Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Анализ адаптивных систем приема-передачи сигналов через низкоорбитальные ИСЗ 10
Постановка задачи 10
1.1 Классификация помех 10
1.2 Математические модели аддитивных помех 14
1.3 Выбор диапазона частот для космических радиолиний 19
1.4 Потери в радиолинии, шумы атмосферы, планет и приемных систем 23
1.5 Фазовые эффекты в атмосфере 31
І.бОшибки, вносимые атмосферой Земли в определение угловых координат спутников радиотехническими методами 33
1.7Простые, сложные, узкополосные, широкополосные сигналы 35
1.8 Выбор манипуляции в сетях с пакетной радиосвязью 37
1.9 Критерии оптимальности систем передачи 39
1.10 Повышение достоверности передачи информации при пакетной радиосвязи 42
1.11 Помехоустойчивое кодирование 44
1.12Анализ существующих адаптивных систем 46
Выводы по главе 1 50
Глава 2. Исследование системы обмена информацией через ИСЗ при энергетических ограничениях 52
Постановка задачи 52
2.1 Математическое моделирование полусферической антенной решетки 52
2.2 Моделирование радиотракта 77
2.3 Модель системы передачи дискретной информации 81
2.4 Математическая модель канала связи с использованием ИСЗ 82
2.5 Построение оптимального приемного устройства на основе разложения случайного сигнала по ортогональным базисным функциям 89
2.6 Алгоритмы обработки сигнала. 95
2.7 Энергетические характеристики линий связи Земля-ИСЗ, ИСЗ-Земля 98
Выводы по главе 2 100
Глава 3. Разработка адаптивной автономной системы приема-передачи сигналов с повышенной помехоустой- , чивостью ' 102
Постановка задачи 102
3.1 Разработка общего алгоритма работы системы 102
3.2 Разработка алгоритма управления поляризацией наземной антенны 103
3.3 Анализ и разработка алгоритмов работы системы обмена информацией ПО
3.4Разработка алгоритма работы канала связи с управлением мощностью передатчика 113
3.5 Особенности проектирования оборудования ЗС 118
Выводы по главе 3 120
Глава 4. Экспериментальные исследования основных блоков автономной системы приема-передачи сигналов с адаптивной антенной и управпяемой мощностью передатчика : 122
Постановка задачи 122
4.1 Планирование эксперимента 122
4.2 Экспфиментальные установки для исследований канала связи через низкоорбитальные ИСЗ. 130
4.3 Проведение экспфимента 141
Выводы по главе 4 145
Заключение 147
Библиографический список использованной литературы
- Выбор диапазона частот для космических радиолиний
- Математическое моделирование полусферической антенной решетки
- Разработка алгоритма управления поляризацией наземной антенны
- Экспфиментальные установки для исследований канала связи через низкоорбитальные ИСЗ.
Введение к работе
Актуальность темы: Потребность современного общества в обмене различного рода информацией стимулирует быстрое развитие систем спутниковой связи (ССС). Однако, традиционные высокоорбитальные ССС требуют использования громоздкого и дорогостоящего оборудования земных станций (ЗС), что часто недоступно массовому потребителю. Поэтому сегодня актуальна задача создания недорогих ССС, в первую очередь для обслуживания пользователей тех регионов, которые недостаточно обеспечены услугами наземных сетей, и где их построение нерентабельно. В последнее время во многих странах проводятся работы по созданию космических ССС с использованием низкоорбитальных искусственных спутников земли (ИСЗ) - высота орбит 700-2000 км.
Системы пакетной передачи сигналов предназначены для передач любых данных в цифровом виде с небольшими скоростями от нескольких сотен бод до нескольких десятков кбод. Во многих применениях для этих систем не предъявляются жесткие требования по оперативности доставки сообщений. Тогда низкоорбитальная система пакетной передачи сигналов строится исходя из следующих основных принципов:
используются ИСЗ с отсутствием коррекции положения на орбите, что позволяет отказаться от использования двигательных установок на ИСЗ;
используется УКВ диапазон частот (130-400 МГц), что позволяет применить на ИСЗ и в земных станциях слабонаправленные антенны с коэффициентом усиления 0-3 дБ;
используются передатчики с небольшой мощностью.
К таким системам относятся ССС "Иридиум", "Глобалстар", "Инмарсат", "Леосат" за рубежом, "Гонец", "Курьер", "Сигнал", "СПС-спутник", "Радио-М1" в России, международная космическая радиотехническая система обнаружения терпящих бедствие КОСПАС-САРСАТ.
Для повышения надежности, достоверности и помехоустойчивости используются различные способы: разнесение сигналов по времени и частоте, разнесенный прием, перестройка рабочей частоты и т.д. Это приводит к увеличению энергетических затрат и создает трудности в реализации автономных систем. Поэтому необходимы другое решения и методы.
При использовании автономных, подвижных объектов необходимо адаптировать энергетические возможности наземного оборудования к параметрам канала связи. Адаптивная система пакетной передачи информации позволяет в зависимости от условий прохождения по каналу связи (КС) управлять мощностью передатчика и длительностью
информационного пакета, что обеспечивает экономию энерпш и повышает достоверность передаваемых сообщений.
Это обусловило выбор объекта исследования диссертации, которым. является: канал пакетной передачи .- сигналов через низкоорбитальные ИСЗ.
Предмет исследования: Поляризационные и амплитудные характеристики сигнала, проходящего от ИСЗ к земной поверхности, методы приема и обработки сигналов.
Методы исследования: Теория поляризованных электромагнитных волн, излучаемых вращающимся источником и проходящих через ионосферу, метод резонансной угловой фильтрации электромагнитных волн, моделирование на ЭВМ и натурного эксперимента с использованием теории вероятности и математической статистики.
Целью диссертационной работы является повышение достоверности передаваемой информации путем оптимизации параметров канала связи при ограничениях на энергетические возможности передающих устройств и предельную чувствительность приемников.
В соответствии с поставленной целью автором решаются следующие задачи:
-
Проведение классификации различного вида помех по происхождению, по физическим свойствам, по характеру воздействия на сигнал.
-
Разработка математической модели канала связи с использованием ИСЗ с учетом помех и шумов.
-
Разработка алгоритма работы канала связи с управлением мощностью передатчика в зависимости от условий прохождения сигнала с учетом действующих ограничений.
-
Разработка способа и алгоритма управления адаптивной антенной системой (решеткой).
-
Разработка модели, определяющей оптимальные параметры передающего канала по известным характеристикам канала принимаемого сигнала на основании имеющихся статистических результатов.
Научная новизна работы заключается в следующем:
-
Разработана математическая модель канала связи с использованием ИСЗ с учетом помех и шумов.
-
На основе метода резонансной угловой фильтрации определены собственные значения и функции преобразования Карунена-Лоэва, позволяющие реализовать оптимальный прием фазоманипулированных сигналов.
-
Разработана модель канала связи с управлением мощностью передатчика.
Практическая значимость работы.состоит в следующем :
-
Теоретические положення и выводы диссертации применены для решения практических задач.
-
Предложена методика ... определения длительности, информационного пакета
-
Разработан способ оптимального формирования передаваемого сигнала с учетом энергетических ограничений.
-
Полученные результаты позволяют разработать варианты технической реализации приемо-передающих устройств наземных объектов с ограшгченными энергетическими ресурсами.
На защиту выносятся:
-
Алгоритмы и структурные схемы приемо-передающих устройств ЗС с ограниченными энергетическими ресурсами.
-
Алгоритм адаптивного согласования угла поляризации приемной антенны ЗС с углом поляризации полезного сигнала и способ передачи информационного пакета с управлением мощностью передатчика
-
Результаты анализа воздействия различного вида помех на прохождение электромагнитной волны через ионосферу и тропосферу.
-
Результаты экспериментальных исследований каналов связи с использованием низкоорбигальных ИСЗ.
-
Совокупность зависимостей, позволяющих синтезировать наземные устройства приема-передачи с ограничением по мощности.
Апробация работы. Основные положения и результаты работы докладывались и обсуждались на П Международной конференции «Спутниковая связь» в 1996 г., г. Москва, на научных сессиях, посвященных Дню радио областного и Российского НТО им. АСПопова в 1997 г., 1998 г., 1999 г., 2000 г. (г. Москва, г. Тула), на Всероссийской научно-практической конференции СУЭТО-2000, научно-технических конференциях ТулГУ в 1997 г., 1998 г., 1999 г.
Внедрение. Результаты работы внедрены на АО Центрального конструкторского бюро аппаратостроения, о чем имеется соответствующий акт о внедрении.
Публикации. По материалам диссертации опубликовано 14 работ.
Структура и объем диссертационной работы. Работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы, насчитывающего 106 наименований, 8 приложений. Общий объем диссертации составляет 155 страниц и включает 31 рисунок, 6 таблиц.
Выбор диапазона частот для космических радиолиний
Негауссовский процесс в самом общем случае можно задать, указав способы вычисления распределения вероятностей любых п сечений в произвольные моменты времени т1,г2, ...,tn. Однако такая модель используется редко ввиду невозможности задать эти распределения настолько общими, что они характеризовали широкий класс помех, и в то же время настолько конкретными, чтобы из них можно было вывести правило решения и проанализировать результаты приема
Негауссовский процесс можно представить также в виде канонического разложения (1.12), где rin- негауссовские случайные величины, попарно некоррелированные, но в общем.
Обзор случае зависимые между собой. Эта зависимость затрудняет решение задач теории связи, но, с другой стороны, именно учет этой зависимости позволяет найти методы защиты от таких помех. Некоторые авторы [87] используют неканонические разложения вида (1.12), в которых {cpn(t)} -любой орто-нормированный базис. В этом случае величины ца, вообще говоря коррелированнымоделей негауссовских помех импульсного характера и их сравнение с экспериментальными разультатами можно найти в [79, 86]. ІЗ.Вьібор диапазона частот для космических радиолиний. Выбор диапазона частот определяется следующими факторами: условиями распространения и поглощения радиоволн в атмосфере Земли; уровнем шумов на входе приемной системы; дисперсией радиоволн в ионосфере;
возможностью создания соответствующей приемопередающей аппаратуры и частотными характеристиками ее элементов; электромагнитной совместимостью спутниковых систем радиосвязи с наземными радиотехническими системами. Под оптимальным диапазоном частот понимается такой диапазон частот, для которого при заданных условиях работы радиолинии (протяженность, пропускная способность, допустимые искажения сигнала и т.п.) обеспечивается минимальное значение мощности, потребляемой передатчиком, на единицу полосы пропускания радиолиний [3, 30].
Ослабление сигнала при распространении в атмосфере имеет явно выраженную частотную зависимость. Нижняя граница частотного диапазона для космических радиолиний в основном определяется ионосферными воздействиями и ограничена максимально применимыми (критическими) частотами для наземной радиосвязи. Эти частоты, как известно, зависят от времени года и суток, географического района, состояния ионосферы, фазы солнечной активности и колеблются в диапазоне 30-80 МГц.
На частотах выше 30 МГц радиоволны при прохождении через слои ионосферы испытывают поглощение, величина которого зависит от электронной плотности, числа столкновений электронов с тяжелыми частицами и от отношения рабочей частоты к критической. С повышение частоты ионосферное поглощение убывает по квадратичному закону. Расчеты показывают, что в нормальных условиях потери в ионосфере преобладают на частотах ниже 300 МГц и при углах места ра диолуча а 10 в дневное время на частотах 30;50;100;300 МГц составляют соответственно 5;2;0,5;0,05 дБ. Поэтому следует считать, что с точки зрения потерь в ионосфере и характера их изменения применение для космических радиолиний частот ниже 80 МГц нецелесообразно. При прохождении радиоволн через ионосферу продольная составляющая магнитного поля Земли вызывает вращение плоскости поляризации (эффект Фарадея). Это явление приводит к медленным замираниям линейно поляризованных сигналов, что эквивалентно потерям энергии радиоволн при приеме. На частоте 5 ГГц потери, обусловленные эффектом Фарадея, практически равны 0, на частотах 1;1,5;2 ГГц они не превышают 5;3;0,4 дБ соответственно.
При использовании антенн круговой поляризации на обеих концах радиолинии потери на частотах меньших 1,5 ГГц будут составлять 3 дБ, т. к в этом случае в каждый момент времени будет приниматься только одна из двух ортогональных составляющих электромагаитного поля. Верхняя граница диапазона частот для космических радиолиний определяется поглощением радиоволн в газовых компонентах тропосферы и гидрометеорах.
Поглощения в кислороде, парах воды и атмосферных образованиях, содержащих воду в конденсированной фазе в диапазоне частот от 1 до 10 ГГц при углах места радиолуча а 5 практически постоянны и не превышают 0,5 дБ. В диапазоне частот 10-20 ГГц потери монотонно возрастают, достигая 3 дБ на частоте 20 ГГц.
Другими факторами, которые увеличивают потери энергии радиоволн коротковолновой части (f 10 ГГц) сантиметрового и миллиметрового диапазонов, являются осадки и облака Эти элементы являются наиболее изменчивыми факторами ослабления сигналов в атмосфере Земли. Интегральные потери, обусловленные наличием зон осадков и облачности, на частотах до 5 ГГц сравнимы по величине с потерями в кислороде и парах воды и для интенсивности R 50 мм/час не превышают 1 дБ, увеличение частоты до 10 ГГц приводит к росту потерь до величины 18-20 дБ.
Таким образом, исходя из потерь энергии сигнала в атмосфере, рабочий диапазон частот для космических радиолиний при отсутствии осадков следует ограничить частотами 0,08-10 ГГц, а при наличии зон осадков интенсивностью R 50 мм/час - частотами 0,08-6 ГГц.
Шумы тропосферы, обусловленные поглощением энергии радиоволн молекулами кислорода и паров воды, ограничивают рабочий диапазон со стороны высоких частот. На частотах до 10 ГГц (при а 5)средняя яркостная температура атмосферы при стандартных условиях не превышает 50К С увеличением частоты она возрастает, достигая « 3 00К на частоте 22 ГГц.
Математическое моделирование полусферической антенной решетки
Формула для множителя антенны вводится для антенны, состоящей из точечных излучателей с известной фазой и величиной тока. Положение точечных излучателей совпадает с электрическими центрами вибраторов, составляющих антенну типа "волновой канал". Формула выводится для точки, расстояние до которой от начала координат велико по сравнению с размерами антенны. Окончательное выражение имеет вид:
Земля влияет на диаграмму направленности антенны только в вертикальной плоскости. В том случае, когда плоскость расположения вибраторов параллельна земной поверхности, антенна создает горизонтально поляризованное поле, наиболее часто используемое в ультракоротковолновом диапазоне при связи с учетом влияния земли.
Для горизонтально поляризованного поля модуль коэффициента отражения от земли близок к единице, а фаза - к 180 - тем точнее, чем меньше угол 9. Если принять это равенство точным, то множитель земли в вертикальной плоскости имеет вид:
Коэффициент Кг увеличивается с уменьшением длины антенн, так как при этом увеличивается влияние множителя вибратора на общую диаграмму направленности антенны. Влияние экрана при достаточно больших его размерах и малых потерях увеличивает коэффициент направленного действия антенны приблизительно в 2 раза, V
Рассмотрим директорную антенную решетку, излучатели которой расположены над идеально отражающим экраном на высоте h. Обозначим: х , ук - координаты фазового центра к -го вибраторного излучателя; Fk (8,ф) - векторная нормированная диаграмма направленности; Gk -максимальный коэффициент усиления; RLL - активная часть входного сопротивления k-го излучателя при разомкнутых входах остальных излучателей.
Пусть каждый k-й вибраторный излучатель возбуждается амплитудой падающей чисто поперечной волны с напряжением ипадк , распространяющейся по к-й фидерной линии с волновым сопротивлением Wk. Введем обозначения: вектор-строка нормированных амплитуд падающих волн U.
Для полуволновых вибраторов диагональные элементы Z матрицы примерно равны нормированным к Wk собственным сопротивлениям к-х уединенных вибраторов, а недиагональные элементы Z нормированным к JWnWj взаимным сопротивлениям излучателей к и j. Коэффициенты матрицы [Z] можно определить по формуле: ZJt = -i(GjGkf{F,F . (2.25) где Zjt - нормированное взаимное сопротивление. Коэффициент усиления директорной антенной решетки из к одинаковых излучателей в направлении (90, фо) максимума излучения определяются через коэффициент усиления изолированного излучателя Gi:
Далее определяется диаграмма направленности, для удобства введем двойную индексацию номера излучателя mn. Координаты центра mn-го излучателя обозначим через ( х ,, у ,, h) для плоской ди 66 ректорной антенной решетки, все излучатели которой имеют одну и ту же диаграмму направленности Fi cp). Диаграмма направленности определяется в соответствии с теоремой перемножения:
Выражения (2.33) и (2.34) справедливы для модели в соответствии с которой электрический ток на поверхности тонкого вибратора представляется в виде тонкой нити, расположенной на оси вибратора Второе слагаемое в (2.34) соответствует зеркальному изображению вибраторов решетки в плоском идеально проводящем экране. Следует отметить, что модель нити электрического тока справедлива при достаточно малом радиусе вибратора а по фавнению с длиной волны (1Л, 0.01). Для более толстых вибраторов приходится обращаться к модели, в соответствии с которой электрический ток течет по боковой повфхности вибратора (по цилиндру радиуса а) и равномерно распределен. В этом случае ядро интегрального уравнения:
Численные методы решения интегрального уравнения Галлена приведены в [18]. Однако эти математические выводы оказываются непригодными при расчете выпуклых антенн. Это объясняется следующими специфическими особенностями расчета выпуклых антенн.
Во-пфвых, выпуклая антенна, образованная решеткой тех или иных излучателей на проводящей или геометрической повфхности, представляет собой при электродинамическом расчете поля излучения систему сторонних неколлинефных магнитных или электрических то ков, протекающих по поверхности антенны. Неколлинеарность излучающих токов приводит к необходимости векторного решения задачи для нахождения характеристик выпуклых антенн. Решение этой задачи включает в себя как частный случай решение задачи об излучении плоского раскрыва с коллинеарными токами и плоской антенной решетки, расчет поля которых сводится к скалярной задаче, подробно рассмотренной в литературе.
Во-вторых, пространственное распределение сторонних токов на поверхности антенны усложняет решение рассматриваемых задач анализа и синтеза: линейные фазовые распределения по раскрыву излучающей поверхности в плоских антеннах заменяются более сложным классом фазовых распределений, зависящим от формы и віща поверхности, направления луча, диапазонных свойств и так далее.
В-третьих, диаграмма направленности излучателей, образующих выпуклую решетку, имеют неодинаковую пространственную ориентацию, их максимумы излучения ориентированы в различных направлениях. Это вызвано заданным размещением излучателей в антенне. Одинаковая ориентация диаграмм или самих излучателей в решетке позволяет определить диаграмму направленности антенны как произведение диаграммы на множитель решетки. Различная же ориентация приводит к необходимости расчета поля излучения антенны с учетом различной направленности каждого элемента решетки для данного направления пространства Диаграмму направленности выпуклой антенны не удается представить в замкнутом виде, удобном для анализа, подобному множителю плоской решетки. Поэтому определение соотношений, характфизующих параметры выпуклых сканирующих решеток, и предельных возможностей рассматриваемого устройства представляют собой самостоятельную задачу в теории антенн. Четвертой немаловажной причиной, не позволяющей использовать известную теорию и методы расчета сканирующих плоских антенн, а также развитый синтез остронаправленных антенн, являются дефракционные явления на выпуклой поверхности с размещенными на ней излучателями. Физически эти явления в наиболее упрощенном виде могут быть учтены экранирующим действием на поле излучения одной части антенны другой ее частью в некотором секторе пространства
Определим оптимальные амшштудно-поляризационные распределения вектора плотности магнитного тока, а также коэффициент направленного действия (КНД) полусферической антенны при различных направлениях луча
Разработка алгоритма управления поляризацией наземной антенны
Канал связи с ограниченной полосой пропускания искажает спектр передаваемого сигнала, не пропуская обычно те его компоненты, которые соответствуют высокочастотной области спектра модулирующего колебания. Это приводит к растяжению элементов сигнала во времени и, следовательно, к наложению их друг на друга, т.е. к появлению межсимвольных помех (МП) [28,87,98].
Оптимальные алгоритмы приема дискретных сигналов в условиях МП являются нелинейными и весьма сложными. Вместе с тем широкое применение нашли методы приема, основанные на устранении МП принимаемого сигнала Для этого принимаемый сигнал до демодуляции подвергается линейной обработке (фильтрации). Такой подход приводит к задаче приема дискретной информации без памяти. Структуры получающихся при этом устройств оказываются достаточно простыми. Соответствующие линейные устройства называются выравнивателями каналов.
Модель системы передачи дискретной информации приведена на рисунке 2.7. Система включает в себя передатчик, канал связи и приемник, состоящий из выравнивателя и демодулятора Узкополосные цепи линейного тракта приемника включены в выравниватель, на вход которого вместе с сигналом поступает помеха
Информационный символ щ в момент времени г=іТ может принимать одно из т. значений, где т - основание кода Функция передатчика состоит в преобразовании последовательности a(t), к виду удобному для передачи по каналу связи, т.е. в сглаживании этой последовательности. В результате в канал поступает сигнал
Импульсная реакция передатчика u(t) описывает форму импульса, переносящего сообщение аь
Канал связи моделируется линейным нестационарным фильтром. Однако характеристики реальных каналов меняются медленно по сравнению со скоростью передачи информации, поэтому на длительности многих тактовых интервалов импульсную реакцию канала u(t) можно считать неизвестной, но практически неизменной.
Для спутниковых каналов связи метрового, дециметрового диапазонов при наличии отражений от земной поверхности характерно распространение сигнала по двум или немногим путям, т. е. ярко выраженная многолучевость отсутствует [34]. Синфазные и квадратурные компоненты в лучах предполагаются непрерывными гауссовскими марковскими процессами. Ограничимся далее случаем двух лучей. Оптимальная решающая схема может быть найдена и при отказе от этого ограничения, но тогда она становится весьма громоздкой при сохранении того же общего принципа построения, что и в двухлучевом канале. Будем также считать, что время распространения сигнала в лучах в точности известно. Это предположение можно оправдать тем, что существуют способы достаточно точного измерения запаздываний в лучах. Отказ от этого условия приводит к появлению дополнительного тракта отслеживания в оптимальной решающей схеме. При рассмотрении подоптимальных схем оба эти ограничения будут сняты. С учетом сформулированных выше ограничений для двойных ФМ сигналов, модель двухлучевого канала - длительность элемента сигнала; а с - несущая частота сигнала; т « Т время запаздывания между лучами (считается, что начало отсчета времени совмещено с началом прихода сигнала по первому лучу); (t) - БШ спектральной плоскости No, M (t) = ( cl(t) (t), цс2(0 H W) " векторный гауссов-ский марковский процесс с взаимно независимыми компонентами, который удовлетворяет векторному дифференциальному уравнению о энергия элемента сигнала на входе канала и отсутствия значительной межсимвольной интерффенции (т « Г) оптимальная решающая схема в установившемся режиме показана на рис. 2.8. Входные сигналы u(t) подаются на вход квадратурного расщепителя, с выхода которого сигналы попадают без задержки в тракт обработки второго луча и с задержкой на т - в тракт обработки первого луча. В этих схемах сначала производится умножение на огибающую сигнала A(t - кТ) с задержкой на т для первого и второго лучей. Результаты перемножения поступают на опорный тракты. В основных трактах сигналы проходят без изменения, а в опорных трактах они фильтруются RC-цепями с посто 85 ы h2,, Уд, d2,, % имеют соответственно смысл отношения энергии элемента сигнала к спектральной плотности БШ, коэффициента глубин замираний, коэффициента асимметрии квадратурных составляющих, коэффициента формы огибающей.
Далее, в опорных трактах производится, как видно из рис. 2.8, вычитание и добавление (после интегрирования) средних значений коэффициентов передачи Цс.с(8 ,, п = 1, 2, а также вычитание в опорных трактах каждого из лучей сигналов, сформированных на выходах опорных трактах каждого из лучей сигналов, сформированных на выходах опорных трактов другого луча Физический смысл последней операции состоит в том, что, поскольку лучи представляют собой помехи друг для друга, необходимо компенсировать эти помехи, по крайней мере их оценками, полученными на выходах опорных трактов.
Оптимальная решающая схема приємніша Сигналы, полученные на выходах всех четырех опорных трактов, перемножаются с соответствующими сигналами основных трактов, складываются и поступают на интегратор. Текущие значения результата интегріфования через нелинейный элемент с характеристикой th(-) поступают в качестве множителя на входы опорных трактов, осуществляя непрерывную обратную связь для «снятия модуляции». После интегрирования каждой из посылок, т.е. в моменты времени t = tk =кт, определяется знак сигнала на его выходе, интегратор «сбрасывается» на ноль, а разнополярные сигналы преобразуются в символы гк = (0,l)
Перемещение ИСЗ относительно земной станции приводит к изменению несущей частоты сигнала и деформации спектра сигнала -эффект Доплера. Уменьшение влияния доплеровского сдвига осуществляется с помощью схемы автоматической подстройки частоты или путем изменения несущей частоты пфедатчика по закону, обратному доплфовскому сдвигу, а полная компенсация достигается при использовании устройств с пфеменной, управляемой задфжкой группового высокочастотного сигнала, имитирующего процесс возникновения до 88 плеровского сдвига, но в обратном направлении, поэтому в математической модели эффект Доплера не учитывается [89].
Для математической модели двухлучевого распространения сигнала определены постоянные времени фильтрации в зависимости от отношения энергии элемента сигнала к спектральной плотности БШ, коэффициента глубины замирания, коэффициента асимметрии квадратурных составляющих, коэффициента формы огибающей и длительности информационного передаваемого пакета сообщения (рис2.9). По результатам расчетов (см. приложение 3) выбраны оптимальные параметры для решающей схемы приемника
Экспфиментальные установки для исследований канала связи через низкоорбитальные ИСЗ.
Для связи ЭВМ с внешними устройствами используется параллельный интерфейс Centronics, который обеспечивает большую скорость обмена и пропускную способность канала связи, что необходимо при работе узла с максимальной загрузкой (обслуживание 10 антенн). Параллельный интерфейс-восьмизарядный, т.е. максимальное число комбинаций равняется 256. При повороте антенны по азимуту на 360 град, максимальная точность наведения будет ограничена 360/256=1,4 градусами, что при использовании антенн с широкой диаграммой на-правленности удовлетворяет заданным требованиям по точности позиционирования [39, 43].
Входом для устройства является параллельный порт ПК, выходом - входы цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) СУ. В качестве ЦАП выбрана микросхема К572ПА, которая имеет два входа управления и два внутренних регистра. В зависимости от состояния входов управления можно задавать различные режимы работы. В схемах формирования управляющих сигналов и регистров использованы МС серий К1533 и К555 из-за высокого быстродействия и низкой потребляемой мощности.
Устройство сопряжения [38] реализовано на двух печатных платах (в данном случае для управления одной антенной), работает в комплексе узла цифровой связи и совместно с разработанной программой расчета траекторий движения низкоорбитальных ИСЗ позволяет осуществлять пакетную передачу данных в цифровом виде (см. приложение 8). Проектирование ІШ осуществлялось с применением пакета программ P-CAD версии 4,5.
Высокочастотная часть состоит из четырех антенн типа "волновой канал" (крестообразное расположение излучающих элементов) и кабелей, соединяющих антенны со входами трансиверов.
Антенна типа "волновой канал" была смоделирована с помощью программы "Yiagi Optimizer". Программа быстро и с достаточной точностью рассчитывает следующие параметры: - коэффициент усиления антенны; - параметры диаграммы направленности; - значение полного сопротивления (импеданс).
Программа "YO" имеет цикл контроля и автоматической оптимизации. Эта процедура одновременно регулирует все длины элементов и интервалы между ними, добиваясь такого расположения, когда все параметры оптимальны для указываемого пользователем критерия. "YO" анализирует антенные системы при определенной частоте или в диапазоне, при указании верхней, средней и нижней частоте. При этом на экран выводятся все три диаграммы (для каждой из частот), значение коэффициента усиления, значение импеданса и коэффициент стоячей волны. "YO" считывает геометрию антенных систем из входного файла с расширением . YAG. Соддэжание строк:
Необходимые для перемещения вектора поляризации сдвиги фаз достигаются питанием вибраторов антенн через комбинации четвертьволновых шлейфов. Для обеспечения фазового сдвига равного 90 используется один четвертьволновый пьггейф (р=75 Ом), а для фазового сдвига равного 180- комбинация из двух последовательно включенных четвертьволновых шлейфов и так далее.
Вследствие того, что по схеме используется поочередное подключение к трансиверу, то одной части антенны, то сразу двух меняется и сопротивление нагрузки, поэтому требуется согласующее устройство. Была разработана следующая схема: от трансивера до антенной системы используется коаксиальный кабель с волновым сопротивлением 50 Ом, где он разветвляется и подключается к высокочастотным коммутаторам при помощи коаксиальных кабелей с волновым сопротивлением 75 Ом, этим же кабелем соединяются коммутаторы и антенны. Данный выбор объясняется допустимым значением коэффициента стоячей волны (КСВ). Для определения КСВ необходимо сначала найти коэффициент отражения (отношение напряжения отраженной волны к напряжению падающей волны на нагрузке), который можно найти по формуле:
В случае включения одной части антенны: КСВ=(1+0.2)/(1-0.2)=1.5 -В случае одновременного включения двух частей антенны:
КСВ=(1+0.143)/(1-0.143)=1.33 . Поскольку величина I Г может изменяться в пределах от нуля до едашицы, пределами изменения КСВ являются 1 и 8 . Полному отражению от нагрузки соответствует бесконечно большой КСВ. Режим идеального согласования с нагрузкой характеризуется величиной КСВ, равной 1 . С помощью второй экспериментальной установки были оценены поляризационные замирания для вертикальной и горизонтальной поляризаций, регистрируемых одновременно (рис. 4.6). Были использованы ненаправленные полуволновые вибраторы, расположенные друг относительно друга под углом 90 и переключаемые с помощью p-i-n диодов (рис. 4.7).
Эксперимент по исследованию канала связи через низкоорбитальные ИСЗ проводился на универсальных установках с использованием антенны типа "волновой канал" с крестообразно расположенными излучающими элементами и ненаправленных полуволновых вибраторах, расположенных друг относительно друга под углом 90 на частотах 137-146 МГц ггоинимаемого сигнала с различных орбитальных групп низкоорбитальных ИСЗ [95].
В качестве измерительного приемника использовался измеритель напряженности поля FSM-8,5, включающего в себя селективный мнх-ровольтметр SMV-8,5 с диапазоном частот 26-1000 МГц, предназначенного для исследования спектра периодических сигналов, определения спектральной плотности шумов, измерения больших затуханзш и малых коэффициентов нелинейных искажений. [11, 12] Селективные микровольтметры - это высокочувствительные приемники гетеродинного типа с настройкой на определенную частоту или узкий интервал частот, упрощенная структурная схема селективного микровольтметрз приведена на рисунке
Селективный микровольтметр SMV-8,5 представляет собой су-пергетфодинный приемник с тройным преобразованием частоты. Работает он следующим образом (рис. 4.9). Сигнал с измерительных антенн А подается на усилитель высокой частоты УВЧ через регулируемый аттенюатор. После усилителя сигнал поступает на преобразователь частоты Пр1, затем усилитель УІЇЧ-1., преобразователь Пр2, усилитель УПЧ-2, преобразователь ПрЗ, усилитель УПЧ-3, аттешоатор Ат2 и далее на схемы детектирования Д, усилители УНЧ и УТЛ, громкоговоритель Гр и стрелочный индикатор И. Детекторы Д обеспечивают измерение среднего, пикового и квазипикового значений синусоидального и импульсного сигналов, перед измерением предусмотрена калибровка микровольтметра с помощью генератора Гк. Благодаря тройному преобразованию частоты микровольтметр имеет избирательность: при широкой полосе 120 кГц на уровне 6 дБ и 300 кГц на уровне 40 дБ; при узкой полосе 20 кГц на уровне ЗдБ и 200 кГц на уровне 40 дБ. Погрешность измерения синусоидального напряжения ±1 дБ в диапазоне значений 0-120 дБ относительно 1 мкВ. Погрешность измерения напряжения поля прибором FSM-8,5 не более ±3 дБ.
