Десятая система из фоторезистов и проводится фотолитография, удаляющая фоторезист из мест нахождения токоведущих шин и контактных площадок эмиттерной и базовой металлизации. Далее напыляется система металлизации Ті (толщиной 0,15 - 0,20 мкм) - Pt (толщиной 0,20 - 0,25 мкм) - Аи (ТОЛЩИНОЙ 1,2 - 1,5 мкм). Затем удаляется слой фоторезиста, а вместе с ним и лежащий фотолитография: создание верхнего уровня металлизации. На пластину наносится на фоторезисте металл, тем самым создается требуемый рисунок верхнего уровня эмиттерной и базовой металлизации.
Одиннадцатая фотолитография: создание защитного слоя диэлектрика. На пластину наносится слой защитного диэлектрика толщиной 0,5 - 1,0 мкм, который затем с помощью фотолитографии удаляется с контактных площадок эмиттерной и базовой металлизации.
Интеграция цепей подавления поперечной неустойчивости
Наиболее значительным достижением такого моделирования является синтез широкополосных цепей мощного СВЧ усилительного каскада [4]. В результате достижения широкополосных модельных результатов была поставлена работа по созданию широкополосных усилителей мощности. В ходе этой работы были экспериментально подтверждены предсказанные в модели возможности достижения широкой полосы пропускания порядка половины октавы (1.0 - 1.5 ГГц) при уровне импульсной мощности более 300 Вт.
В настоящей работе в полной мере использована упомянутая система моделирования с целью дальнейшего расширения полосы частот транзисторных СВЧ усилителей, а также развиты некоторые новые аспекты исследования многозвенных моделей мощного транзистора и модели транзистора с внутренней индуктивной проводимостью в цепи коллектор-эмиттер.
Анализ возможностей транзисторного СВЧ усилительного каскада в полосе частот 1,0 - 2,0 ГГц. Коррекция сверхширокополосной АЧХ.
С точки зрения модельного исследования задачу можно разделить на две части. Первая часть представляет собой анализ т.н. базовой модели транзистора в сочетании со свернутыми цепями согласования по входу и по выходу. Этот анализ предваряет последующий синтез широкополосных цепей согласования с реальной структурой.
Если по входной цепи анализ может быть ограничен определением комплексного входного сопротивления на нескольких частотах в пределах ожидаемой рабочей полосы частот, то для выходной цепи в существенно нелинейном режиме приходится исследовать т.н. область допустимых нагрузок ОДН и формулировать численные параметры ОДН на каждой из рассматриваемых частот.
Для традиционного включения транзистора в схеме с общей базой были использованы созданные во ФГУП «НИИ «Пульсар» программные инструменты, реализованные в системе Matlab [6].
Новые программные средства созданы в ходе настоящей работы для моделирования принципиально нового варианта базовой модели, которая включает искусственно вводимую индуктивную цепь между эмиттером и коллектором транзистора [57, 58]. Цель такого усложнения состоит в том, чтобы выровнять АЧХ сверхширокополосного усилительного каскада.
Программа решает задачу определения параметров ОДН новой модели. При этом используется некоторое уточнение модели самого транзистора в отношении учета зависимости Ске от мгновенного напряжения на коллекторе. Во всех предыдущих программах Ске для простоты предполагалась независящей от напряжения. Вторая часть модельного исследования предельной полосы пропускания усилительного каскада связана с синтезом широкополосных цепей согласования на входе и на выходе каскада. В программном отношении эта часть базируется на вычислительной системе Microwave Office. Чтобы обеспечить корректную постановку задачи, следует ограничить сложность синтезируемой цепи. Другое требование: выбор конфигурации такой цепи.
Если говорить об общих законах, то усложнение цепи (увеличение числа трансформирующих звеньев), несомненно, ведет к расширению полосы, однако этот процесс имеет принципиальное предельное ограничение. С другой стороны, перебор количества оптимизируемых параметров означает практическую нереализуемость подобного варианта схемы, поскольку в реальном эксперименте оператор не имеет доступного алгоритма подстройки многоэлементной цепи.
Первое принятое довольно очевидное ограничительное требование состоит в том, что внешнее сопротивление генератора возбуждения и внешняя нагрузка каскада равны 50 Ом.
Опираясь на опыт многочисленных итераций синтеза, приняты ограничения по количеству звеньев согласования. Для входной цепи - 5 активных звеньев согласования типа ФНЧ (фильтр низких частот), два из которых располагаются внутри корпуса, а три на внешних согласующих платах. Для выходной цепи - 4 активных звена, причем первое звено (ближайшее к кристаллу транзистора), представляющее собой параллельную индуктивность с неизбежным блокировочным конденсатором, расположено внутри корпуса, а три остальные активные звена типа ФНЧ на внешних платах.
Опыт практической реализации мощных широкополосных усилителей показывает, что с ростом количества звеньев возрастают проблемы реальной настройки подобных цепей. Поэтому были проведены расчеты как при максимальном количестве звеньев согласования - 5 на входе и 4 на выходе, так и при более простой конфигурации с применением 4 звеньев на входе и 3 на выходе. В таком варианте на внешних согласующих платах располагаются по два согласующих звена, что является традиционной схемой согласования мощных СВЧ транзисторов.
Важнейший оригинальный момент синтеза, реализованный в первых работах по этому направлению [4], - формулировка критерия оптимизации широкополосной цепи. В качестве критерия выступает радиус некоей эквивалентной окружности, к которой свернута ОДН транзистора на каждой частоте. Специальный выбор параметров ОДН в виде активной проводимости g и параллельной ей реактивной проводимости, выраженной в форме эквивалентной емкости Ceff = l wMp), позволяет во многих конкретных случаях использовать критерий оптимизации как независящий от частоты.
Это упрощающее свойство не является обязательным. В сложных случаях вполне допустимо использовать критерий, зависящий от частоты. В этом случае его приходится описывать некоторым полиномом. Именно такой подход использован в настоящей работе в связи с увеличением анализируемого диапазона рабочих частот и, главным образом, в связи с введением в базовую модель индуктивности обратной связи коллектор-эмиттер.
Предполагается, что ОДН определена на нескольких тестовых частотах в виде 4-х чисел: gmin, gmax - минимальное и максимальное значение активной проводимости нагрузки при оптимальном значении эквивалентной емкости Ceff, Ceffmin, Ceffmax - минимальное и максимальное значение эквивалентной емкости при оптимальном значении проводимости g. Критерий оптимизации г выражается на каждой тестовой частоте f следующим образом: kx = (gmax - gmm)/2; Х0 = (gmax + gmln)/2/kx; ку = (Ceffmax - Ceffmin)/2; Уо = (Ceffmax + Ceffmin)/2/ky; На каждой итерации программа оптимизации вычисляет полную проводимость нагрузки, трансформируемую к электродам базовой модели транзистора Yn xs = Re(Yn); ys = Im(Yn); Теперь вычисляется критерий r(0 r 0...1- область ОДН). Величина его показывает, как далеко от оптимального согласования находится вычисленная полная проводимость.
Затем в программу оптимизации вводятся параметры кх, х0, ку, у0, которые для транзистора без индуктивности коллектор-эмиттер в полосе частот 1,0 - 2,0 ГГц оказываются константами, а для транзистора с индуктивностью коллектор-эмиттер - зависимыми от частоты. Рассмотрим конкретные варианты синтеза. Для транзистора, включающего в себя три описанных выше кристалла, без индуктивности коллектор-эмиттер для реализации полосы частот 1,0 - 2,0 ГГц с критерием 0 г 0,25 в программу оптимизации выходной цепи вводятся следующие значения параметров кх, х0, ку, у0:
Было рассмотрено два варианта конфигурации выходной цепи - с использованием трех и четырех звеньев согласования. Для удобства дальнейшего описания введем обозначение nout, соответствующее количеству звеньев в выходной цепи. Единственное активное звено в виде параллельной индуктивности с блокировочным конденсатором размещено внутри корпуса транзистора, остальные звенья размещаются на внешней плате. Такое размещение обеспечивает возможность эффективного технологического контроля величины параллельной индуктивности. Этот параметр определяется конфигурацией соединительных проволочек, поэтому он претерпевает отклонения от номинала при нарушении технологии сборки. Технологический контроль осуществляется методом измерения частоты «холодного» резонанса в выходной цепи транзистора.
Анализ эффекта динамического "пробоя" эмиттерного перехода в типовых режимах работы мощного усилительного каскада
Передающие модули УМ2150-700 и УМ2450-700 предназначены для построения передающего устройства корабельной твердотельной РЛС. Излучаемая средняя мощность РЛС - 7,5 кВт при длительности радиоимпульса 500 мкс обеспечивает дальность РЛС до 500 км.
Основные технические требования на передающий модуль: длительность импульса до 500 мкс при скважности не менее 6. Сочетание перечисленных технических требований (высокий уровень выходной импульсной мощности при большой длительности импульса при малой скважности) накладывает определенные требования к конструкции модулей для их надежной работы. Во-первых, требуется применение транзисторов с высоким КПД для снижения уровня рассеиваемой мощности и соответственно перегрева транзисторов. Во-вторых, желательно использование большого количества складываемых транзисторов в выходном каскаде для более равномерного распределения температуры по передающему модулю.
Для решения данной задачи были разработаны транзисторы, включающие в себя три транзисторных кристалла с двумерной структурой, с выходной мощностью не менее 90 Вт при длительности радиоимпульса 500 мкс и скважности 6, работающие в обоих заданных частотных диапазонах. Типовой КПД разработанных транзисторов составляет 50 % для полосы 2,30 - 2,55 ГГц и 53 % для полосы 2,05 - 2,25 ГГц. Для получения требуемого уровня выходной мощности модуля в выходном каскаде используется сложение 12 таких транзисторов.
Передающий тракт состоит из четырех каскадов, реализованных на транзисторах типа 2025-30 и 2025-90. Транзистор первого каскада типа 2025-30 обеспечивает получение 15 - 20 Вт при входной мощности 3,0 - 7,0 Вт в заданной полосе частот (2.05 - 2.25 ГГц для УМ2150-700 или 2.30 - 2.55 ГГц для УМ2450-700). Второй усилительный каскад реализован на транзисторе типа 2025-90, обеспечивающем мощность 50 - 60 Вт в заданной полосе частот. Для исключения перегрузок транзисторов первых двух каскадов и стабилизации уровня мощности второго каскада реализована схема АРУ,
идентичная описанной схеме АРУ для модуля ПМ-8-2800-40. В третьем каскаде используется сложение с помощью мостов «Ланге» трех транзисторов типа 2025-90. Мощность, получаемая на выходе третьего каскада - 170 - 220 Вт. В выходном каскаде используется сложение двух усилительных линеек, каждая из которых состоит из 6 транзисторов типа 2025-90. Для сложения мощностей в усилительных линейках также используются мосты «Ланге». Для стабилизации уровня выходной мощности используется еще одна схема АРУ, ограничивающая ток транзисторов третьего каскада в зависимости от тока одного из транзисторов выходных усилительных линеек.
В проектируемом блоке Д1ГП02 (ОКР «Протокол-Е») передающий тракт должен обеспечивать в двух каналах импульсную мощность более 3 кВт на один канал при длительности радиоимпульса до 10 мкс и скважности 200 на рабочих частотах 1,03 и 1,53 ГГц. Блок-схема передающего тракта одного канала с тремя каскадами усиления представлена на рисунке 6.7.
В каждом канале в первом усилительном каскаде применяется транзистор типа 1015-200, включающий три транзисторных кристалла и отдающий 200 Вт в полосе частот 1,0-1,5 ГГц с коэффициентом усиления не менее 9 дБ. Второй усилительный каскад представляет собой сложение пяти транзисторов типа 1015-200 с использованием мостов Ланге. В третьем каскаде планируется сложение мощностей пяти усилительных линеек, в точности соответствующих используемой линейки второго каскада с использованием аналогичных мостовых схем. При этом на выходе каждой усилительной линейки предусмотрено включение широкополосного малогабаритного ферритового вентиля. Таким образом, в каждом канале используется 31 транзистор типа 1015-200.
При такой структуре усилительного тракта сводится к минимуму трудоемкость настройки, поскольку все каскады одинаковы по конструкции и достаточно близки по эксплуатационным режимам.
Другой положительный фактор используемой схемы состоит в том, что необходимая для получения требуемых выходных энергетических параметров входная мощность возбуждения (порядка 40 Вт) оказывается заметно ниже значений, оговоренных в технических условиях (90 - 150 Вт). Это обстоятельство позволяет установить на входе каждого канала ограничительное устройство, снижающее разброс реальной мощности возбуждения. Это обстоятельство оказывается существенным, поскольку ранее используемая схема выравнивания режимов при вариации входной мощности была целиком ориентирована на эмиттерное автосмещение. Как было упомянуто в разделе 5.4, избыточное самозапирание эмиттерного перехода с появлением тока «пробоя» эмиттерного перехода на пике мгновенного запирающего напряжения может служить причиной деградации параметров транзистора. Хотя этот эффект до конца не изучен к настоящему времени, принято решение ограничить использование автосмещения, заменив его отдельной схемой ограничения уровня входной мощности. Еще один фактор, требующий некоторого дополнительного расхода входной мощности - необходимость установки (по требованию заказчика) в каждом канале фазовращателя для достижения минимального разброса фазы на каждой частоте между всеми изготавливаемыми модулями.
На настоящий момент проведено предварительное макетирование отдельной усилительной линейки, включающей 5 транзисторов, показавшее положительные результаты по совокупности требуемых эксплуатационных параметров во всем заданном диапазоне температур (от -55 до 75 С). Действующий макет модуля разработчики предполагают испытать в первом полугодии 2014 года.
В проектируемом двухканальном приемопередающем модуле (ОКР «Попутчик») совмещаются функции первичной и вторичной радиолокации в L-диапазоне частот в едином передающем тракте. Передающий тракт должен обеспечивать выходную импульсную мощность более 80 Вт на один канал на нижней рабочей частоте 1,03 ГГц и более 100 Вт в полосе рабочих частот 1,1 - 1,53 ГГц. При этом длительность радиоимпульса на крайних частотах (1,03 и 1,53 ГГц) не превышает 1 мкс, а в центральной части полосы (1,10 - 1,45 ГГц) достигает 130 мкс при скважности 10.
Такое различие в энергетике между центральной частью полосы и крайними частотами требует введения ограничения по рассеиваемой мощности при работе с большой длительностью импульса в центральной части полосы. Это обстоятельство подчеркивается еще и тем, что при типовой настройке транзистора в такой широкой полосе рабочих частот выходная мощность в центральной ее части может превышать мощность на крайних частотах в 1,3 - 1,5 раза. При этом в центральной части полосы выходная мощность может достигать значения в 200 Вт, что является опасным режимом работы транзистора.
Первоначально передающий тракт каждого канала модуля состоял из двух каскадов, реализованных на транзисторах типа 1015-70 и 1015-200. Транзистор первого каскада типа 1015-70 обеспечивал получение 20 - 30 Вт при входной мощности 3 Вт в полосе частот 1.03 - 1.53 ГГц. В выходном каскаде использовался транзистор типа 1015-200, обеспечивающий выходную мощность усилителя не менее 130 Вт в полосе частот, что достаточно для достижения необходимого уровня 100 Вт с учетом потерь в выходном широкополосном циркуляторе (порядка 1 дБ). Напряжение питания мощных СВЧ транзисторов составляет 35 - 36 В.
