Содержание к диссертации
Введение
1. Двусторонняя связь - современное состояние и перспективы развития .
1.1 Постановка задачи. 15
1.2 Анализ существующих методов адаптивной фильтрации . 17
1.2.1 Временная область обработки 26
1.2.2 Частотная область обработки 29
1.3 Разработка алгоритмов разделения сигналов, инвариантных к корреляционным связям сигналов передачи и приема 38
1.3.1 Частотная область обработки 38
1.3.2 Временная область обработки 66
1.4 Исследование процесса сходимости компенсатора ОКМ первого порядка 78
Выводы по первому разделу диссертации 83
2. Синтез и анализ управляемых цифровых фильтров . 85
2.1 Постановка задачи. 85
2.2 Анализ эффективности работы компенсаторов ОКМ различных порядков на основе использования блоков памяти 87
2.3 Анализ эффективности работы компенсаторов ОКМ первого и второго порядков 119
2.3.1 Частотная область обработки 119
2.4 Анализ эффективности работы компенсатора ОКМ третьего порядка 137
2.4.1 Частотная область обработки 137
2.5 Свойства относительного компенсационного метода в сочетании с методом наименьших квадратов 145
2.5.1 Временная область обработки 145
2.5.2 Частотная область обработки 153 2.6 Разработка и анализ нелинейных алгоритмов ОКМ в частотной области обработки 156
Выводы по второму разделу диссертации 169
3. Использование относительного компенсационного метода при построении дуплексных систем связи 170
3.1 Постановка задачи 170
3.2 Синтез дуплексных цифровых систем передачи на основе использования относительного компенсационного метода 172
3.3 Синтез дуплексных цифровых регенераторов и анализ их работы 191
3.4 Разработка и анализ адаптивного дуплексного усилителя сигналов 197
3.5 Синтез и анализ дуплексного УПС для работы по частотно-ограниченым каналам 204
Выводы по третьему разделу диссертации 218
Экспериментальное исследование относительных компенсационных методов и варианты технической реализации 219
4.1 Постановка задачи 219
4.2 Экспериментальное исследование основных характеристик относительных компенсационных методов 222
4.2.1 Временная область обработки 222
4.2.2 Частотная область обработки 241
4.3 Использование относительных компенсационных методов в новых технологиях DSL 259
4.3.1 Односторонняя совместная работа АСП и ЦСП при двухкабельном режиме работы 259
4.3.2 Совместная работа АСП и ЦСП при одностороннем однокабельном режиме работы 261
4.3.3 Совместная работа ЦСП и АСП при двухстороннем (дуплексном) режиме работы 263
Выводы по четвертому разделу диссертации 272
5. Разработка и исследование оборудования дуплексной связи, построенной на основе использования зеркально-симметричных структур с блоками памяти 274
Основные результаты исследований 290
Список используемых источников 293
- Анализ существующих методов адаптивной фильтрации
- Анализ эффективности работы компенсаторов ОКМ различных порядков на основе использования блоков памяти
- Синтез дуплексных цифровых систем передачи на основе использования относительного компенсационного метода
- Экспериментальное исследование основных характеристик относительных компенсационных методов
Введение к работе
В связи с широким внедрением оптоволоконных кабелей связи и цифровых высокоскоростных систем связи встала задача доведения «цифры в каждый дом». Интерес к данной задаче резко возрос в конце 80-х - в начале 90-х годов, когда стало ясно, что услуги аналоговой Сети связи перестали удовлетворять пользователей. С приходом высокоскоростных магистральных систем связи и цифровых коммутационных станций появилась возможность постепенно предоставлять новые услуги связи. В этой связи, «последняя миля» стала сдерживающим фактором в развитии услуг связи.
Наиболее предпочтительным и экономически оправданным способом увеличением емкости распределительной сети является организация дуплексного режима работы по двухпроводному каналу связи. Однако, работа такого метода осложнена наличием эхо -сигналов.
В работах /1-5, 7-24, 27-36, 47, 48/ предлагаются методы борьбы с эхо - сигналами, которые сводятся к выборке в специальном четырехполюснике копии эхо - сигналов и, в дальнейшем, вычитании их из суммарного принимаемого и эхо - сигнала.
Метод борьбы с эхо - сигналами в литературе получил название компенсационного метода организации дуплексной связи. Вопросы, связанные с использованием адаптивной эхо - компенсации в устройствах связи неоднократно рассматривались МККТТ и получили свое развитие в соответствующих рекомендациях /39/.
На основе использования компенсационного метода работают все современные технологии xDSL.
Первой из xDSL является технология U-интерфейса ISDN, обеспечивающая дуплексную передачу со скоростью 160 кбит/с по одной витой паре. Эта технология широко распространена и, кроме сетей ISDN, применяется для создания оборудования уплотнения абонентских линий и модемов на малую длину регенерационного участка.
Следующей технологией является высокоскоростная цифровая абонентская линия HDSL (High-rate Digital Subscriber Line). Технология HDSL обеспечивает дуплексный обмен на скорости 2048 кбит/с. Для передачи используются две или три кабельные линии. Дальнейшим развитием технологии HDSL явилось появление технологии симметричной высокоскоростной цифровой абонентской линии, работающей по одной паре SDSL(Single Pair Symmetrical Digital Subscriber Line). В последние годы разработаны технологии ADSL и VDSL. Технология асимметричной цифровой абонентской линии ADSL (Asymmetric DSL) обеспечивает передачу свыше 8 мбит/с в направлении от станционного комплекта к абонентскому комплекту и 1 мбит/с в обратном направлении и обещает быть весьма перспективной для доступа к сети Интернет. Однако для систем цифровой связи такая технология вряд ли найдет широкое)п применение, так как здесь необходима симметричная дуплексная связь.
Технология VDSL (Very High-bit-rate DSL) пока еще не вышла из стен лабораторий, однако ряд производителей заявил о готовящемся выпуске подобного оборудования в 1999 году.
Перечисленные выше технологии первоначально рассматривались как технологии абонентского доступа и предназначались, в первую очередь, для уплотнения абонентских линий, проложенных от станции до месторасположения абонентов. Однако применение xDSL много шире.
В странах Америки компании-производители добились максимального объема поставок оборудования xDSL для межстанционной связи со скоростью передачи 1,5 мбит/с по американскому стандарту Т1. В Европе фирмы-производители используют технологии xDSL для организации новых трактов по Европейскому стандарту Е1 (функциональный аналог Т1).
Во всех технологиях xDSL используется адаптивная эхо-компенсация. Параметры адаптивной эхо-компенсации определяются длиной абонентской линии на городских телефонных сетях России. Средняя длина абонентской линии составляет 1280 м, а максимально возможная длина не превышает 5 км. По данным зарубежных изданий Европы, 60% длин укладывается в 6 км, а 95% -в 12 км., поэтому базовая дальность всех систем HDSL не превышает 5 км при диаметре жил абонентской линии (0,4 - 0,5 мм). Так как абонентская линия в подавляющем большинстве составлена из линий разного сечения, то HDSL должна быть работоспособной для линий самых сложных топологий. Помимо этого, технология HDSL должна сосуществовать с аналоговыми системами, работающими по соседним парам, даже с обычным аналоговым телефоном.
Оборудование HDSL является адаптивным и учитывает особенности каждой подключаемой линии, такие как: затухание линии; нелинейность ФЧХ; перекрестные наводки; радиочастотная интерференция; групповое время распространения. Помимо перечисленных особенностей работы HDSL, необходимо, чтобы предлагаемые алгоритмы были реализованы в реальном масштабе времени. Последняя особенность построения оборудования HDSL требует o6-/v работки сигналов в частотной области. К большому сожалению, не все перечисленные особенности работы оборудования HDSL учитываются должным образом. Результатом этого является большая критичность известных образцов xDSL к подключаемым абонентским линиям, большой уровень шумов. Помимо этого, реализовать технологии HDSL на скорости передачи вплоть до 51 мбит/с практически невозможно из-за нереализуемости на современном этапе таких алгоритмов в реальном масштабе времени.
Качество работы оборудования HDSL зависит от двух составляющих: качества работы адаптивной эхо-компенсации и используемого вида модуляции.
В адаптивной эхо - компенсации при больших скоростях обработки сигналов предпочтительно использовать частотную обработку. Для сходимости в известных алгоритмах и для поддержания их рабочих параметров необходимо, чтобы передаваемые и принимаемые сигналы были некоррелированы. В случаеідаже частичной корреляции двух линейных сигналов адаптивный фильтр начинает, компенсировать принимаемые сигналы, делая тем самым невозможной работу в дуплексном режиме. Для исключения данного недостатка используются различные полиномы скремблеров на передаче и приеме. Помимо этого, приходится существенно уменьшать длину регенерационного участка.
В качестве линейного кода используется кодирование 2B1Q (2 binary - 1 quaternary), либо CAP (Carrierless Amplitude and Phase Modulation). Первый вид модуляции используется для организации дуплексного обмена на сравнительно коротких длинах регенерационного участка. Это объясняется тем, что максимум энергетического спектра у кода 2B1Q наблюдается на частоте f/4, где f - максимальная тактовая частота группового двоичного потока. Тем не менее, данный вид модуляции используется в ряде оборудования HDSL, в частности WATSON2.
Второй вид модуляции имеет две модификации: САР-64 и САР-128 - соответственно 64-позиционная и 128-позиционная амплитудно-фазовая модуляция. Особенностью САР-64 и САР-128 является то, что максимум энергетического спектра лежит на f/8. Из-за сравнительно низкой линейной скорости передаваемых и принимаемых сигналов (всего 128 кбит/с) и малой ширины энергетического спектра линейного сигнала влияние систем HDSL на соседние пары невелико. Однако принципиально устранить влияние оборудования HDSL на другие параллельно работающие системы не удается.
Большой вклад в решение проблемы адаптивной эхо - компенсации внесли работы: Курицына С.А., Заславского К.Е., Снегова А.Д., Цыпкина Я.З., Стратановича Р.Л., Тихонова В.И., а также зарубежных авторов: Сондхи М.И., Беркли Д.А., Голденберга Н.Р., Бос-телмана Г. и многих других.
Однако, полученные результаты не получили должного распространения на практике. Одна из причин этого заключается в том, что использованные критерии оптимальности не учитывали, в полной мере, реальные условия передачи и приема сигналов. В частности, не учтены корреляционные связи сигналов двух направлений, следствием этого является компенсация принимаемого сигнала совместно с эхо - сигналом.
Алгоритмы, основанные на использовании компенсационного метода, требуют осуществления оп^аі^луісзощт, которые слож ны, а устройства, их реализующие, характеризуются большим уров нем некомпенсированного эхо - сигнала. Не решены вопросы уменьшения уровня сигналов недокомпенсации в адаптивных эхо - компенсаторах при наличие принимаемого сигнала и шума, посту пающего из канала связи. Не исследованы важные вопросы, свя занные с нахождением более простых алгоритмов реализации адаптивной эхо - компенсации, в частности на основе использова ния гомоморфной обработки. {
Вторая причина заключается в том, что известные алгоритмы адаптивной эхо - компенсации получены в неконструктивной форме, малопригодной для практического использования.
Наконец, третья причина заключается в отсутствии вопросов компенсации амплитудно - частотных и фазо - частотных искаже- / ний на основе использования свойств самого канала связи.
Цель работы Целью настоящей работы является разработка и анализ относительных компенсационных методов в системах связи с одновременной двусторонней передачей сигналов. Для этого: проведен анализ методов построения компенсаторов во временной и в частотной областях на основе использования адаптивных алгоритмов Винера - Хопфа и адаптивных алгоритмов Калмана. Помимо этого, сделан анализ работы перечисленных выше алгоритмов на основе использования блоков памяти, выявлены их преимущества и недостатки; синтезирован относительный компенсационный метод первого, второго и третьего порядков, при его реализации в частотной области обработки. Найдены оценки скорости сходимости компенсаторов первого, второго и третьего порядков и верхние оценки величины шума недокомпенсации. синтезирован относительный компенсационный метод первого и второго порядков при его реализации во временной обпасти об- f работки. Найдены оценки скорости сходимости компенсаторов первого и второго порядков и верхние оценки величины шума недокомпенсации. разработан и детально исследован относительный компенсационный методла основе использования блошв памяти. Найдены I верхние"оценки величины собственного шума и кривые сходимости процесса настройки. для линейных эхо - трактов на основе использования нелинейной обработки и относительного компенсационного метода разработан алгоритм разделения двух направлений, позволяющий с /, общих^гіозицйТповедения эхо - тракта~скомпенсировать сигналы встречного направления передачи и межсимвольные ис- кажения канала связи; определены качественные параметры данного подхода; разработан и исследован новый подход к использованию метода наименьших квадратов в сочетании с относительным компенсационным методом; определены качественные характеристики данного алгоритма и кривые сходимости процесса настройки; разработан и исследован относительный міетод коррекции лара^ метров^ін^ла_связи; определены основные качественные параметры и кривые сходимости; методом математического моделирования с использованием современных программных средств исследовано поведение разработанных компенсаторов во временной и частотной областях обработки; показана идентичность полученных результатов и теоретических исследований; разработаны и исследованы параметры технологии DSL на основе использования предложенных алгоритмов разделения сигналов двух направлений, позволяющих строить подобные системы с увеличенной длиной регенерационного участка и увеличенной скоростью передачи по сравнению с известными алгоритмами разделения сигналов.
Методы исследования В диссертационной работе использован математический аппарат линейной алгебры, теории функций комплексной переменной, теории матриц, вычислительной математики и теории вероятностей.
Экспериментальное исследование предложенного относительного компенсационного метода для одновременной двусторонней передачи сигналов и отдельных ее узлов проводилось при помощи моделирования на ЭВМ.
Научная новизна В диссертационной работе получены следующие научные результаты: для линейных каналов связи разработан и детально исследован относительный компенсационный метод с обработкой сигнала во временной и частотной областях; определены основные качественные характеристики ОКМ; сделано сравнение различных вариантов построения компенсаторов и найдена" оптимальная структура; r^~—- ~ і разработан и исследован относительный компенсационный метод на основе использования блоков памяти и найдены основные технические характеристики; разработан и исследован универсальный алгоритм относительного компенсационного метода, позволяющий для линейных каналов связи организовать дуплексный обмен сигналами с од- новременной коррекцией межсимвольных искажений для сигналов приема, и найдены основные технические характеристики; разработан и исследован относительный метод коррекции, позволяющий скомпенсироватьме2ксшв^льные_^скажения на основе использования св^йс1ъ_^тносител^нос:пТ канала связи и найдены основные технические характеристики; разработаны и исследованы структурные схемы разделдгелей. сигналов двух направлений для оконечных и промежуточных пунктов; найден закон суммирования вероятности ошибки в подобном дуплексном цифровом линейном тракте;
Практическая ценность. Разработанные относительные компенсационные методы, реализованные во временной и частотной области обработки позволяют создать сеть абонентского доступа на основе использования технологий HDSL, а особенно VDSL.
Использование компенсаторов на основе относительного компенсационного метода позволяет существующие цифровые системы перевести с четырехпроводного режима работы на двухпро-водный режим работы.
Разработанный относительный метод коррекции параметров канала связи позволяет более просто выполнять коррекцию межсимвольных искажений по сравнению с известными алгоритмами, при тех же технических характеристиках.
Разработанные технические решения относительного компенсационного метода позволяют существенно увеличить длину реге-нерационного участка в технологии HDSL, а особенно в технологии VDSL и тем самым обеспечить два независимых направления передачи и приема на сети абонентского доступа.
Реализация результатов. Проведенные исследования являются составной частью ряда НИР по созданию высокоэффективных устройств преобразования сигналов (УПС) с цифровой обработкой сигналов, выполняемых с 1980 по 2001 годы на кафедрах передачи дискретных сообщений и метрологии, многоканальной электросвязи, высшей математики Сибирского государственного университета телекоммуникаций и информатики, а также на других предприятиях совместно с НЭИС - СибГАТИ - СибГУТИ при непосредственном участии автора. Основные результаты работы (синтез и анализ относительного компенсационного метода для систем одновременной двусторонней передачи символов; разработка технических решений компенсаторов, защищенных авторскими свидетельствами и патентами РФ; синтез и анализ относительного метода коррекции; разработка высокоэффективных дуплексных устройств преобразования сигналов; разработка высокоэффективных алгоритмов технологии VDSL) представлены в научно-технических отчетах о НИР в ЛНПО «Красная заря», СКБ Рязанского радиозавода, КБ «Кабель». В ОКР, выполненной в СКБ Рязанского радиозавода и КБ «Кабель», использован компенсатор относительного компенсационного метода, реализованный во временной области. В НИР, проводимой в компании Новосибирские сотовые системы (НСС-450) и Сибирские сотовые системы-900 использованы алгоритмы работы разделителей сигналов двух направлений, алгоритм построения сети и алгоритмы функционирования оконечных устройств.
В серийно выпускаемых УПС-О.ЗТФ, УПС-2.4ТФД, и оборудовании XDSL использованы авторские свидетельства и патенты автора / 19, 21, 25, 28, 33, 35, 36, 39, 45, 47, 48 /. За разработку высокоэффективного устройства преобразования сигналов УПС-О.ЗТФ автор награжден бронзовой медалью ВДНХ СССР.
Все перечисленные выше алгоритмы и методики используются в учебном процессе СибГУТИ для студентов и слушателей ЦПС.
Использование результатов исследования подтверждено соответствующими актами.
Апробация работы. Результаты, полученные в работе на разных этапах ее выполнения, докладывались и обсуждались на:
Всесоюзной научно-технической конференции «Повышение качества функционирования и надежности информационных сетей и их элементов НИСЭ-85» (Новосибирск, 1985 г.);
Всесоюзной научно-технической конференции «Проблемы развития космической связи» (Калуга, 1983 г.);
Всесоюзной конференции «Проблемы и перспективы передачи и телеобработки данных» (Кишинев, 1985 г.);
Международной НТК «Проблемы функционирования информационных сетей» (Новосибирск, 1991 г.);
Межрегиональной конференции «Обработка сигналов в системах двусторонней телефонной связи» (Москва, Новосибирск, 1995 г.);
Российской НТК, посвященной Дню радио (Новосибирск, 1993 г.);
Всесоюзной международной НТК «Проблемы развития ЦСП городских и сельских сетей связи на основе электрических и оптических кабелей» (Москва, 1987 г.); XXVII научно сессии (Новосибирск, 1992 г.);
Международном семинаре «Перспективы развития современных средств и систем коммуникаций» (Владивосток, 1998 г., Хабаровск, 1999 г., Омск, 2000 г.);
Международной конференции «1999 High Power Microwave Electronics: Measurement, Identification, Application - MIA-ME'99» (Новосибирск, 1999 г.);
Международной конференции «2001 Microwave Electronics: Measurement, Identification, Application - MIA-ME' 2001» (Новосибирск, 2001 г.).
Публикации. По теме диссертации опубликовано 79 работ, из них: 30 авторских свидетельств и патентов РФ, монография, 20 статей.
Основные положения диссертационной работы, выносимые на защиту:
1. Относительные компенсационные методы, инвариантные к корреляционным связям эхо-сигналов и сигналов приема, имеющие два канала обработки и базирующиеся на основных свойствах относительных систем связи 2.3еркально-симметричные структуры на основе блоков памяти, позволяющие строить адаптивные эхо-компенсаторы с минимальным количеством операций умножения З.Алгоритмы разделения сигналов двух направлений с одновременной коррекцией параметров канала связи использующие нелинейную обработку компрессирования и экспандирования в двух каналах и стандартные процедуры относительных компенсационных методов. 4.Относительные компенсационные методы при совместной работе с методом наименьших квадратов, минимизирующие амплитудно-частотные и фазо-частотные искажения, вносимые в принимаемый сигнал. 5.Методы коррекции параметров канала связи, использующие свойства относительности среды распространения, нелинейные операции компрессии и экспандирования и стандартные процедуры относительных компенсационных методов. б.Устройства для разделения сигналов двух направлений, реализованные в УПС-0.3 ТФ, УПС-2.4 ТФД и оборудовании XDSL Диссертация состоит из введения, пяти разделов и заключения. Первый раздел посвящен детальному анализу методов построения компенсаторов, реализованных во временной и частотной областях обработки. Приведены алгоритмы Винера-Хопфа и алгоритм Калмана для фильтров первого порядка и фильтров М-того порядка. Показаны преимущества каждого из перечисленных выше алгоритмов и их недостатки. Приведены структуры и алгоритмы функционирования на основе использования блоков памяти, алгоритмы сходимости при первоначальной настройке и дальнейшей их работе, указаны мешающие факторы, приводящие к расстройке алгоритмов. Разработаны алгоритмы работы компенсаторов первого, второго и третьего порядков при их реализации в частотной области обработки. При использовании обработки во временной области синтезированы алгоритмы работы компенсаторов первого и второго порядков. Так как работа подобных компенсаторов основана на сопоставлении значений эхо-сигналов на соседних временных интервалах, то данный алгоритм автором назван относительным компенсационным методом различных порядков. Для перечисленных выше алгоритмов работы компенсаторов ОКМ найдены основные законы их работы. Разработан частный случай построения компенсатора ОКМ-1 на основе использования блоков памяти. Показано, что при технической реализации подобного алгоритма требуется одно умножение между соседними отсчетами. Найдена оценка количества итераций для компенсатора ОКМ-1. Показано преимущество работы компенсаторов ОКМ перед известными алгоритмами, заключающиеся в независимости их работы от корреляционных связей сигналов двух направлений и уменьшение интервалов адаптации.
Во втором разделе детально исследован относительный компенсационный метод. Так, при реализации ОКМ во временной области на основе использования блоков памяти определены расчетные соотношения, оценивающие мощности шумов недокомпенсации в зависимости от разрядности входного слова и значения коэффициента передачи управляемого аттенюатора. Определены импульсные характеристики подобных компенсаторов и кривые сходимости. Синтезирован алгоритм разделения двух направлений для эхо-трактов с длинной импульсной реакцией при обработке во временной области.
Для компенсаторов ОКМ первого, второго и третьего порядков найдены расчетные соотношения, позволяющие оценивать количество итераций при заданном значении относительного среднеквад-ратического отклонения сигнала недокомпенсации и величины коэффициента передачи аттенюатора. Показано, что с увеличением порядка в компенсаторах ОКМ наблюдается уменьшение величины нескомпенсированного эхо - сигнала. Предложена модификация известного алгоритма по методу наименьших квадратов, который в сочетании с алгоритмом ОКМ приобретает новые свойства, позволяющие вести адаптацию к параметрам канала даже при полной корреляции сигналов передачи и приема. Для алгоритма ОКМ в сочетании с МНК определены кривые сходимости при первоначальном включении и дальнейшей работе и приведена структура реализации. Наконец, во втором разделе для линейных каналов синтезирован универсальный алгоритм работы ОКМ, позволяющий с общих позиций поведения эхо - тракта разделить сигналы двух направлений и одновременно скомпенсировать межсимвольные искажения, вносимые каналом связи. Для данного алгоритма определены основные качественные характеристики и найдены кривые сходимости. Помимо этого, синтезирована структура компенсаторов ОКМ, имеющая особенности построения по сравнению с перечисленными выше компенсаторами.
В третьем разделе проведен анализ использования компенсаторов в высокоэффективных устройствах преобразования сигналов. Показано, что при сравнительно коротких длинах регенераци-онного участка и использовании обычных двоичных сигналов структуру самого компенсатора можно существенно упростить. Такой алгоритм включает в себя одновременно операцию формирования сигналов передачи, их компенсацию в тракте приема и демодуляцию сигналов приема. Найдено расчетное соотношение, позволяющее оценить вероятность ошибочного приема, которое незначи- тельно проигрывает одностороннему режиму передачи сигналов. Для увеличения длины регенерационного участка требуется использовать структуру компенсаторов, включающую в себя прямую и взаимно - обратную структуру. Однако по сравнению с передачей речевых сообщений при передаче двоичных символов такие структуры существенно упрощаются. При использовании кодов ЗВ2Т-ОБС появляется возможность синтезировать оконечные устройства для одновременной двусторонней передачи и дуплексные необслуживаемые регенерационные пункты, которые, по существу, являются адаптивными и достаточно простыми. При организации дуплексного режима работы найден закон суммирования вероятности ошибок, который отличается от классического закона суммирования вероятности ошибочного приема при односторонней передаче сигналов. Синтезирована структура дуплексного усилителя сигналов, позволяющая организовать дуплексный обмен речевыми сигналами на отдельных участках сети связи. Синтезирована структура дуплексных устройств преобразования сигнала, работающих по частотно-ограниченным каналам. Для таких каналов предложено использовать компенсатор ОМК, реализованный во временной, либо в частотной областях обработки. Для данного корректора детально проанализированы качественные параметры и кривые сходимости, найдены структуры корректоров для различных порядков их построения. Для частотно-ограниченных каналов предложено использовать кодирование ЗВ2Т-ОФМ, позволяющее организовать эффективную передачу двух встречных цифровых потоков с высокой достоверностью принимаемых символов.
В четвертом разделе с помощью современных программных средств проведен анализ работоспособности предложенных алгоритмов и определены основные технические параметры. Для компенсаторов, реализованных во временной области на основе использования блоков памяти с помощью билинейного преобразования рассчитаны амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики в зависимости от величины управляющего коэффициента. Разработаны и детально проанализированы цифровые корректоры, позволяющие скомпенсировать амплитудно-частотные искажения. Найдены передаточные характеристики таких корректоров и определена сквозная АЧХ «компенсатор-корректор», представляющяя высокодобротный фильтр верхних частот. Проведен детальный анализ процесса сходимости компенсаторов при отсутствии сигналов приема и при их наличии. Показано, что параметры компенсаторов от подключенного канала сигналов приема не зависят. Определено время адаптации для компенсаторов во временной и компенсаторов в частотной области. С помощью имитационного моделирования показана идентичность полученных технических параметров тем характеристикам, которые получены в результате тео- ретического исследования. Наконец, в этом же разделе показаны области использования разработанных алгоритмов в существующих областях связи и перспективных технологиях, таких как HDSL. В частности, показаны пути уменьшения влияния работы цифровых систем передачи на аналоговые системы при их совместной работе при четырех проводном режиме работы и двух проводном режиме, определены характеристики цифровых и аналоговых систем передачи.
В пятом разделе приведены результаты лабораторных и линейных испытаний серийно выпускаемого устройства разделения сигналов двух направлений УРНПП, выполненной на основе использования блоков памяти. Испытанию была подвергнута структура УРНПП для длинных импульсных реакций эхо-трактов ранее разработанная во втором разделе диссертации. В результате установлено полное соответствие полученных практических и теоретических результатов.
В заключении приведены общие результаты выполненной в диссертации работы и даны некоторые рекомендации по их использованию.
Анализ существующих методов адаптивной фильтрации
Теория адаптивной фильтрации начала бурно развиваться с конца 50-х годов. Первая работа по распознаванию формы сигналов была выполнена в 1960 году Яновацем и другими /1/. В 1961 году Глезер 121 в США провел теоретические исследования по построению адаптивной фильтрации, а Габор и др. /З/ в том же году в Англии использовал аналоговый лентопротяжный механизм для настройки весов нелинейного адаптивного фильтра.
Большинство ранних работ по адаптивным фильтрам сделаны независимыми исследователями различных научно исследовательских организаций. Так первые работы в этой области, посвященные распознаванию образов, проведены в Высшей технической школе г. Карлсруэ (ФРГ) и Станфорском университете. Позднее в 1964г. проведена сравнительная оценка каждого метода /5/, что привело к созданию градие т го уіетода подстройки весов адаптивного фильтра. Дальнейшая работа проводилась в Институт Автоматики и телемеханики (СССР) /6/. В середине 60-х годов сделан прекрасный сводный обзор по адаптивным фильтрам 171, а в /8/ сделаны предварительные рекомендации по их использованию для автоматического выравнивания. Позднее были подготовлены несложные обзорные статьи по гашению отраженного (эхо-сигнал) сигнала /9/ и адаптивному выравниванию /10/.
Для получения оптимального решения существуют много методов подстройки весовых коэффициентов фильтра. Тах_в работе Щ/ использовали методы случайных возмущений, которые изменяв ли значения весовых коэффициентов, далее анализировали выход--ной сигнал для того, чтобы проанализировать, приближает ли его случайные возмущения к искомому решению, или отдаляет. Позднее предложен Mej39_JJ3 fybJMil J BaflpaTOB (МНК), который использовался в работе Стенфордского университета и опубликован в работе /12/ Уидроу и др. для адаптивных антенных решеток, а в 1971 - для адаптивных фильтров /13/. В настоящее время данный алгоритм широко используется для расчетов весовых коэффициентов адаптивных фильтров, так как в нем используются,градиентные метолы оторые значительно эффективнее других методов. Метод наименьших квадратов очень схож с методом максимизации отношения сигнал/шум, который разрабатывал Эннобаум /14/. Обнуляющий корректирующий фильтр Лаки, предложенный в работе /15/ в 1966 году является упрощением более общего градиентного метода наименьших квадратов.
Нопт (пТ)=Н (пТ)-1 Источник первичного сигнала с равномерной спектральной плотностью подается либо непосредственно на вход S, либо на вход X. Первичный сигнал поступает на вход системы с импульсной реакцией Н(пТ). Выход исследуемой системы соединен со вторым входом адаптивного фильтра. В зависимости от того, куда подключен выход исследуемой системы, получим совершенно два разных результата:
1. Если неизвестная система Н(пТ) подсоединена к входу X адаптивного фильтра (рис. 1.1), то адаптивный фильтр моделирует копию импульсной реакции неизвестной системы. В этом случае Нопт.(пТ)=Н(пТ).
2. В случае подключения неизвестной системы к входу S (рис. 1.2), адаптивный фильтр моделирует обратную характеристику неизвестной системы, т. е. Нопт(пТ)=Н(пТ)"1.
На практике первый сдуьшй исг40льаует.ся при построении адаптивных компенсаторов при дуплексной передаче, а второй случай - для построения корректирующих устройств.
Проведем анализ построения адаптивных компенсаторов для сигналов передачи данных. При невысокой удельной скорости передачи сигналов для разделения сигналов двух направлений обычно используется частотное разделение направлений передачи и приема. Для сигналов толасшной-частоты при скорости передачи 2400 бит/с и ниже существуют методы частотного разделения сигналов и оптимизация формы передаваемых сигналов /16, 38/. Однако, существуют рекомендации МККТТ .V 26 TER, предписывающие использовать всю ширину канала тональной частоты в обоих направлениях передачи. Данные рекомендации тем болеем справедливы при скоростях выше 4800 бит/с, поскольку ограничен-] ная ширина полосы канала речевой связи препятствует применению частотного разделения.
Подавление эхо-сигнала сигналов передачи в тракте приема с помощью адаптивного фильтра представляет единственный методі осуществления двухпроводной дуплексной передачи данных при повышенных скоростях.
Информационно-управляемое устройство подавления эхо-сигнала Передаваемые двоичные сигналы кодируются и скремблиру-ются с помощью кодера. Далее передаваемый двоичный сигнал модулируется и фильтруется с помощью формирующего передатчика. Одновременно двоичный сигнал поступает в комплексный адаптивный фильтр, управляемый передаваемым сигналом . поскольку он кодируется в комплексную форму перед модуляцией. Так как устройство подавления воздействует на линейный принимаемый сигнал . то после адаптивного фильтра должен быть предусмотрен модулятор, работающий на несущей частоте передатчика. При этом предусмотрена интерполяция передаваемого сигнала, так как частота дискретизации увеличена в вт раз. Для выработки комплексного сигнала ошибки адаптивного фильтра используется сигнал недокомпенсации с выходов двух сумматоров, при этом на сумматор 1 линейный принимаемый сигнал преобразуется с помощью преобразователя Гильберта . Назначение комплексного адаптивного фильтра: сформировать копию низкочастотного эквивалента эхо-сигнала. Интерполирующий фильтр восстанавливает вещественный линейный сигнал из выборок с периодом "Т/т" в непрерывный сигнал, подготовленный для повторной дискретизации в приемном устройстве. Данная операция необходима из-за того, что частота дискретизации на передаче и приеме одинаковы. Существует более детальное техническое решение, реализующее вышеуказанный принцип /19/.
При передаче двоичной информации информационные эле менты кодирования имеют несколько дискретных уровней. Таким образом, если комплексный адаптивный фильтр использует цифро вую линию задержки, то она требует малое количество разрядов, поэтому структура у множителей достаточно проста. В модуляторе операции умножения также можно упростить, если выбрать несу щую частоту wc и скорости передачи системы кратными тт/2. В этом случае операции умножения вырождаются на "О" и "±Г. Масштаби руя на л/2 и сдвигая сигнал на "тт/4" получают умножение на "±Г. Эта операция часто встречается в ряде форматов модуляции /1SL Если переставить порядок операций модуляции и адаптивной фильтрации, то получаем структуру, изображенную на рисунке 1.4.
Для данной структуры несущую частоту и скорость передачи сигналов выбирают кратной тт/2 и операции умножения в комплексном адаптивном фильтре вырождаются в суммирование/вычитание. Помимо этого нет необходимости в демодуляции сигнала ошибки. В силу того, что данная структура обрабатывает только вещественный сигнал, то отпадает необходимость в половине операций обработки. Сигнал ошибки в данном случае является чисто вещественным, следовательно, корректировка отводов становится проще. Однако, эквивалентной платой за подобное упрощение структуры является малая скорость сходимости процесса настройки.
Анализ эффективности работы компенсаторов ОКМ различных порядков на основе использования блоков памяти
На рисунке 2.4 БП 1 + БП М - блоки памяти. Для реализации функций ЛІІНИЙ задержки на основе блока памяти должен быть/ следующий порядок "расютыГ" вначале по заданному адресу с выхода дешифратора сигналов передачи производится считывание сигнала, а затем по тому же адресу производится запись сигнала. В блоке памяти 1 (БП 1) записывается сигнал с выхода АЦП; в БП 2 записывается сигнал с выхода БП 1, ... , в БП М производится запись сигнала с выхода БП М-1. Таким образом, пока на выходе дешифратора сигналов передачи установлен адрес, на выходе АЦП наблюдаем значение помехи. Точно такие - же значения помехи хранятся по данному адресу в БП 1 - БП М. Прдоб ная система являетдя„ дцаптиеной. При изменении параметров канала связи на интервале 62 при передаче на вход эхо - тракта сигнала Sex1".,, на выходе эхо-тракта наблюдаем помеху Пвых 10(пТ) + АПВЫХ .,(пТ), а при передачи сигнала SBXT2 на выходе эхо-тракта будет помеха, равная Пвых 20(пТ) + АПВЫХ2(пТ). Если имеем однородный фильтр М порядка, то через М циклов повторения передаваемых сигналов SBXTj компенсатор автоматически настроится на новые условия передачи.
Наряду с компенсацией передаваемого сигнала, на выходе подобного компенсатора наблюдается модуляция отсчетов прини- \j маемого сигнала. Для неизменности параметров принимаемого сигнала достроим прямую структуру до полной. Включим по следовательно с ПС четырехполюсник с передаточной характеристикой/6, 149/ H(z)B0C= Z (2/1 1-lCk-Z k k=1 к
Четырехполюсник с характеристикой (2.11) назван взаимооб-ратной_стр ктурои_ ВОС). Каскадное соединение ПС и ВОС дает передаточную характеристику H(z)z= 1. Структура полного компенсатора на основе относительного компенсационного метода М порядка изображена на рисунке 2.5.
Оценим характеристики каскадного соединения ПС и ВОС. Для _лредаваемого сигнала такое соединение представляет фильтр - пробку, а для принимаемого сигнала - прямой провод с коэффициентом передачи, равным единице. Качество работы такого соединения зависит от качества записи образцов Пвых (пТ). Данные значения помехи записываются в блоки памяти ПС. При однократном обучении (в ОКМ-1) передатчик генерирует ансамбль передаваемых сигналов один раз и на входе эхо-тракта наблюдается ансамбль эхо-сигналов Пвых(пТ).
Данные значения помехи записываются в блок памяти ПС, а блок памяти ВОС в это время обнуляется. Однако, качество работы ОКМ можно улучшить, если использовать_Єішм ушогократного-бу-чения. В этом режиме ансамбль передаваемы?с_сишалов генерируется М аз_оюдряд и подается в канал связи. Каждый эхо-сигнал Пвых j (пТ) усредняется и уже усредненное значение Пвых[(пТ) записывается в блоки памяти прямой структуры. Мощность эхо-сигналов, которые накапливаются линейно, будет равна [М Пвых j (пТ)]2. Погрешности, порожденные шумами квантования АЦП также многократно суммируются. В силу предельной центральной теоремы из-за малости вклада каждого отсчета, шум при таком суммировании будет распре делен по нормальному закону с нулевым математическим ожиданием и дисперсией равный Di{Aj} = M - - (2.12) Белый шум канала связи также многократно суммируется. Дисперсия данного процесса, распределенного по нормальному закону, будет равна Dzft}=Ma2Kc (2.13) Здесь a kc - мощность белого шума канала связи. Так как процессы, обусловленные шумом квантования и шумом канала связи независимы и распределены по нормальному закону, то суммарный процесс также распределен по нормальному закону с дисперсией D{x}, равный
D{x} = D2{A J + Dz{$ } =( - + a2KC) (2.14) Отношение мощности эхо-сигнала к мощности помехи будет равно рэхо _МП2вьіхі (пТ) (2.15) пом.доп. Л2 о Таким образом, при многократном обучении в сторону приемного устройства поступит дополнительная помеха, которая уменьшается с ростом циклов обучения М. На рисунке 2.6 приведены кривые сходимости процесса настройки ОКМ при различных уровнях белого шума канала связи.
Следует отметить, что после операции усреднения эхо-сигналов Пвых[ (пТ) и запись этих образцов в блок памяти ПС, предложенный алгоритм разделения направлений передачи и приема (УРНПО) будет таким же, как описан ранее, т.е. при передаче очередного отсчета (посылки) производится обновление блоков памяти ПС и ВОС.
Режим многократного обучения позволяет уменьшить дополнительную помеху за счет действия импульсных помех и перерывов. При однократном обучении данные виды помех могут привести к неправильной записи образцов эхо-сигналов и, в дальнейшем, к сбою режима работы.
Однако, при изменении параметров канала связи возникает еще одна помеха - помехи недокомпенсации связанные с пере- /; ходом канала связи из одного состояния в другое.
При каскадном соединении прямых и взаимо-обратных структур оказываются каскадно-соединенными нерекурсивная и рекурсивная цепи. При изменении параметров канала связи на выходе ПС появляется помеха.
Данный вид помехи после записи в блок памяти ВОС будет храниться, пока канал связи не возвратится в исходное состояние. Поэтому учет величины недокомпенсации необходим только для взаимно-обратной структуры.
Утверждение 1: при введении аттенюатора с коэффициентом передачи меньше единицы на некоторую малую величину в цепь взаимно - обратной структуры, каскадное соединение прямой и взаимно-обратной структуры будет инвариантно к_изменению параметров канала связи npnj a3fl eHiiMjCiiridanQB_flByx направлений.
СхемгГпрямой и взаимно-обратной структуры изображена на рисунке 2.5.
Для доказательства данного утверждения сравним две дуплексные системы с аттенюатором в цепи ВОС и без него по величине защищенности. Пусть плотность распределения уровней отсчетов сигнала _имакс U-] имакс внутри динамического диапазона, лежащего в пределах, описывается равномерным законом. Это предполагает, что вероятность появления каждого уровня передачи и приема одинакова. При таком законе распределения средняя мощность сигналов обоих направлений равна
Синтез дуплексных цифровых систем передачи на основе использования относительного компенсационного метода
Использование свойства относительности позволяет синтезировать компенсатор, который по своим техническим и стоимостным характеристикам превосходит известные компенсаторы, реализованные как во временной, так и частотной областях.
Однако синтез компенсаторов преследует задачу синтеза, в конечном итоге, дуплексных систем связи, которые позволяют увеличить скорость передачи информации в каналах связи примерно в два раза при тех же технических характеристиках, таких как вероятность ошибочного приема и длина регенерационного участка в ЦСП.
Использование компенсаторов в системах связи многогранно. Это использование их в качестве обычных дифференциальных систем в цифровых и аналоговых системах связи. Это и перевод ЦСП и АСП с четырехпроводного режима работы на двухпроводный режим работы. Данное применение особенно актуально при использовании на некоторых участках зоновой и местной сети воздушных линий связи.
С другой стороны, использование подобных компенсаторов при переводе аналоговых и цифровых систем передачи с четырехпроводного режима работы на двухпроводный режим работы потребует разработки так называемых дуплексных усилителей сигналов и дуплексных необслуживаемых регенерационных пунктов. В предыдущем разделе показаны предельные характеристики компенсаторов, работающих на основе О КМ.
Исследованию подлежат такие вопросы, как уменьшение стоимости подобных компенсаторов без существенной потери основных технических характеристик. При своей простоте, подобные компенсаторы должны обладать одним из существенных преимуществ - адаптивности. При включении нескольких десятков, а может сотен подобных компенсаторов для организации дуплексного высокоскоростного обмена возможность самонастройки их является одной из самых важных задач.
Каждый из таких компенсаторов вносит свой вклад в искажения передаваемого по линии сигнала. Необходимо, чтобы при незначительной сложности и адаптивности подобных компенсаторов искажения передаваемого в двух направлениях сигнала были бы минимальные.
Исходя из вышесказанного, в данном разделе предпринята попытка синтеза дуплексных систем связи на основе использования относительного компенсационного метода.
Данную задачу необходимо решить как для цифровых систем передачи при организации высокоскоростных дуплексных цифровых трактов, так и для аналоговых и цифровых систем передачи при синтезе развязывающих устройств. В данном разделе предполагается исследовать абсолютную фазовую модуляцию в каждом направлении передачи крайне редко при наличии избыточности в передаваемом сигнале.
В предыдущих разделах диссертации синтезированы блочные алгоритмы разделения сигналов двух направлений с защитным временным интервалом и доказана их эффективность перед известными алгоритмами.
Если на каждой станции сформированы передаваемые блоки с защитным нулевым интервалом, то данное обстоятельство необходимо использовать для устранения АЧИ и ФЧИ, вносимых каналом связи в принимаемый сигнал.
При обработке в частотной области канал связи вносит своеобразную мультипликативную помеху в сигналы приема.
Разработанные в предыдущих разделах методы адаптивной фильтрации на основе относительных компенсационных методов можно использовать для борьбы с линейными искажениями, вносимыми каналом связи. Для этого необходимо преобразовать мультипликативную помеху в адаптивную, используя для этих целей нелинейные операции компрессии и экспандирования. Решению этих задач посвящен данный раздел диссертации.
1 В предыдущем разделе произведен синтез и анализ компенсаторов, позволяющих разделить сигналы двух направлений произвольной формы.
Однако подобные компенсаторы можно существенно упростить, если известен закон модуляции. При этом упрощается механизм компенсации сигналов собственного передатчика на входе приемника.
Поиск подобных алгоритмов особенно актуален при высокоскоростной передаче двоичной информации в цифровых системах.
Пусть формирователь сигналов передачи обоих направлений представляет собой передатчик с относительной модуляцией и противоположными сигнальными функциями, т.е. Si(t)= -S2(t). Такому закону модуляции соответствует формирование относительного моноимпульсного сигнала (ОМС) и сигналов относительной фазовой модуляции (ОФМ).
Экспериментальное исследование основных характеристик относительных компенсационных методов
Передача дискретной информации по целям абонентских линий и v линий межстанционной связи может осуществляться только сигналами низкого уровня - 0.3-І-2В. Поэтому одним из факторов, определяющих максимально возможную дальность передачи, является воздействие шумов линий на ослабленный в результате затухания полезный сигнал.
Задачу одновременной двусторонней передачи сигналов по линиям большой протяженности можно решить, используя дуплекс-ные усилители. Анализ его структуры показывает, что фактически он представляет собой два дуплексных приемопередатчика, соединенных вместе. Каждое из направлений передачи содержит усилитель, устройство разделения направлений передачи (УРНП), приемник, передатчик, а также систему тактовой синхронизации. Таким образом, объем оборудования дуплексного регенератора много больше объема оборудования оконечных станций.
Можно предложить следующий принцип одновременной двусторонней передачи дискретных сигналов по протяженным двухпроводным линиям связи, позволяющий обеспечить заданную верность при незначительном усложнении всей системы /74/. Передачу данных необходимо осуществлять оптимальными сигналами, миними- \у ш ї іШгітшшШ5ї\ьнь\ помехи, а их затухание в линии ком-пенсировать ТтШощью дуплексного усилителя, позволяющего усиливать сигналы прямого и обратного направлений без их регенерации. Упрощенная структурная схема такого усилителя приведена на рисунке 3.13.
Принцип его действия состоит в том, что отсчеты мешающего сигнала направления 1-2 во время адаптации записываются в пер- , вый блок памяти по адресам, определяемом отсчетами полезного сигнала направления 2-1, порождающими мешающий сигнал направлений 1-2, а во второй блок памяти записываются отсчеты мешающего сигнала направления 2-1 по адресам, определяемым отсчетам полезного сигнала направления 1-2. Поэтому в дуплексном режиме в вычитателях из суммы отсчетов сигналов прямого и мешающего обратного направления вычитаются отсчеты мешающего сигнала. Усиление сигналов производится в перемножающих циф-роаналоговых преобразователях при подаче на их аналоговые входы требуемой величины усиления.
Проанализируем особенности построения и функционирования предлагаемого дуплексного усилителя /67/.
Устройство работает следующим образом. Сразу после включения устройства все имеющиеся блоки обнуляются (первый, четвертый блоки памяти, первый и второй буферные регистры). Устройство готово к усилению сигналов в направлении 1-2 и 2-1. Пред 197 A положим, что сигналы появились на выходе "1" в виде U(t). Данный сигнал преобразуется первым аналого-цифровым преобразователем (АЦП) к виду ЩпТ), где лУ-дискретные моменты времени. Так как первый и второй буферные регистры вначале сеанса связи обнулены, то в третьем и четвертом блоках памяти указаны нулевые адреса. Предположим, что в первый момент времени 17 на выходе первого АЦП появилась двоичная цифровая комбинация 1 Отданный цифровой отсчет подается на один из входов второго вычи-тателя. Так как третий блок памяти в начале сеанса также обнулен, то на выходе второго вычитателя будет сигнал их(\т). Данный цифровой сигнал затем поступает на вход второго сумматора. Сигнал ЩЩ 0, поэтому второе пороговое сумматора. Сигнал их(\Т) о, поэтому второе пороговое устройство не работает. Следовательно, на четвертый блок памяти не подается сигнал принудительного обнуления. Результат суммирования во втором сумматоре затем записывается в четвертый блок памяти, а в третий блок памяти записывается цифровой отсчет с выхода первого АЦП. Таким образом, по окончании первого такта работы в третий и четвертый блоки памяти записывается сигнал U-(1J). С началом второго тактового интервала сигнал с выхода сумматора переписывается во второй буферный регистр, а на выходе первого АЦП появляется новая цифровая комбинация (предположим U2(2T).
Сигнал с выхода второго буферного регистра далее преобразуется первым цифроаналоговым преобразователем (ЦАП) в аналоговое напряжение U(t,), которое далее поступает по линии связи всторо-j ну второго направленияТ Коэффициент передачи первого ЦАП вы-: бирается в зависимости от требований, предъявляемых к распространению сигнала по магистрали. Он может изменяться в широких пределах. В зависимости от входных параметров канала связи "2" направления, сигнал оказывается преобразованным (свернутым) по следующему закону
