Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Организация систем скрытной радиосвязи 13
1.1. Проблема защиты информации 13
1.2. Повышение скрытности линий радиосвязи 15
1.3. Средства обнаружения факта скрытной передачи 19
1.4. Постановка задачи исследования 24
Глава 2. Анализ аппаратуры обнаружения 26
2.1. Общие вопросы панорамного анализа радиоэфира 27
2.2. Параллельные обнаруживающие приемники 32
2.3. Последовательные обнаруживающие приемники 39
2.4. Дисперсионные обнаруживающие приемники 47
2.5. Цифровые обнаруживающие приемники 53
2.6. Сравнительные характеристики средств обнаружения 56
2.7. Выводы 58
Глава 3. Анализ систем скрытной радиосвязи 60
3.1. Оценка защищенности линии радиосвязи 60
3.2. Основные соотношения 70
3.3. Анализ возможности скрытной передачи 78
3.4. Примеры расчета защищенности линий связи 84
3.5. Выводы 86
Глава 4. Повышение сигнальной защищенности 89
4.1. Выбор сигналов для скрытной передачи 89
4.2. Система радиосвязи с повышенной защищённостью... 91
4.3. Анализ параметров сигнала, повышающих риск обнаружения 95
4.3.1. Начальное фазирование каналов 95
4.3.2. Выбор канальных частот 101
4.4. Стохастизация фазовых соотношений 108
4.4.1. Влияние дополнительного фазирования на неравномерность спектра 108
4.4.2. Устройство для стохастизации фазовых сдвигов 114
4.5. Выводы 120
Глава 5. Экспериментальные исследования 122
5.1. Цели и методы экспериментальных работ 122
5.2. Имитационная модель взаимодействия скрытной линии связи и обнаруживающего приемника 123
5.3. Исследование процесса обнаружения скрытной передачи 131
5.4. Исследование системы скрытной передачи со стохастизацией фазовых соотношений 138
5.5. Выводы 147
Заключение 148
Список литературы 150
- Средства обнаружения факта скрытной передачи
- Дисперсионные обнаруживающие приемники
- Примеры расчета защищенности линий связи
- Влияние дополнительного фазирования на неравномерность спектра
Средства обнаружения факта скрытной передачи
Вторичная обработка индивидуальна для каждого класса сигнала. Например, если обнаруживающая аппаратура приняла решение, что обнаруженный сигнал относится к классу ШПС, то аппаратура будет анализировать базу сигнала, тактовую частоту кода и попытается определить его порождающий полином. Если обнаруженный сигнал будет классифицирован, как сигнал с хаотической несущей, то аппаратуре обнаружения необходимо будет вычислить показатель Ляпунова [19] для определения того, детерминированный это процесс или естественный шум. Зачастую успех вторичной обработки зависит от опыта оператора обнаруживающей аппаратуры.
Обнаружение радиосигналов скрытных систем связи осуществляется с использованием специальной аппаратуры [20 - 22]: индикаторов поля, радиочастотомеров, интесепторов, сканерных приемников, анализаторов спектра, программно-аппаратных комплексов контроля и т.д.
Простейшим и наиболее дешевыми обнаружителями радиоизлучений являются индикаторы электромагнитного поля, которые световым или звуковым сигналом оповещают о наличии в точке расположения антенны электромагнитного поля с напряженностью выше пороговой (фоновой). Более сложные из них - частотомеры обеспечивают измерение несущей частоты наиболее мощного в точке приема сигнала.
Для обнаружения радиоизлучений в ближней зоне могут использоваться специальные приборы, называемые интерсепторами. Интерсептор автоматически настраивается на частоту наиболее мощного сигнала и осуществляет его детектирование.
Чувствительность обнаружителей поля, частотомеров и интерсепторов мала, поэтому они позволяют обнаруживать радиоизлучения в непосредственной близости от их источников. Существенно более высокую чувствительность имеют специальные радиоприемники с автоматизированным сканированием радиодиапазона (сканерные приемники или сканеры). Они обеспечивают поиск в диапазоне частот от десятков килогерц до единиц гигагерц. Лучшими возможностями по обнаружению радиосигналов обладают анализаторы спектра. Кроме перехвата излучений они позволяют анализировать их характеристики, спектральные свойства сигналов, что немаловажно при обнаружении систем, использующих для передачи информации сложные виды сигналов.
Возможность сопряжения сканирующих приемников с портативными компьютерами послужило основой для создания программно-аппаратных комплексов контроля.
Индикаторы электромагнитного поля (далее индикаторы поля) позволяют обнаруживать системы, использующие для передачи информации практически все виды сигналов, включая шумоподобные сигналы, сигналы с псевдослучайной перестройкой несущей частоты и сигналы с хаотической несущей.
В качестве индикаторов поля используются [23] отечественные приборы: ИПФ-Ч, D-006, ИП-3, ИП-4, а также импортные - VL-500P, HKG GD 4120, TRD-800 и др.. Индикаторы поля работают в диапазоне от (10...20) МГцдо(2...4)ГГц.
Принцип действия приборов основан на интегральном методе измерения уровня электромагнитного поля в точке их расположения. Наведенный в антенне и продетектированный сигнал усиливается. В случае превышения уровнем этого сигнала установленного порога срабатывает звуковая или световая сигнализация. Ряд индикаторов поля [20] позволяют определять относительный уровень сигнала по стрелочному или жидкокристаллическому индикаторам.
Некоторые индикаторы поля (например, прибор HKG GD 4120 [23]) позволяют осуществлять детектирование сигналов с амплитудной и с частотной модуляцией в диапазоне частот от 10 МГц до 2 ГГц и определять, где находится источник сигнала - в ближней или дальней зонах. Недостатком индикаторов поля является их малая чувствительность (обычно 1...3 мВ), что позволяет обнаруживать передатчики систем лишь вблизи их расположения.
В результате развития индикаторов поля созданы специализированные широкополосные радиоприемные устройства - интерсепторы. Они автоматически настраиваются на частоту наиболее мощного радиосигнала и осуществляют его детектирование (обычно, уровень этого сигнала на (15...20) дБ превышает все остальные).
Например, интерсептор R11 позволяет осуществлять прием и детектирование сигналов с частотной модуляцией при девиации частоты не более 100 кГц) в диапазоне от 30 МГц до 2 ГГц. Чувствительность интерсептора R11 достигает 100 мкВ на частоте 500 МГц. Хотя интерсептор не позволяет точно измерить частоту принимаемого сигнала, тем не менее, с помощью светодиодных индикаторов можно установить поддиапазон частот, в который попадает принимаемый сигнал. Принцип "захвата" частоты радиосигнала с максимальным уровнем и последующим анализом его характеристик микропроцессором положен в основу работы современных портативных частотомеров. Микропроцессор производит запись сигнала во внутреннюю память, цифровую фильтрацию, проверку на стабильность и когерентность сигнала, измерение его частоты с точностью до единиц Гц. Кроме того, такие частотомеры позволяют определять относительный уровень сигнала. Широко применяются частотомеры фирмы "Optoelectronics" - Ml, Scout, Cub. Диапазон определяемых частот сигналов простилается от 10 Гц до 3 ГГц. Встроенный интерфейс позволяет использовать некоторые частотомеры для управления сканерными приемниками [23]. Весьма совершенным из данного типа приборов является [24] специальный приемник "Xplorer". Он позволяет производить автоматический или ручной захват радиосигнала в диапазоне частот от 30 МГц до 2 ГГц. Приемник имеет функции блокировки до 1000 частот и до 500 частот с дополнительной информацией о дате и времени записи.
Дисперсионные обнаруживающие приемники
Метод дисперсионного анализа спектров сигналов основан на использовании особенностей распространения радиосигналов в замедляющих системах с частотной дисперсией. Особенность используемого явления заключается в том, что за счет дисперсии скорости распространения сигнала в системе осуществляется его спектральное разложение во времени [33].
Расширенные возможности дисперсионно-временных приемников наиболее часто используются при решении двух самостоятельных задач: собственно анализа спектров в реальном масштабе времени и измерения спектров радиоимпульсов. При определении спектра каждого радиоимпульса из поступающей на вход приемника последовательности цикл измерений должен начинаться с приходом импульса и заканчиваться до поступления следующего. Режим анализа в реальном масштабе времени в этом случае неприемлем, так как при отсутствии кратности периодов выборок и повторения импульсов некоторые из радиоимпульсов будут попадать на границы раздела соседних выборок, что исказит результаты измерений.
Анализирующим элементом в таких устройствах является дисперсионная линия задержки (ДЛЗ). В таких линиях время задержки гармонического сигнала зависит от его частоты. Обычно используют линии, в которых эта зависимость линейна в определенном диапазоне частот [33].
Дисперсионные линии задержки могут быть построены, например, на базе акустоэлектронных приборов. В таких устройствах [42] входные электрические сигналы преобразуются в акустические волны, которые распространяются в поверхностном слое пьезоэлектрика или металла. Широкая полоса, жесткость конструкции, надежность, небольшие габаритные размеры стимулируют построение на их основе различных устройств формирования и обработки сигналов, в том числе дисперсионных линий задержки. Предельные возможности акустоэлектронных приборов определяются скоростью распространения поверхностной акустической волны (ПАВ), которая составляет примерно 1 ... 10 км/с. Кроме того, на качество функционирования ДЛЗ влияют ограничения на длину кристаллов и разрешающую способность существующих методов фотолитографии. Первое из них определяет предельную задержку, а второе — рабочую частоту и полосу пропускания акустоэлектронных приборов. К недостаткам акустоэлектронных приборов следует отнести большой уровень вносимых потерь, наличие ложных откликов, связанных с многократными переотражениями акустических волн, температурную нестабильность, обусловленную свойствами материала подложки.
Большое затухание ПАВ и ограниченные возможности фотолитографии (на частоте 1 ГГц требуется разрешение 1 мкм) затрудняют создание акустоэлектронных приборов на частотах более 1 ... 2 ГГц. Эти причины, а также появление высококачественных эпитаксиальных пленок железоиттриевого граната обусловили интерес к исследованию магнитостатических спиновых волн (МСВ) и созданию на их основе компактных устройств обработки сигналов СВЧ-диапазона [43]. Возможность построения более широкополосных ДЛЗ на МСВ объясняется как меньшим затуханием МСВ по сравнению с ПАВ, так и большей скоростью распространения (до 103 км/с), что в значительной степени снижает требования к методам фотолитографии (например, на частоте 12 ГГц необходимое разрешение составляет 10 мкм). Приборы на ПАВ и МСВ имеют много общего, что позволяет использовать при создании приборов на МСВ в диапазоне частот 1 ... 40 ГГц не только ту же технологию, но и многие конструктивные решения, применяемые в приборах на ПАВ в диапазоне частот 100... 1000 МГц [42].
Допустим, что на вход дисперсионной линии задержки поступает исследуемый радиоимпульс. Отдельные спектральные составляющие импульса будут претерпевать задержку, пропорциональную их частотам, следовательно, огибающая выходного напряжения линии задержки будет соответствовать форме спектральной функции радиоимпульса.
Примеры расчета защищенности линий связи
Рассмотрим противодействующие систему скрытной передачи с промежуточным накоплением производства ЗАО ГРАНТ [68] и портативный анализатор спектра БЕЛАН производства ЗАО "Элвира" [27].
Система с промежуточным накоплением регулярно накапливает информацию об акустическом сигнале с полосой Fc — 5 кГц в течение двух секунд и затем ускоренно излучает этот пакет в течение следующих 40 миллисекунд. Таким образом, скважность работы системы передачи составляет \ = 50.
Анализатор спектра может просматривать диапазон рабочих частот Fjf= 0,1 ... 2200 МГц, разрешающая способность АР устанавливается в пределах от 1 кГц до 1 МГц, а набор видеофильтров позволяет интегрировать сигнал с постоянными времени т от 0,1 с до 10"6 с.
Пусть такой анализатор спектра находится в режиме обнаружения 8 часов (время анализа Гд = 8 часов), что соответствует рабочему дню, сканирует весь свой рабочий диапазон частот с полосой фильтра промежуточной частоты AF =10 кГц и временем накопления Т = 1 мс. Параметр временного накопления составляет в этом случае р=10. Количество полос сканирования составляет N = Fp/AF = 2,2-105, коэффициент использования частотного диапазона М = 4,4-105, а количество циклов сканирования К = 99. Определим отношение сигнал/шум, которое должно быть на входе анализатора спектра, чтобы за восемь часов наблюдения обеспечить вероятность правильного обнаружения 0,99, а вероятность ложной тревоги в одном дискрете была менее 10"8. Из формулы (3.2.9) получаем, что пороговое отношение сигнал/шум составляет
Для указанных выше параметров анализатора получаем, что отношение сигнал-шум по мощности на его входе анализатора должно составить q0m = 12,6= 11 дБ.
Согласованный приемник осуществляет согласованный когерентный прием, поэтому отношение сигнал/шум по мощности на его входе составляет [69]:
Пусть вероятность ошибки в согласованном приемнике Рош=10 4. В этом случае из (3.4.2) получаем qc = 6,8 = 8,3 дБ.
Для определения соотношений расстояний между передатчиком и спектроанализатором для обнаруживающей линии и между передатчиком и согласованным приемником для основной линии передачи воспользуемся формулой (3.2.6). Положим, что значения коэффициентов направленного действия в соответствующих направлениях, равны 1, а дополнительные потери распространения электромагнитных волн вдоль поверхности отсутствуют. Тогда получаем, что за 8 часов спектроанализатор обнаружит систему с накоплением на расстоянии R0QH = 0,7-Rc (с учетом того, что сканирование ведется во всем рабочем диапазоне частот). Пример 2. Пусть тот же анализатор, как в примере 1, сканирует весь рабочий диапазон частот с полосой фильтра промежуточной частоты /SF = 300 кГц и временем накопления Г = 1 мс, тогда р = 300. Требуется найти расстояние, на котором прибор обнаружит систему с широкополосным сигналом, полоса частот которого составляет 6 МГц, а база равна 63, при одном периоде сканирования (К = 1). Тогда количество дискретов составляет N = 7333, время, затраченное на один проход всего диапазона равно N = 7,3 с; а М = 366. Значения вероятностей такие же, как и в первом примере. Воспользовавшись формулами из первого примера ( ; = 1) получим #0бні = 0,4 = -4 дБ; qc = 0,1 = -10 дБ. Таким образом, данный спектроанализатор обнаружит такую систему на расстоянии і?обн = 0,5RC за 7,4 секунды с вероятностью правильного обнаружения 0,99.
При разработке системы скрытной радиопередачи необходимо на основе игровых соображений о ценности передаваемой информации для передающего участника, об ущербе для него из-за обнаружения факта передачи и с учётом своих оценок ресурсных возможностей, которые задействует противодействующий участник в обнаруживающем приёмнике, назначить цену игры в виде вероятностей правильного распознавания и срыва синхронизации в согласованном приёмнике, а также вероятностей правильного обнаружения и ложной тревоги в противодействующей аппаратуре обнаруживающего приёмника. Далее надо оценить диапазон частот, который будет сканировать обнаруживающий приёмник, и установленную в нём разрешающую способность, исходя из представлений противника о возможной несущей частоте и о полосе частот, занимаемой сигналом скрытного передатчика. Этих данных будет достаточно, чтобы при помощи представленного выше в данной главе вероятностного подхода рассчитать, насколько далеко от передатчика может находиться согласованный приёмник, если известно расстояние до обнаруживающего приёмника, способного за заданное время обнаружить факт передачи. Если оба расстояния известны, то можно рассчитать продолжительность работы передатчика до его обнаружения с заданной вероятностью.
Кроме того, разумеется, следует рассчитать минимально необходимую мощность передатчика, при которой на заданном расстоянии распознавание переданных символов в согласованном приёмнике с известной чувствительностью и в известной помеховой обстановке будет происходить с заданным уровнем ошибок.
Если такие расчёты покажут невозможность обеспечения тактико-технических требований скрытности при простом типе сигнала, то оптимальная стратегия разработчика скрытной линии передачи будет состоять в усложнении вида сигнала. Например, можно увеличить длину кодирующей ПСП последовательности, применить ППРЧ с увеличенной длиной кода или девиацией, использовать прерывистую передачу с той или иной скважностью, использовать согласованные по поляризациям направленные антенны, применить сигнал с дополнительной стохастиза-цией частотных или фазовых соотношений для выравнивания спектральной плотности или для уменьшения значения пик-фактора, использовать многочастотные сигналы. Наконец, можно применить другие мероприятия, повышающие защищённость от энергетического обнаружения факта передачи. Каждое из них приведёт к изменению значений определённых коэффициентов в полученных выше соотношениях и необходимо будет провести дополнительный вероятностный расчёт каждого варианта.
Основные результаты главы можно сформулировать следующим образом:
1. Развит вероятностный подход к оценке степени защищенности систем связи с различными видами сигналов, приведены необходимые выражения.
2. Показано, что для достижения повышенной вероятности правильного обнаружения скрытной передачи обнаруживающий приёмник будет вынужден увеличивать параметр временного накопления.
Влияние дополнительного фазирования на неравномерность спектра
С целью повышения защищенности системы связи от обнаружения факта передачи и разведывания параметров сигнала предлагается [84] вводить дополнительную стохастизацию фазовых сдвигов между подим-пульсами и частотными каналами в передаваемом сигнале, что повышает равномерность спектра, усредненного за время наблюдения в обнаруживающем приемнике [85].
Рассмотрим стохастизацию фазовых сдвигов в одноканальном варианте передатчика ШПС. Этот метод позволяет устранять нежелательные спектральные составляющие в спектре ШПС [86]. Структурные схемы таких передатчика и приёмника изображены на рис. 4.4.1. Они соответствуют структурной схеме системы, приведенной на рис. 4.2.1, с некоторыми изменениями, которые поясняются ниже.
Между модулятором (М) и усилителем мощности (УМ) (рис. 4.2.1) вводится управляемый фазовращатель (Фвр). Формируемые фазовые сдвиги Фо(т, t) образуют ступенчатую функцию, где т - номер дискрета переключения фазы во времени. Ординаты функции Ффп, t) в общем случае равномерно распределены на интервале (0, %), а длительность каждой ступени Т„ кратна длительности информационного бита
Тст=Ь-М-т, где Ъ - коэффициент кратности стохастизации. В качестве стохастизирующего сигнала Фп(т, t) следует взять случайную последовательность с одинаковой вероятностью появления дискретных ординат.
В приемнике вводится устройство компенсации фазового сдвига (УКФС). Его задачей является скомпенсировать фазовый сдвиг, введенный в передатчике.
Значения Фо(т, t) могут быть квантованы по уровням с определенной разрядностью. В предельном случае дополнительная стохастизирующая фазовая манипуляция оказывается двухуровневой и фазовращатель (Фвр) можно совместить с основным модулятором передатчика, осуществив перемножение стохастизирующего сигнала Фп(т, t) и расширяющей спектр ПСП 1 . Другими словами, в частном случае функция 0n(m,t) может быть двухуровневой, а дополнительный фазовращатель для стохастизации фазового сдвига не потребуется, закон стохастизирующей последовательности можно ввести вместе с расширяющей спектр ПСП на входе модулятора [84]. Тогда в качестве источника стохастизирующей последовательности можно использовать достаточно длинную М-последовательность, поскольку генераторы таких последовательностей довольно просты в реализации [87]. Структурная схема передатчика системы связи со стохастизацией фазовых сдвигов при помощи двухуровневой ПСП и приемника приведены на рис. 4.4.2.
Вместо фазовращателя введен перемножитель (П), но располагается он между кодером (К) и модулятором (М). Эффект стохастизации фазовых сдвигов достигается за счет перемножения кодовой последовательности на стохастизирующую последовательность Фо(т, t) на видеочастоте до модулятора. В этом случае информационная единица передается кодом К\ и ему обратным, а информационный ноль кодом Ко и ему обратным.
Спектр монохроматического сигнала содержит дискретную компоненту на частоте fQ, поэтому вычисление для него относительного среднеквадратического отклонения не имеет смысла.
Рассмотрим теперь спектр кодированного (Мэ =15) сигнала us(t), состоящего из М\ бит (Mi = 50), без стохастизирующей манипуляции фазы (L= 1). На рис. 4.4.4 (приложение 3) изображен главный лепесток спектра (0,75 f/fo 1,25) в этом случае.
Спектр кодированного сигнала (Мэ = 15, М\= 50) без стохастизации, Фо(і) — 0.
Из рис. 4.4.4 видно, что в спектре сигнала присутствуют дискретные спектральные компоненты. Разведывательный приемник с высоким разрешением сможет различить эти компоненты и обнаружить сигнал .
В исходный фазоманипулированный сигнал (Мэ = 15), спектр которого изображен на рис. 4.4.4., введем стохастизацию при помощи ступенчатой случайной функции Фо(т, t). Рассмотрим четыре варианта выбора Фо(т, t). Вариант А - ординаты стохастизирующей функции Ф0(т, і) равномерно распределены на интервале (0, тс). Варианты Б, В и Г соответствуют двухуровневой Фо\т Ч г с различной длиной L\ — 7, L\ = 15 иХі = 31 стохастизирующей последовательности. На рис. 4.4.5 изображен спектр сигнала us(f) для варианта А (приложение 3).
