Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Пути уменьшения нелинейных искажений в трактах сигнала 21
1.1 Уменьшение ИМИ путем компенсации динамической ёмкости коллекторного перехода биполярного транзистора 23
1.2 Уменьшение ИМИ в усилителях на полевом транзисторе 26
1.2.1 Стабилизация тока транзистора 28
1.2.2 Низкочастотная отрицательная обратная связь 32
1.3 Компенсирующий четырехполюсник 39
1.4 Выводы 44
Глава 2. Проектирование и расчет фильтров на микрополосковых платах нестандартных топологий 46
2.1 Разработка конструкций и методик расчета фильтров дециметрового диапазона 47
2.1.1 Фильтры на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах . 48
2.1.2 Фильтры на полусосредоточенных элементах с емкостными связями и частичным включением нагрузки в контур 57
2.1.3 Фильтр на полусосредоточенных элементах с индуктивными связями и частичным включением нагрузи в контур 66
2.2 Фильтры сантиметрового диапазона 71
2.2.1 Фильтр со связями /4 72
2.2.2 Фильтр со связями /2 78
2.3 Сверхминиатюрные фильтры и фильтры со специальными параметрами 83
2.4 Выводы 98
Глава 3. Разработка методов измерений и коррекция параметров приёмных и передающих трактов с целью уменьшения искажений 107
3.1 Влияние искажений сигналов в приемопередающих трактах на тактико-технические параметры системы 108
3.2 Теоретические основы для разработки метода измерения коэффициента взаимной корреляции устройства 111
3.3 Методы измерения взаимной корреляционной функции и компенсации искажений СВЧ устройств 113
3.3.1 Методы формирования фильтра с передаточной функцией 114
3.3.2 Формирование согласованного фильтра для одиночного импульса 115
3.3.3 Формирование согласованного фильтра для последовательности импульсов (пачки импульсов) 116
3.3.4 Установка для измерении коэффициента взаимной корреляции сигналов приемного тракта бортового радара, применяемого для локации спутника Марса Фобоса 119
3.3.5 Улучшение параметров сверхширокополосного радара путем применения оптимального фильтра 123
3.4 Выводы 128
Глава 4. Проектирование плавных и ступенчатых фазовращателей и пути их миниатюризации, совмещение фазовращателя с другими элементами схемы . 130
4.1 Малогабаритные ступенчатые фазовращатели на основе квадрат) рного моста. 131
4.1.1 Совмещение двух разрядов фазовращателя на одном квадратурном мосте .. 135
4.2 Совмещение фазовращателя с полосно-пропускающим фильтром 136
4.2.1 Фазовращатель с плавным изменением фазы от 0 до 180 на основе семизвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания варакторными диодами 137
4.2.2 Фазовращатель с плавным изменением фазы от 0 до 45 на основе трехзвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания варакторными диодами 139
4.2.3 Фазовращатель со ступенчатым изменением фазы от 0 + 45 на основе двухзвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания pin - диодами 142
4.3 Выводы 144
Заключение 145
Список литературы 149
- Уменьшение ИМИ в усилителях на полевом транзисторе
- Фильтры на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах
- Теоретические основы для разработки метода измерения коэффициента взаимной корреляции устройства
- Совмещение двух разрядов фазовращателя на одном квадратурном мосте
Введение к работе
Актуальность темы. Для современных радиосистем связи различного назначения трудно переоценить значение приемопередающих устройств СВЧ диапазона. Масса, габариты, надёжность, энергопотребление радиосистемы в первую очередь во многом зависят от характеристик приёмопередающих устройств. В свою очередь, основной частью приёмопередающих устройств являются СВЧ приёмные и передающие тракты. В зависимости от особенностей назначения радиосистемы на приёмные и передающие СВЧ тракты накладываются свои требования. В диссертационной работе рассматриваются три радиосистемы: спутниковая система связи, радиолокационная станция на основе активной фазированной антенной решётки и система связи оптимального приёма с корреляционной обработкой сигнала.
Спутниковые системы связи используют для ретрансляции сигналов искусственные спутники, расположенные в зоне взаимной видимости наземных станций. Большая удалённость искусственных спутников от наземных станций, общее затухание сигналов 200 дБ и более, ограниченность энергетических ресурсов на их борту обусловливает необходимость применения на наземных станциях передатчиков большой мощности [1]. Высокая стоимость искусственного спутника и высокая стоимость его запуска заставляют использовать его в многоканальном режиме многостанционного доступа. Ширина спектра сигнала канала связи зависит от объёма передаваемой информации, от вида используемой модуляции и способа кодирования сигнала [2]. Способы кодирования и виды модуляции сигнала выбираются таким образом, чтобы обеспечить оптимальное соотношение между шириной спектра сигнала и минимально возможной энергетикой, при этом модулированный сигнал должен обладать хорошей помехоустойчивостью и экономичной аппаратурной реализацией [3]. В настоящее время используют множество различных видов модуляции [4]. Приведем некоторые виды амплитудной и фазовой модуляции сигнала, используемые в современных системах цифрового телевизионного вещания и организации цифровой связи. Фазовые виды модуляции: двухпозиционная ФМ-2 (BPSK), четырехпозиционная ФМ-4 (QPSK), восьмипозиционная ФМ8 (8-PSK), шестнадцати позиционная ФМ16 (16-PSK). Амплитудно-фазовые виды модуляции: четырехпозиционная КАМ-4 (QAM), восьмипозиционная КАМ-8 (8-QAM), шестнадцати позиционная КАМ-16 (16-QAM) и другие. Сравнение различных видов модуляции проводится по критериям: помехоустойчивости, скорости передачи, влиянию искажений в приёмных и передающих трактах. Помехоустойчивость определяется зависимостью вероятности ошибки от отношения энергии сигнала к энергии шума. При одинаковых отношениях энергии сигнала к энергии шума скорость передачи ФМ-4 на единицу полосы вдвое больше, чем при модуляции ФМ-2. Поэтому ФМ-4 широко применяется в системах спутниковых связи. Модуляция ФМ-8 позволяет передавать сигнал со скоростью втрое выше, чем ФМ-2, но имеет худшие энергетические характеристики, допустимое отношение сигнал шум на входе приемника должно быть больше на 2 дБ. Сигналы КАМ при одинаковых индексах по сравнению с ФМ обладают лучшей помехоустойчивостью, но энергия сигнала при КАМ модуляции меняется во времени, это приводит к тому, что нелинейные передающие тракты наземных станций вносят дополнительные искажения, увеличивая тем самым вероятность ошибки. Поэтому они менее пригодны для работы передающего тракта наземной станции в нелинейном режиме.
Обычно с целью экономии выходной тракт передатчика работает в режиме, близком к насыщению. При таких режимах даже и при модуляции ФМ возникает опасность появления интермодуляционных искажений (ИМИ) третьего порядка слишком высокого уровня, которые увеличивают ширину спектра сигнала как минимум в два раза. Это может привести к нарушениям связи в соседних стволах или каналах. Борьба с ИМИ является важной частью при решении проблемы увеличения количества передаваемой информации на единицу ширины спектра сигнала. Появившиеся в последнее время линеаризаторы спутникового канала, которые позволяют работать с КАМ модуляцией вблизи насыщения [5], все же не решают проблему возникновения и негативного влияния ИМИ на соседние каналы.
Кроме задачи уменьшения ИМИ в наземных станциях спутниковой связи существуют и другие проблемы. Следует выделить проблему электромагнитной совместимости. Она особенно актуальна в приёмных и передающих трактах станций спутниковой связи, построенных с несколькими преобразованиями частоты. Сигналы гетеродинов могут попадать в тракт сигнала приёмника, вводить оконечные каскады приемника в нелинейный режим. Это опасно тем, что может возникнуть эффект подавления слабого сигнала сильным, при этом ухудшается отношение сигнал - шум и, как следствие, приводит к нарушению связи. В передающем тракте наличие сигналов гетеродинов, расположенных в других стволах, будет восприниматься в соседних каналах как мешающая помеха. Большой уровень этой помехи, сравнимой с сигналом, может привести к нарушению связи в соседних каналах. Для устранения этих эффектов следует обратить особое внимание на хорошую фильтрацию сигналов в приёмном и передающем тракте. Это обстоятельство приводит к необходимости более подробного рассмотрения вопросов проектирования фильтров. При разработке фильтров предпочтительно решение, обеспечивающее минимальную стоимость и габариты при сохранении всех требуемых характеристик. На промежуточных частотах 500 -^ 1500 МГц габариты фильтров традиционной конструкции, выполненных на резонансных отрезках симметричной полосковой линии, получаются большими. Стоимость таких фильтров тоже достаточно высока.
В радиолокации в настоящее время широко применяются активные фазированные антенные решётки (АФАР), они позволяют суммировать в пространстве мощности большого числа передающих модулей [6], управлять диаграммой направленности и производить сканирование пространства лучом приёмопередающей антенны. Сканирование позволяет осуществлять сопровождение движущихся объектов и определение их угловых координат. При этом система обладает хорошей помехозащищённостью и скрытностью. Применение активных фазированных антенных решёток для создания сканирующих антенн позволяет реализовать высокую скорость обзора пространства и способствует увеличению получаемой информации о распределении источников излучения или отражения. Активные фазированные решётки разделяются на приёмные, передающие и приёмопередающие в зависимости от назначения. Излучатель, усилители, фильтры, фазовращатель, аттенюатор, линии передачи, конструктивно объединены в одно устройство: модуль АФАР. Проектирование модуля АФАР распадается на две задачи: разработка передающего и приёмного тракта. Основными требованиями к модулям АФАР являются обеспечение заданной выходной мощности, высокого КПД, сравнительно широкой полосы пропускания, малого разброса параметров отдельных экземпляров, стабильности работы в широком интервале изменения температуры, хорошей фильтрации внеполосных и побочных излучений. При выполнении всех перечисленных требований модуль АФАР должен иметь ряд конструктивных особенностей, определяемых общей конструкцией антенной решётки, иметь определённую конфигурацию, малую массу и габариты. Габаритные размеры модуля АФАР определяются длиной волны рабочего сигнала и не должны превышать длины волны д, это требование необходимо для исключения побочных максимумов излучения при сканировании. При разработке модулей АФАР для выполнения этого требования приходится решать задачу их миниатюризации. При повышении рабочей частоты в современных АФАР эта задача становится ещё более актуальной. Решить её можно только при миниатюризации отдельных составных частей модуля. Для уменьшения размеров активных и пассивных узлов приёмного и передающего тракта при их проектировании необходимо использовать подложки с большой диэлектрической проницаемостью, например, поликор и тонкоплёночную технологию. Применение композиционных материалов, таких как ФАФ и ФЛАН менее предпочтительно, так как они не имеют высокой стабильности параметров в широком диапазоне температур, применение тонкоплёночной технологии для них очень затруднено, применение безкорпусных элементов и технологии сварки выводов также невозможно. Поэтому при разработке узлов модуля чаще применяют для подложек материалы на основе керамики. Это даёт возможность создания модуля АФАР, удовлетворяющего требованиям малого разброса параметров отдельных экземпляров и стабильности характеристик при работе в широком интервале температуры.
Составной частью модуля АФАР является фазовращатель, необходимый для управления фазой сигнала при формировании диаграммы направленности антенны.
Известны два способа управления фазой сигнала: непрерывный (аналоговый) и дискретный (коммутационный). При непрерывном управлении изменение фазы осуществляется плавно. Однако этот способ трудно осуществлять из-за зависимости фазового сдвига от частоты и температурной нестабильности параметров применяемых элементов. Кроме того, изменение фазы приводит к нежелательному изменению амплитуды сигнала, а это негативно сказывается на диаграмме направленности антенны. Фактор качества для плавных фазовращателей обычно не превышает 100 град/дБ.
При дискретном управлении фазой сигнала в качестве ключа используются pin-диоды или полевые транзисторы. Это позволяет устранить большинство недостатков, присущих плавным полупроводниковым фазовращателям, которые используют в качестве активного элемента варакторные диоды. Фактор качества у дискретных фазовращателей может быть 200 град/дБ и больше. К преимуществам дискретных фазовращателей можно отнести следующее: диоды или транзисторы вносят практически одинаковые потери при обоих значениях фазовой задержки. Важным является возможность работы дискретного фазовращателя в широкой (до октавы и более) полосе частот. Дискретные фазовращатели имеют и свои недостатки. Например, для управления фазой в диапазоне 0 -^- 360 с точностью 5,5 -ь 6 необходимо шесть ступенчатых фазовращателей 180, 90, 45, 22.5, 11, 5.5. Кроме того, на один элемент фазовращателя с использованием квадратурного моста требуется, как минимум, два диода или транзистора, а при использовании переключаемых длинных линий - четыре. Кроме того, возникает необходимость подачи разнополярных управляющих сигналов. Использование плавных фазовращателей на варакторных диодах позволяет перекрыть весь диапазон тремя фазовращателями 0-120. Для установки фазы с большей точностью при ступенчатом управлении требуется установка дополнительных фазовращателей, а при плавном это не требуется. Поэтому по сравнению с плавными фазовращателями дискретные имеют большие габариты.
В модулях АФАР фильтр преселектор выполняет функцию защиты приёмного тракта от перегрузок сигналами внеполосных помех. При построении тракта приёма с преобразованием частоты - защиту от шумов и помех в каналах зеркального и побочного приёма. Для обеспечения жёстких массогабаритных характеристик и высокой стабильности электрических параметров в модулях АФАР применяются фильтры, выполненные на микрополосковых платах с использованием в качестве подложки поликора или других аналогичных материалов. Хорошо известны фильтры на встречноштырьевых резонаторах и фильтры на связанных полуволновых резонаторах. Они имеют малые потери в полосе пропускания, просты в расчёте и имеют низкую стоимость при массовом производстве. Однако они невсегда удовлетворяют разработчика по габаритным размерам, особенно для трактов промежуточной частоты и низкочастотных модулей АФАР.
Для систем связи с корреляционной обработкой сигналов составной частью оптимального приёмника является согласованный фильтр, обеспечивающий на своём выходе максимальное отношение сигнал - шум. В [7] показано, что на выходе согласованного фильтра формируется сигнал, соответствующий (с точностью до постоянного множителя) зеркальному отображению корреляционной функции входного сигнала. В свою очередь, все искажения корреляционной функции входного сигнала происходят в передающих и приёмных трактах. Поэтому требования на искажения сигнала в приемных и передающих трактах для оптимального приёма необходимо задавать в виде изменений корреляционной функции входного сигнала. Однако из-за отсутствия измерительной аппаратуры такой подход используется весьма редко.
Для линейного тракта взаимная корреляционная функция входного и выходного сигналов, когда на его вход действует «белый шум», является достаточной характеристикой этого тракта [8]. При воздействии «белого шума» на узкополосный нелинейный тракт энергетический спектр сигнала на выходе совпадает с суммой обратных преобразований Фурье от степеней коэффициента корреляции выходного сигнала. Таким образом, измеряя и исследуя корреляционную функцию, можно получить полную информацию об искажениях сигнала и в нелинейном тракте.
Из сказанного выше следует, что проектирование СВЧ трактов радиосистем имеет свои особенности и сопряжено с рядом характерных трудностей. Электрические параметры и массогабаритные характеристики приёмных и передающих трактов определяются не только структурой радиосистемы, но и требуемой надежностью, ремонтопригодностью, серийностью, энергопотреблением, себестоимостью и допустимой компоновкой радиосистемы в целом. Для одних радиосистем требования к массе и габаритам не очень жёсткие, но необходима низкая себестоимость и высокая надежность. Для других радиосистем требования к массе, габаритам, компоновке являются определяющими и разработчик при проектировании приёмных и передающих трактов должен исходить именно из них. Требования на исключительно высокие электрические параметры, жёсткие массогабаритные характеристики и низкое энергопотребление для некоторых радиосистем часто являются противоречивыми.
Цель работы - создание СВЧ усилителей с пониженными ИМИ, создание методик расчета микрополосковых фильтров и разработка на их основе сверхмалогабаритных фильтров и фильтров со специальными параметрами, создание методов компенсации искажений сигналов на основе анализа корреляционных характеристик СВЧ устройств, создание малогабаритных фазовращателей на основе совмещения с другими элементами СВЧ устройства.
Постановка задачи — для достижения поставленной цели решались следующие задачи: получение высокой выходной мощности при низких нелинейных искажениях сигналов и малом энергопотреблении, анализ работы усилителя в нелинейном режиме, уменьшение интермодуляционных искажений путем компенсации нелинейных параметров полупроводникового элемента, а также, использование устройств, компенсирующих нелинейные искажения, разработка новых типов фильтров, имеющих малые габариты и высокие электрические параметры, разработка методов расчета нестандартных топологий фильтров, оценка влияния искажений сигналов в СВЧ трактах на тактико-технические характеристики всей системы, разработка методов измерений искажений сигналов, проведение коррекции параметров приёмных и передающих трактов с целью уменьшения искажений, - , проектирование плавных и ступенчатых фазовращателей и пути их миниатюризации, совмещение фазовращателя с другими элементами схемы.
Объектом исследования служат: СВЧ усилители мощности на полевых и биполярных транзисторах; СВЧ микрополосковые полосно-пропускающие фильтры; СВЧ тракты и их амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики; плавные и ступенчатые СВЧ фазовращатели.
Предметом исследования служат: расчет и экспериментальное обследование цепей компенсации нелинейных искажений, возникающих в усилителях, работающих в многосигнальном режиме; проектирование и расчет полосно-пропускающих фильтров со специальными параметрами и с минимальными габаритами; методы измерения и коррекции искажений сигналов приемных и передающих СВЧ трактов; проектирование и расчет плавных и ступенчатых СВЧ фазовращателей.
Научная новизна. В диссертации впервые получены следующие результаты:
Разработан метод снижения ИМИ в СВЧ усилителе на биполярном транзисторе. Установлено, что значительное влияние на ИМИ третьего порядка оказывает динамическая ёмкость коллекторного перехода.
Разработаны методы увеличения динамического диапазона и уменьшения ИМИ в СВЧ усилителях на полевых транзисторах путём: стабилизации тока транзистора, введения низкочастотной отрицательной обратной связи и подключения на вход усилителя компенсирующего устройства.
Разработан 100-ваттный усилитель с пониженными ИМИ третьего порядка и с обратной связью для защиты выходных транзисторов от пробоя напряжением ИМС второго порядка.
Разработаны методики расчета малогабаритных микрополосковых фильтров на четвертьволновых шпилечных резонаторах, на полусосредоточенных элементах с емкостными и индуктивными связями.
Разработаны топологии сверхширокополосных фильтров и фильтров с увеличенным подавлением сигналов на заданных частотах.
Проведен анализ возможности реализации фильтров различных топологий в зависимости от частоты и полосы пропускания.
Показано, что отношение сигнал-шум на выходе оптимального фильтра уменьшается пропорционально квадрату коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигналов радиотехнического устройства.
Показано, что измерение коэффициента взаимной корреляции по сравнению с измерением амплитудных и фазовых характеристик дает возможность значительно проще определить тактико-технические возможности реальной системы.
Разработан метод улучшения параметров сверхширокополосного радара, который основан на компенсации искажений взаимной корреляционной функции путем применения согласованного фильтра
10. Разработаны плавные и ступенчатые фазовращатели, совмещенные с полосно-пропуекающим фильтром.
Научные положения, выносимые на защиту:
Уменьшение высокочастотных сигналов ИМИ третьего порядка в рабочей полосе частот СВЧ усилителя на полевом транзисторе может быть достигнуто подачей на затвор транзистора с его стока низкочастотных сигналов ИМИ второго порядка, образующих низкочастотную отрицательную обратную связь по этим сигналам.
Уменьшение габаритов полосно-пропускающего фильтра достигается укорочением длин связанных четвертьволновых резонаторов путем последовательного соединения отрезков микрополосковых линий с высоким и низким волновым сопротивлением, образующих резонаторы и подключением входа и выхода фильтра к крайним отрезкам с высоким волновым сопротивлением.
3. Уменьшение габаритов полосно-пропускающего фильтра с режекцией сигнала на заданных частотах может быть достигнуто применением четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных микрополосковых линий в качестве резонаторов фильтра и подключением к крайним резонаторам режектирующих отрезков линий, настроенных на заданную частоту режекции.
4. Увеличение дальности обнаружения объекта радаром со сверхкороткими видеоимпульсами может быть достигнуто выделением полезных составляющих и подавлением шумов в спектре каждого отраженного от объекта видеоимпульса синхронным накопителем группового действия.
Практическая ценность работы.
Разработаны: методы снижения ИМИ в СВЧ усилителях; усилители мощности с увеличенным динамическим диапазоном для станций спутниковой связи С, KU, КА диапазонов; топологии, методики их расчета и синтеза СВЧ микрополосковых' фильтров; малогабаритные, сверхминиатюрные, сверхширокополосные и фильтры с увеличенным подавлением сигналов на заданных частотах; метод увеличения' дальности и разрешающей способности сверхширокополосного радара; радар с улучшенными характеристиками; плавные фазовращатели, совмещенные с полосно-пропускающим фильтром.
Апробация результатов работы:
Результаты работы докладывались на следующих международных и российских конференциях: «Оптические, сотовые и спутниковые сети и системы связи» 26-28 июня 1996г., г. Пушкин (Санкт-Петербург), «Физика и техническое приложение волновых процессов» КГТУ им. А.Н. Туполева сентябрь 2007г., г. Казань, «Подповерхностная радиолокация и дистанционное обнаружение людей с помощью радиолокационных средств» 2007г., МГТУ им. Н.Э. Баумана, г. Москва, "Подповерхностная радиолокация и дистанционное обнаружение людей с помощью радиолокационных средств" 30.01. 2008г., МГТУ им. Н.Э. Баумана, г. Москва, «Инженерная и рудная геофизика - 2008» 25 - 30 апреля 2008г., г. Геленджик.
Публикации. По материалам работы автором опубликовано 9 печатных работ, получен один патент РФ на полезную модель и одно положительное решение о выдаче патента на полезную модель.
Объем работы. Диссертационная работа состоит из введения четырех глав, заключения, списка литературы. Работа выполнена на 157 страницах текста, содержит 102 рисунка, 10 таблиц и список литературы из 88 наименований.
Содержание работы.
Во введении дано обоснование актуальности темы работы, определены цели и задачи исследований, перечислены основные результаты, выводы, рекомендации и научные положения, выносимые на защиту. Обоснована практическая значимость работы.
В первой главе рассмотрены три простых и экономичных способа уменьшения ИМИ в СВЧ усилителях: - путем компенсации динамической ёмкости коллекторного перехода биполярного транзистора. - путем введения в усилитель низкочастотной обратной связи. - путём подключения на вход усилителя дополнительной нелинейной корректирующей цепи.
В разделе 1. 1 проведен анализ эквивалентной схемы усилителя на биполярном транзисторе, разработан метод уменьшения влияния нелинейности на параметры усилителя.
В разделе 1.2 рассмотрены три типа усилителей СВЧ диапазона на полевом транзисторе: без стабилизации тока, со схемой стабилизации тока, с низкочастотной отрицательной обратной связью.
Подраздел 1.2.1 — Отрицательная обратная связь по постоянному току.
На затвор транзистора через дополнительные элементы схемы усилителя подается со стока напряжение обратной связи для нейтрализации изменения рабочей точки. В такой схеме достигается высокая эффективность работы транзистора, уменьшается нелинейность амплитудной характеристики.
Подраздел 1.2.2 - Низкочастотная отрицательная обратная связь.
Суть работы низкочастотной отрицательной обратной связи заключается в следующем: образовавшиеся на выходе интермодуляционные сигналы (ИМС) модулируют ток стока транзистора, часть этого тока усиливается и подается в противофазе на затвор транзистора, уменьшая тем самым ИМС на выходе. Полоса пропускания отрицательной обратной связи выбирается из расчета максимальной разницы между составляющими входного сигнала.
В разделе 1.3 разработана схема компенсирующего четырёхполюсника, который осуществляет обратное преобразование сигнала. Разработана схема усилителя, на вход которого подключен компенсирующий четырехполюсник. Суть компенсации ИМИ заключается в следующем: часть входного сигнала ответвляется и подаётся на диодную секцию, на которой происходит образование ИМС входных сигналов. Далее ИМС в противофазе подаются на вход усилителя.
В разделе 1.4 подведены итоги исследований, приведенных в первой главе. Сделаны выводы и даны рекомендации по применению результатов исследований.
Во второй главе приведены методики проектирования — синтеза и расчета фильтров, а также результаты расчета и экспериментальные измерения микрополосковых фильтров дециметрового и сантиметрового диапазона на подложках с высокой диэлектрической проницаемостью типа: ФЛАН, RO3010, ТММЮ, поликор на частотах от 0,3 до 6,5 ГГц и низкой типа: RO3003, ФАФ на частотах от 6 до 18 ГГц.
В разделе 2.1 рассматриваются следующие конструкции фильтров дециметрового диапазона: фильтры на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах, фильтры на полусосредоточенных элементах с емкостными связями, фильтры на полусосредоточенных элементах с индуктивными связями. Разработаны методики их расчета и приведены результаты эксперимента. В подразделе 2.1.1 разработана методика расчета и методика быстрого расчета с использованием экспериментальных результатов фильтров на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах.
В подразделе 2.1.2 разработана методика расчета и методика быстрого расчета с использованием экспериментальных результатов фильтров на полусосредоточенных элементах с емкостными связями.
В подразделе 2.1.3 разработана методика расчета и методика быстрого расчета с использованием экспериментальных результатов фильтров на полусосредоточенных элементах с индуктивными связями.
В разделе 2.2 разработаны методики расчета фильтров в диапазоне частот от 2.0 ГГц до 18 ГГц с длиной связи Л^ и ^/.
В подразделе 2.2.1 разработана методика расчета и методика быстрого расчета с использованием экспериментальных результатов фильтров с длиной связи
В подразделе 2.2.2 разработана методика расчета и методика быстрого расчета с использованием экспериментальных результатов фильтров с длиной связи
В разделе 2.3 разработаны фильтры с режектированием отдельных частот (улучшение низкочастотного или высокочастотного склона АЧХ фильтра), разработаны топологии, методики их расчета и приведены экспериментальные характеристики сверхминиатюрных микрополосковых фильтров, фильтров со специальными параметрами и сверхширокополосных фильтров с полосой пропускания 1-^4 октавы.
В разделе 2.4 подведены итоги исследований, приведенных во второй главе. Сделаны выводы и даны рекомендации по применению результатов исследований.
В третьей главе рассматриваются следующие вопросы:
Физический смысл корреляционных характеристик их преимущества и недостатки.
Требования на СВЧ тракты системы с корреляционной обработкой сигналов.
Разработка методов измерения корреляционных характеристик СВЧ устройств.
Возможность и методы компенсации искажений сигналов на основе измерения взаимной корреляционной функции СВЧ устройств.
В разделе 3.1 показано, что отношение сигнал-шум на выходе оптимального фильтра пропорционально квадрату коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигнала устройства. Показано, что если устройство «А» характеризуется коэффициентом взаимной корреляции, то соотношение сигнал-шум на выходе оптимального фильтра уменьшится пропорционально квадрату коэффициента взаимной корреляции. Показано, что по сравнению с амплитудночастотными и фазочастотными характеристиками, корреляционные характеристики имеют более важное значение при разработке и выработке требований на СВЧ тракты. Измерение коэффициента корреляции по сравнению с измерением амплитудных и фазовых характеристик дает возможность значительно проще определить тактико-технические возможности реальной системы.
В разделе 3.2 рассмотрены теоретические основы для разработки метода измерения коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигналов устройства.
В разделе 3.3 разработана схехма установки для измерений коэффициента взаимной корреляции. Рассмотрены методы компенсации искажений.
В подразделе 3.3.1 рассмотрены методы формирования согласованного фильтра, повторяющего амплитудный спектр сигнала.
В подразделе 3.3.2 рассмотрены методы формирования согласованного фильтра для одиночных импульсов.
В подразделе 3.3.3 рассмотрены методы формирования согласованного фильтра для последовательности импульсов на основе весового накопителя.
В подразделе 3.3.4 разработан метод измерения искажений, вносимых приемным каналом, на основе измерения коэффициента взаимной корреляции входного и выходного сигналов радара для поверхностного и подповерхностного зондирования спутника Марса - Фобоса.
В подразделе 3.3.5 разработан метод улучшения параметров сверхширокополосного радара путем применения оптимального фильтра. Разработанный автором метод применен в радаре, предназначенном для подповерхностного зондирования земли.
В разделе 3.4 подведены итоги исследований, приведенных в третьей главе. Сделаны выводы и даны рекомендации по применению результатов исследований.
В четвертой главе рассмотрены возможные пути уменьшения габаритов фазовращателя: за счет уменьшения габаритов квадратурного делителя мощности, путем совмещения двух разрядов фазовращателей с одним квадратурным делителем, путем совмещения фазовращателя с полосно-пропускающим фильтром.
В разделе 4.1 рассмотрены возможные пути уменьшения габаритов фазовращателя за счет уменьшения габаритов квадратурного делителя мощности и путем совмещения двух разрядов фазовращателей с одним квадратурным делителем. Разработаны ступенчатые фазовращатели на основе трансформированного квадратурного делителя мощности тандемного типа.
В подразделе 4.1.1 разработан двухразрядный ступенчатый фазовращатель на основе трансформированного квадратурного делителя мощности тандемного типа. Приведены экспериментальные характеристики.
В разделе 4.2 рассмотрены возможные пути уменьшения габаритов фазовращателя путем совмещения фазовращателя с полосно-пропускающим фильтром.
В подразделе 4.2.1 разработан фазовращатель на основе семизвенного фильтра на среднюю частоту 910 МГц с полосой пропускания 80 МГц.
В подразделе 4.2.2 разработан фазовращатель на основе трехзвенного фильтра на среднюю частоту 910 МГц с полосой пропускания 80 МГц.
В подразделе 4.2.3 разработан фазовращатель со ступенчатым изменением фазы от 0^-45 на основе двухзвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой фазы pin - диодами.
В разделе 4.3 подведены итоги исследований, приведенных в четвертой главе. Сделаны выводы и даны рекомендации по применению результатов исследований.
В заключении подводятся итоги работы. Формулируются основные выводы по результатам исследований, приводятся сведения о применении результатов работы, указываются разработки, где внедрены результаты диссертационной работы.
Уменьшение ИМИ в усилителях на полевом транзисторе
Экспериментальные измерения показывают, что при работе транзистора в режиме, близком к насыщению, происходит изменение рабочей точки транзистора. Очевидно, этот эффект связан с нелинейной ёмкостью затвора и детектированием части входного сигнала на нелинейности затвора транзистора, что приводит к образованию дополнительного напряжения смещения. Для различных типов транзисторов нелинейные свойства затвора могут привести к различным последствиям, для одних транзисторов с увеличением входного сигнала происходит увеличение тока стока, для других - уменьшение. В любом случае тот и другой эффект оказывает отрицательное влияние на линейные характеристики усилителя. В первом случае максимальный ток стока достигается при максимальной выходной мощности. С уменьшением выходной мощности будет происходить уменьшение тока стока. Этот эффект в значительной степени ухудшает линейные свойства усилителя в малосигнальном режиме, увеличивается уровень ИМС третьего и высших порядков.
Если ток стока падает при увеличении выходной мощности и в режиме насыщения ток будет минимальным, то это приведёт к появлению ранней нелинейности амплитудной характеристики транзистора. Часто совокупность нелинейных свойств затвора приводит к сложной зависимости тока стока от выходной мощности. В этом случае анализ работы усилителя с учетом совокупности нелинейных свойств затвора, и особенно синтез оптимальных цепей их компенсации, реализуется значительно сложнее. В этой главе рассмотрен метод компенсации нелинейности путём стабилизации тока транзистора.
Напряжение, пропорциональное току стока, снимается с токового резистора R11, усиливается транзистором Т2 и через дополнительные элементы схемы отрицательной обратной связи усилителя подается на затвор транзистора для нейтрализации изменения рабочей точки транзистора.
Транзистор ТІ выполняет функцию стабилизации тока при изменении температуры. Индуктивности LI, L2 и ёмкости С2, СЗ, С4, С5, С7 предотвращают самовозбуждение СВЧ - транзистора. В результате при изменении выходной мощности ток стока остаётся постоянным, в значительной степени улучшается эффективность работы транзистора, достигается минимальная нелинейность амплитудной характеристики и максимальная мощность, отдаваемая в нагрузку.
Измерения проводились для транзистора MGF0905 в диапазоне частот 1.75 - 1.95 ГГц. Отметим, что максимальная выходная мощность усилителя со стабилизацией тока больше на 0,4 - 0,5 дБ по сравнению с усилителем без стабилизации. Уровень точки нелинейности амплитудной характеристики по компрессии коэффициента передачи на 1 дБ также больше на 0,4 - - 0,5 дБ. Кроме того, отмечается небольшое увеличение коэффициента передачи (приблизительно на 0,5 дБ). Проводились измерения уровня ИМС третьего порядка усилителей со стабилизацией тока и без стабилизации. На рисунке 7 приведён график зависимости уровня ИМИ третьего порядка от выходной мощности в двух сигнальном режиме работы.
Относительный уровень ИМС для усилителя без стабилизации тока слабо зависит от выходной мощности усилителя. Поэтому заданный уровень ИМС минус 28дБ достигается при выходном сигнале 26дБМВт, а в усилителе со стабилизацией тока - при 29дБМВт.
Автором разработан метод уменьшения уровня ИМС для усилителя на полевом транзисторе путем стабилизации тока стока транзистора, который позволяет уменьшить уровень ИМС третьего порядка на 5-6 дБ, увеличить максимальную выходную мощность на 0,4...0,5 дБ (обычно в усилителе со схемой компенсации выходная мощность насыщения понижается за счет потерь в выходных ответвителях и сумматорах), увеличить уровень точки нелинейности амплитудной характеристики по компрессии коэффициента передачи на 1 дБ. 1.2.2 Низкочастотная отрицательная обратная связь.
Максимальная мощность усилителя, как со стабилизацией тока, так и без стабилизации, снижается в полтора раза при работе усилителя в двухсигнальном режиме и ещё приблизительно на 10% при трехсигнальном режиме. Введение отрицательной обратной связи по постоянному току (со стабилизацией тока) не решает проблему работы усилителя в двухсигнальном режиме с полной отдачей мощности. Снижается максимальная выходная мощность и, как следствие, уменьшается КПД усилителя. Эффективная работа транзистора с полной отдачей мощности при многосигнальном режиме работы возможна, если в усилителе ввести стабилизацию тока работающую в динамическом режиме - низкочастотную отрицательную обратную связь.
Фильтры на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах
Фильтр состоит из п резонаторов, образованных отрезками микрополосковых линий /и(см. рисунок 17). Длина каждого резонатора фильтра равна четверти длины волны на средней частоте полосы пропускания. Один конец резонатора короткозамкнутый, а другой - разомкнутый. Связь между резонаторами осуществляется за счет краевых полей между соседними частями резонаторов. Длина области связи - /ся УІ. Ширина зазора между микрополосковыми линиями в области связи — Skk+\ Нагрузка и генератор подключены к части крайних резонаторов. Длина части резонатора от короткозамкнутого конца до места подключения нагрузки и генератора - /0.
Для расчета такой конструкции рассмотрим структуру, показанную на рисунке 20, на примере пятизвенного фильтра. Резонаторы состоят из индуктивной /и-ь/5/и емкостной части 1К+15С- Резонаторы связанны — ./-емкостными инверторами Ckk+X.
Будем предполагать, что часть резонатора от короткозамкнутого конца до начала области связи является индуктивностью, а оставшаяся часть — емкостью параллельного контура (далее покажем, что такое допущение не дает больших ошибок при расчете топологии фильтров) [49].
Величина а определяет соотношение между емкостной и индуктивной частью резонатора. При малом значении (% емкостная часть резонатора может быть слишком мала (см. формулу (22)), что приведет к значительному уменьшению длины области связи, так как 1св = 1кс, и уменьшению зазора между резонаторами.
Для того чтобы зазоры между резонаторами оставались в допустимых технологических пределах (более 0,1 мм), необходимо правильно выбрать величину (2 . При большом значении (% область связи может оказаться больше чем половина длины резонатора, что приведет к трудности в реализации топологии фильтра. Поэтому необходимо произвести несколько вариантов расчета фильтра при различных значениях # , затем выбрать оптимальный вариант.
1. Находится коэффициент включения генератора и нагрузки в контур по формуле (19), при этом величина (из экспериментальных данных) (% берется в пределах 0,3 -5-0,4. 2. По формулам (20), (21) вычисляются укорочения емкостной части средних резонаторов. 3. Находятся длины емкостной и индуктивной части резонаторов по формулам (22), (23). 4. Вычисляется длина части резонатора от короткозамкнутого конца до места подключения нагрузки и генератора /0 по формуле (24). 5. Вычисляются емкости связи между резонаторами (2кШ по формулам (9), (10). 6. По графику рисунок 22 находятся зазоры области связи $к ш. 7. Если зазоры слишком малы или мала длина области связи, необходимо изменить величину коэффициента (% и расчет произвести заново.
Примечание. При расчете фильтра следует увеличить полосу пропускания на 20%. Это связано с тем, что резонаторы на микрополосковых линиях имеют низкую добротность, а это приводит к уменьшению коэффициента прямоугольности и сужению полосы пропускания. Расчет фильтра с помощью графика.
В заключение отметим, что разработанная методика расчета конструкции и топологии пятизвенных фильтров на четвертьволновых короткозамкнутых шпилечных резонаторах позволяет рассчитывать фильтры на частотах от 0.3 ГГц до 2,5 ГГц с полосой пропускания от 5% до 25%. При этом ошибка по частоте составляет не более 5%, по полосе пропускания - не более 10%. Точность выхода на частоту экспериментального образца зависит также от разброса диэлектрической проницаемости подложки (в одной партии он может составлять несколько процентов). Поэтому после изготовления фильтра необходима его подстройка или коррекция топологии. Подстройку фильтра рекомендуется выполнять следующим образом. Для увеличения центральной частоты припаиваются пластинки из тонкой фольги одинакового размера на резонаторы вблизи заземления, размер пластинок подбирается экспериментально. Для уменьшения центральной частоты пластинки устанавливаются в области связи резонаторов. Изменение полосы пропускания можно достичь только путем коррекции топологии (изменения зазоров). Отметим также, что после подстройки при помощи пластинок, фильтр будет иметь большие потери из за неоднородностей, возникших в местах пайки настроечных пластин.
Фильтр имеет п контуров, состоящих из индуктивностей 1к, образованных отрезками микрополосковых линий с высоким волновым сопротивлением, и емкостей (J с низким волновым сопротивлением (см. рисунок 18). Длина каждого элемента фильтра меньше четверти длины волны на средней частоте полосы пропускания. Один конец индуктивности короткозамкнут, а другой соединен с емкостью. Связь осуществляется за счет краевых полей между соседними емкостными отрезками. Длина области связи \ = / . Ширина зазора в области связи — Skl+]. Нагрузка и генератор подключены к части крайних индуктивных отрезков. Длина от короткозамкнутого конца до места подключения нагрузки и генератора — /0. Коэффициент включения =LL=LL.
Расчеты и эксперименты показали, что минимальные габариты при удовлетворительных характеристиках могут быть получены для фильтров на полусосредоточенных элементах с емкостным связями для полос пропускания от 3 до 25 %. Однако расчет элементов фильтров по методикам [47], [48], [50] приводит к существенным различиям расчетных и экспериментальных характеристик вследствие трудностей получения требуемых номиналов элементов и учета паразитных связей между элементами. Для того чтобы получить реализуемые геометрические размеры элементов фильтра, в частности емкостных элементов с номинальным значением не более 10 пкФ, автором была разработана методика расчета с частичным включением генератора и нагрузки в контур [51].
Суть методики заключается в том, что оптимальный коэффициент включения находится из минимума целевой функции. Целевая функция включает в себя отношения оптимальных номиналов элементов фильтра (емкостей, индуктивностей резонансных контуров и емкостей связи) к их расчетным значениям при коэффициенте включения равном единице. Если ограничиться только членами целевой функции, которые влияют на емкости параллельных контуров (далее покажем, что в этом случае, габариты индуктивных элементов получаются в допустимых пределах), тогда будем иметь следующее выражение для целевой функции.
Теоретические основы для разработки метода измерения коэффициента взаимной корреляции устройства
Структурная схема для измерения коэффициента взаимной корреляции. На вход испытуемого устройства «А» приходит сигнал x{t) , тогда на выходе устройства имеем сигнал yit) Далее выходной сигнал поступает на аттенюатор с коэффициентом ослабления «К». Установим величину ослабления аттенюатора «К» так, чтобы корни квадратные из мощностей сигналов на выходе аттенюатора и на входе устройства «А» были равны, то есть К J y{t)y{t)dt - \x(t}c(t)dt. Сигнал с Y -со V —оо аттенюатора поступает на вход фильтра с импульсной передаточной функцией h=x(t) (ниже будут показаны методы формирования фильтра с такой передаточной функцией). На другой фильтр с такой же импульсной передаточной функцией приходит входной сигнал.
Как уже было показано выше, коэффициент взаимной корреляции устройства имеет непосредственное влияние на тактико-технические параметры всей системы. В данной главе приведена схема установки для проведения измерений коэффициента взаимной корреляции. Приведены результаты измерений некоторых радиотехнических узлов. Рассмотрены методы компенсации искажений.
Рассмотрим принцип работы установки, позволяющей измерять коэффициент взаимной корреляции сигналов в полосе частот 0-о0. На вход испытуемого устройства приходит сигнал x(t) Для установления затухания в аттенюаторе и выполнения условия К J \y(t)y{i)dt = I \x(t)x(t)dt используются вольтметры, измеряемые эффективные напряжения входного и выходного сигналов 1 w 3J U(1X - I jx(t)x(t)dt и ивых = К I \y(t)y{f)dt. В качестве индикатора используется двухлучевой осциллограф. На экране осциллографа при этом мы наблюдаем автокорреляционную функцию и коэффициент взаимной корреляции. Если использовать в осциллографе функцию вычитания, то можно наблюдать и измерять искажения коэффициента корреляции.
Для измерения коэффициента взаимной корреляции СВЧ устройства в полосе частот «у, -о)2 используется установка, принцип работы которой отличается тем, что сигнал на несущей частоте формируется путем переноса исходного сигнала при помощи гетеродина. Для этого в структурную схему включен двойной балансный смеситель. Сформированный таким образом сигнал, подается на испытуемое СВЧ устройство. Выходной сигнал с устройства переносится на нулевую частоту при помощи того же гетеродина и через аттенюатор подается на вход осциллографа. На другой вход осциллографа подается исходный сигнал.
Для измерения коэффициента взаимной корреляции в рассмотренном выше методе используется фильтр с передаточной функцией h=xit) частотная характеристика фильтра повторяет спектр исходного сигнала. В качестве такого фильтра может использоваться согласованный фильтр. Методы формирования такого фильтра широко известны в литературе, например, в [2]. Рассмотрим из них некоторые. Фильтр должен обладать равномерной частотной и фазовой характеристиками. Вместе с тем частотная характеристика согласованного фильтра повторяет амплитудный спектр сигнала. Для определения формы полезного сигнала на выходе согласованного фильтра воспользуемся известной импульсной характеристикой фильтра. Реакция фильтра может быть определена по формуле: —со
Таким образом, полезный сигнал на выходе согласованного фильтра есть не что иное, как аналог автокорреляционной функции полезного входного сигнала. Метод практической реализации согласованного фильтра для одиночных импульсов основан на замене интеграла в последнем выражении суммой Y(t)= x(kAt)x(t-kAt), где п - общее число дискретных временных интервалов шириной At.
Накопитель состоит из суммирующего устройства и линии задержки на период повторения импульсов. Коэффициент передачи в цепи обратной связи должен быть близким, но меньше единицы, так как в противном случае в данной системе возникает самовозбуждение. Предположим, что на входе накопителя действует пачка импульсов, обозначаемая и представленная несколькими импульсами единичной амплитуды (рисунок 69а). Полагаем, что пачка импульсов проходит суммирующее устройство без искажений, то есть на выходе накопителя действует та же функция x\t).
Совмещение двух разрядов фазовращателя на одном квадратурном мосте
Для обеспечения минимальных габаритов фазовращателя возможно совмещение двух или более разрядов фазовращателя с использованием одного квадратурного моста. Принципиальная схема двухразрядного фазовращателя показана на рисунке 86. Рисунок 86 - Принципиальная схема двухразрядного фазовращателя. В качестве фазосдвигающих цепей используются конденсаторы С і — С4. Фазовращатель обеспечивает два разряда 45 и 22,5, точность установки экспериментального образца на частоте 1,25 ГГц в полосе частот 80 МГц составляет ± 1,5. Топология двухразрядного фазовращателя. В метровом диапазоне частот и в длинноволновой части дециметрового диапазона частот габариты квадратурного моста весьма существенны, поэтому в этом диапазоне целесообразно применение аналогов квадратурных мостов на основе сосредоточенных элементов. Принципиальные схемы аналогов и расчет элементов можно найти в [76].
Известно, что при перестройке полосно-пропускающего фильтра по частоте возникает изменение фазы сигнала. Этот эффект можно использовать для построения фазовращателя. Для семизвенного фильтра на среднюю частоту 910 МГц с полосой пропускания 80 МГц изменение фазы сигнала при перестройке его на 24 МГц будет составлять 180 градусов. На рисунке 88 показано расчетное изменение АЧХ фильтра при его перестройке. На рисунке 89 изображен график зависимости изменения фазы сигнала на выходе фильтра от величины перестройки полосы пропускания и емкости варакторных диодов.
Для перестройки фильтра (рисунок 90) используются варакторные диоды ЗА632А, включенные между землей и концом резонатора с холостым ходом. Фильтр рассчитан по методике расчета, приведенной во второй главе диссертационной работы, на основе короткозамкнутых четвертьволновых шпилечных резонаторов. Фазовращатель на основе перестраиваемого фильтра выполнен на подложке размером: 30x20 мм", из ТММ-10 толщиной 0,5 мм. Параметры экспериментального образца фазовращателя приведены в таблице 9.
Трехзвенный фильтр на среднюю частоту 910 МГц с полосой пропускания 80 МГц при перестройке его на 30 МГц будет иметь изменение фазы сигнала 45 градусов. На рисунке 91 показано расчетное изменение АЧХ фильтра при его перестройке. На рисунке 92 изображен график зависимости изменения фазы сигнала на выходе фильтра от величины перестройки полосы пропускания и емкости варакторных диодов.
Для перестройки фильтра (рисунок 94) используются pin - диоды 2А517А-2, которые подключают дополнительные индуктивности параллельно индуктивным отрезкам резонаторов от заземленных концов до точек подключения генератора и нагрузки. Фильтр рассчитан по методике расчета фильтров с короткозамюнутыми четвертьволновыми шпилечными резонаторами. Фазовращатель на основе перестраиваемого фильтра выполнен на подложке размером: 7 19 мм , из материала RO3010 толщиной 0,64 мм. Параметры экспериментального образца фазовращателя приведены ниже.
В результате проведенных исследований автором разработаны пути уменьшения габаритов фазовращателя. Разработана конструкция квадратурного делителя мощности на основе тандемного моста с меньшими размерами по сравнению с известными конструкциями. С целью уменьшения габаритов разработан двухразрядный фазовращатель на одном квадратурном мосте. Исследованы возможности совмещения фазовращателя с полосно-пропускающим фильтром. Разработаны плавные и ступенчатые фазовращатели, совмещенные с полосно-пропускающим фильтром. Например, разработан фазовращатель с плавным изменением фазы от 0 до 180, совмещенный с семизвенным полосно-пропускающим фильтром на среднюю частоту 910 МГц, с полосой пропускания 80 МГц, который при заданном изменении фазы сигнала имеет перестройку полосы пропускания 24 МГц. Разработан фазовращатель со ступенчатым изменением фазы от 0 - 45 на основе двухзвенного полосно-пропускающего фильтра с перестройкой полосы пропускания pin - диодами.
Фазовращатели, совмещенные с фильтром, целесообразно применять для модулей АФАР, работающих с преобразованием частоты. В этом случае фильтр будет выполнять подавление гетеродина в передающем канале и подавление зеркальной частоты в приемном канале.
