Содержание к диссертации
Введение
Глава. Исследование свойств снр для их использования в качестве пассивных радиоответчиков .. 10
1.1 Историческая справка 10
1.1.1 Нелинейные рассеиватели электромагнитных волн 11
1.1.2 Известные свойства СНР
1.1.2.1 Экспериментальные исследования свойств СНР 20
1.1.2.2 Математическое описание параметрического генератора
1.1.2.2.1 Метод описания СНР 28
1.1.2.2.2 Эквивалентная схема диода и аппроксимация его характеристик 28
1.1.2.2.3 Основные уравнения, описывающие одноконтурный параметрический генератор 33
1.1.2.2.4 Расстроечный механизм амплитудного ограничения 36
1.1.2.2.5 Диссипативный механизм амплитудного ограничения 45
1.1.3 Использование СНР в прикладных задачах 49
1.1.3.1 Идентификация СНР 49
1.1.3.2 Влияние границы раздела сред и сторонних объектов 52
1.1.3.3 Наиболее проработанные современные практические задачи, сопряженные с использованием СНР в качестве средств маркировки на больших дальностях 57
1.1.3.4 Максимальная дальность обнаружения СНР 59
1.1.4 Выводы по разделу 1.1 64
1.2 Исследование СНР 66
1.2.1 Описание методики и экспериментальной установки 67
1.2.2 Результаты экспериментальных исследований 72
1.2.3 Выводы по разделу 1.2 79
1.3 Выводы по главе 1 81
Глава. Формирование когерентных последовательностей ответного сигнала от СНР 84
2.1 Известные методы когерентного накопления с использованием синхросигнала на частоте субгармоники и их недостатки 84
2.2 Авторский метод организации когерентного накопления с использованием синхросигнала на частоте субгармоники 89
2.3 Выводы по главе 2 124
Глава. Формирование пространственных структур из снр для использования в качестве пассивных радиомаркеров 126
3.1 Два способа синхронизации ансамбля СНР 126
3.2 Результаты исследования суммарных диаграмм обратного нелинейного рассеяния пространственных структур из СНР 132
3.3 Обозначение маршрутов на основе использования СНР 142
3.3.1 Задача разметки водных маршрутов 142
3.3.2 Увеличение рабочей дальности поисковых систем 145
3.4 Выводы по главе 3: 156
Заключение 157
Приложение 1 159
Литература
- Нелинейные рассеиватели электромагнитных волн
- Диссипативный механизм амплитудного ограничения
- Авторский метод организации когерентного накопления с использованием синхросигнала на частоте субгармоники
- Результаты исследования суммарных диаграмм обратного нелинейного рассеяния пространственных структур из СНР
Нелинейные рассеиватели электромагнитных волн
Причина диссипативного механизма амплитудного ограничения - это рост активных потерь в диоде при заходе в область положительных токов, для чего необходимо, чтобы сумма амплитуд А1+А2 превысила величину смещения Е. Пренебрегая реакцией на накачку (считая Ai и фі), процессы в системе могут быть описаны двумя уравнениями (1.19) и (1.20), где амплитуды тока через диод isi и ici ответственны за диссипативные явления. Имея в виду выявление качественной картины, допустимо остановиться на аппроксимации тока i(u) кубическим полиномом: i(u) = g0u -J- уги2 + y2u3 = g0u + ї(и), (1-47) Стоит отметить сходство между диссипативными и расстроечными членами в уравнениях (1.48). В частности, эти члены симметрично входят в условие возбуждения, которое в данном случае записывается в виде Область возбуждения показана на рис. 1.15 при небольших значениях фазового сдвига у/ она расположена внутри области возбуждения, соответствующей расстроечному механизму, и ограничена со стороны больших амплитуд вследствие роста нелинейного затухания 6н0 (в этом состоит ее отличительная черта). A, Граница устойчивости при расстроечном механизме амплитудного ограничения
Область мягкого (А) и жесткого (В) возбуждения при диссипативном механизме амплитудного ограничения. Так же отмечена область (С) где возбуждение не возможно. Пунктиром отмечена граница области мягкого возбуждения при расстроечном механизме амплитудного ограничения. Уравнение для амплитуды стационарного режима получается из (1.51) исключением фазы 2ц)2 + 1р
Зависимость амплитуды А2 от расстройки Ъ, показана на рис. 1.16. Если нелинейная проводимость отсутствует, то на лицо обычные амплитудные кривые расстроечного механизма (рис. 1.16а). При наличии проводимости две ветви кривых сливаются из-за роста нелинейных потерь при больших амплитудах (рис. 1.166). Таким образом, диссипативные эффекты обрывают амплитудные кривые при уменьшении частоты генерации. При очень больших потерях, когда расстроечные эффекты слабы, выражение (1.54) дает кривые, аналогичные амплитудным кривым резонанса второго рода, при этом роль отрицательного затухания играет параметрический член - (рис. 1.16в). Исследование устойчивости стационарного режима показывает, что верхняя ветвь амплитудной кривой всегда устойчива, а нижняя -неустойчива, причем границей устойчивости является геометрическое место
Зависимость амплитуды субгармоники Аг от расстройки: а) при расстроенном механизме (диссипативные явления пренебрежимо малы); б) при диссипативном механизме с расстроенными явлениями; в) при диссипативном механизме в случае пренебрежимо малых расстроенных явлений.
На рис. 1.17 представлен набор кривых, соответствующих случаю, когда в разложении q(u) учтен член четвертой степени. Эти кривые имеют петлю гистерезиса как с левой, так и с правой стороны. При больших амплитудах обе ветви сливаются аналогично случаю, представленному на рис. 1.166. Зависимость амплитуды субгармоники Аг от расстройки Ъ, при диссипативном механизме амплитудного ограничения и при учете четвертой степени в разложении q(u). Выводы: 1. Существует диапазон, ограниченный минимальным и максимальным значениями мощности гармонического сигнала, воздействующего на вход параметрического генератора, в котором возможна генерация колебания, возникающего на частоте субгармоники этого сигнала. 2. Генерация субгармонического колебания возможна лишь в том случае, если частота гармонического сигнала, воздействующего на вход параметрического генератора, попадает в некоторую полосу частот, границы которой определяются параметрами самого генератора. 3. Значение фазы генерируемого субгармонического колебания в общем случае является случайной величиной и может быть определено с точностью до постоянной п.
Данный раздел посвящен применению СНР в задачах радиомаркировки объектов, находящихся на дальностях десятков и сотен метров. В разделе рассматриваются вопросы, связанные с идентификацией СНР по параметрам принимаемого ОС, с влиянием границы раздела сред и сторонних предметов на работоспособность СРМ, с максимальной рабочей дальностью СРМ, использующих СНР в качестве пассивных радиоответчиков.
Идентификация СНР Первой из отечественных работ, посвященных использованию СНР в качестве элементов маркеров-ответчиков в СРМ, является [26]. В [26] описаны конструкции трех типов СНР (рис. 1.1). Применение этих конструкций СНР представлено в виде изобретения, которым является система розыска, обнаружения и обозначения раненых на поле боя. Автором изобретения предлагается размещать на снаряжении солдат специальные маркеры, поиск которых должен производиться СРМ. В этой системе, также предусматривалось ранжирование объектов розыска по трем классам за счет частотной избирательности индивидуальных пассивных СНР. Каждому классу объектов поиска соответствует свой тип конструкции СНР. Стоит отметить, что такое техническое решение не является решением задачи однозначной идентификации объекта поиска. Для СНР задача идентификации может решаться с использованием параметрически возбуждаемых элементов [8,9,10]. В [9] рассматривалась возможность использования в качестве маркеров полуволновых СНР, работающих в режиме автомодуляции. В параметрический контур СНР вводилась цепь автосмещения (рис. 1.18), что переводило СНР в режим прерывистой генерации ОС [39], возникающей из-за неустойчивости амплитудной характеристики параметрически возбуждаемого контура. Процесс прерывистой генерации в простейшем истолковании выглядит следующим образом: при появлении генерации субгармоники емкость С цепи автосмещения начинает заряжаться, при этом рабочая точка на вольт-фарадной характеристике варикапа смещается в область ее меньшей крутизны, исчезают условия возбуждения контура, что приводит к срыву генерации. После разрядки емкости на сопротивление R вновь появляются условия для возбуждения контура. Длительности процессов разрядки и зарядки емкости будут влиять на параметры ОС. В случае использования монохроматического ЗС, ОС на частоте субгармоники ЗС будет представлять собой импульсную последовательность с некоторыми частотой следования импульсов и длительностью импульсов (рис. 1.19). Эти параметры ОС будут зависеть от параметров цепи автосмещения R и С и, в зависимости от конструкции СНР и режима его работы, от величины падающего на СНР потока электромагнитных волн [19].
Диссипативный механизм амплитудного ограничения
Повышение чувствительности приемника возможно за счет организации когерентного накопления принимаемого ОС. Стоит отметить, что поиск СНР на больших дальностях подразумевает использование импульсного СН. Однако, в случае использования импульсного СН СНР формирует ОС в виде некогерентной последовательности радиоимпульсов. Это связано с тем, что при возбуждении каждого радиоимпульса, маркером субгармонического ОС, возможны два равновероятных значения фазы, отличающиеся на тс [28]. Теоретическое описание этого процесса представлено в главе 1. В результате субгармонический ОС не когерентен, даже при когерентном СН.
Направление на решение этой проблемы было предложено Ларцовым СВ. [27], а так же Горбачевым П.А. и Васенковым А.А. [7], которые предложили перед каждым радиоимпульсом СН излучать радиоимпульс синхронизирующего сигнала, который позволял снять неопределенность начальной фазы с формируемого радиоимпульса ОС. Однако, предложенные способы синхронизации не могут быть рекомендованы к практическому применению. Связано это прежде всего с тем, что предложенный синхронизирующий сигнал должен был излучаться на частоте ОС от маркера. Следовательно, подобный синхронизирующий сигнал, отражаясь от сторонних объектов и подстилающей поверхности, мог попадать в приемный тракт поисковой установки, где являлся когерентной помехой приему полезного сигнала. В [7] не было предложено никаких методов компенсации этой помехи. В [27] был предложен метод компенсации этой помехи, однако, по нашему мнению этот метод не позволяет говорить о достаточно полной компенсации. Подробнее об этом речь пойдет ниже.
Таким образом, можно сказать, что способом увеличения чувствительности приемника является решение задачи когерентного накопления импульсов ОС от маркера.
В данном разделе представлены методы организации когерентного накопления радиоимпульсов ОС от СНР, известные по [7,27], описаны недостатки этих методов, не позволяющие рекомендовать их к практическому применению.
В [7] кратко описывается вариант построения ЗС, позволяющий использовать импульсный ЗС и организовать когерентный прием импульсов ОС. Для этого предлагалось формировать ЗС в виде двух импульсных последовательностей: последовательности импульсов СН с частотой заполнения f и последовательности СР с частотой заполнения f/2 (рис. 2.1). Каждому импульсу СН должен предшествовать СР, причем эти импульсы должны несколько перекрываться. Длительность СР без учета времени перекрытия должна быть больше времени установления колебаний в контуре на частоте f/2. Таким образом, короткий СР на частоте генерации возбуждает колебания в параметрическом генераторе с определенной фазой. Пришедший за ним (или вместе с ним) импульс СН вызовет параметрическую генерацию импульса ОС, значение фазы которого навязывается уже присутствующими в контуре колебаниями. Следовательно, можно сказать, что СР навязывает определенное значение фазы импульсу ОС. Длительность и поток мощности импульсов синхронизирующего сигнала могут быть малы в сравнении с этими же параметрами импульсов СН. Тем самым использование синхронизующей последовательности практически не отражается на потенциале всего ЗС в целом.
Кроме устранения случайности начальной фазы импульсов ОС использование СР позволяет так же расширить рабочий диапазон амплитуд импульсов ЗС, в котором происходит генерация субгармонического сигнала, поскольку в присутствии синхронизирующего колебания не наблюдается гистерезиса [39]. В свою очередь расширение этого диапазона ведет к расширению диапазона дальностей, на которых возможно возбуждение субгармонических колебаний в контуре СНР.
Метод, предложенный в [7], обладает существенным недостатком. Дело в том, что импульсы синхронизующего сигнала излучаются на частоте ОС (f/2). Радиоимпульсы такого синхронизирующего сигнала являются помехой приему полезного сигнала, так как они будут рассеиваться от окружающих параметрический рассеиватель предметов и подстилающей поверхности и поступать на вход приемника одновременно с полезным сигналом. Устранить такую помеху за счет временной селекции не возможно. Связано это с тем, что радиоимпульсы синхронизирующего сигнала могут отражаться от сторонних рассеивателей, находящихся и за, и перед маркером. Таким образом, переотражённые СР могут попадать в приемный тракт поисковой установки фактически в любые моменты времени, а, следовательно, и одновременно с радиоимпульсами ОС. Невозможность применения временной селекции порождает необходимость компенсации СР. Решение, суть которого сводится к компенсации такой помехи, предложено в [27]. Для этого предлагалось использовать такое свойство параметрических рассеивателей, как их малая восприимчивость к внешним воздействиям в возбужденном состоянии. Таким образом, СР, попадающий на СНР после того, как генерация колебаний на субгармонике ЗС установилась, не способен повлиять на фазу генерируемых колебаний. Это свойство СНР позволило предложить в [27] сразу после СР излучать компенсирующий радиоимпульс такой же длительности и амплитуды, что и синхронизирующий, но с противоположной фазой. Компенсирующий радиоимпульс необходим для взаимной компенсации обоих радиоимпульсов в оптимальном приемнике, настроенном на прием радиоимпульса СН (рис. 2.2).
Недостатком предложенного метода является не достаточно полная компенсация помехового влияния синхронизирующей последовательности, задающей закон кодирования фазы. Это связано с тем, что для того, чтобы пара вспомогательных радиоимпульсов (синхронизирующий и компенсирующий радиоимпульсы) взаимно компенсировались, необходимо обеспечить их идентичность. Такую идентичность трудно обеспечить, если один радиоимпульс генерируется из невозбужденного состояния, а второй при манипуляции фазы. Кроме того, при когерентном накоплении радиоимпульсов в равной мере будет расти и помеха, и полезный сигнал.
Стоит отметить, что в системах нелинейного зондирования существуют различные механизмы возникновения помех [73]. В частности, помехи могут возникать в результате искажения ЗС в усилительных каскадах либо плохой фильтрации ЗС, что приводит к наличию в спектре излученного сигнала гармонических и комбинационных составляющих, которые могут проникать в приемный тракт УНЗ. Борьба с подобными помехами является отдельной задачей, выходящей за рамки данного исследования.
Для учета амплитудных свойств СНР в [27] предлагалось формировать СН в виде последовательности идентичных пачек радиоимпульсов, причем в пределах каждой пачки СН амплитуда радиоимпульсов возрастает от радиоимпульса к радиоимпульсу (рис. 2.17 кривая 1). При определенном подборе шага изменения амплитуд радиоимпульсов в пачке подобное формирование СН позволяет возбуждать СНР в более широком диапазоне дальностей. С другой стороны этот способ формирования СН накладывает неопределенность на число радиоимпульсов в пачке радиоимпульсов ответного сигнал, что приводит к необходимости использования многоканального приемника и, как следствие, ограничивает число радиоимпульсов в пачке радиоимпульсов ответного сигнал. Более детально этот вопрос освящен в следующем разделе.
Авторский метод организации когерентного накопления с использованием синхросигнала на частоте субгармоники
Стоит так же отметить, что в случае совпадения значений фазы ОС, вычисленных по формулам (3.3) и (3.5), для некоторых диапазонов значений угла а происходит так же и совпадение ДОНР для различных механизмов возбуждения структуры в этих диапазонах значений угла а. В качестве примера такого диапазона можно рассматривать диапазон углов а от 0 до 53 (рис. 3.6). В случае если фазы ОС, вычисленных по формулам (3.3) и (3.5) не совпадают, для некоторых диапазонов значений угла а то и ДОНР для различных механизмов возбуждения структуры в этих диапазонах значений угла а не одинаковы. В качестве примера такого диапазона можно рассматривать диапазон углов а от 53 до 103 (рис. 3.6). Положительный эффект от использования режима "мерцания" (совпадение минимумов в одной ДОНР с лепестками во второй ДОНР) проявляется именно в таких диапазонах углов.
Вычисления производились для различных значений параметра d. В случаях, когда структура состояла из большего числа СНР, вычисления производились аналогично.
Как показали исследования структуры из двух СНР, в ДОНР, образованных по 1-му и 2-му способам синхронизации структуры, всегда содержат, по крайней мере, 2 нуля, то есть для данной конфигурации суммарная ДОНР всегда имеет 2 глубоких минимума. Соответственно эта конфигурация не позволяет создать суммарную ДОНР, не содержащую «нулей», однако, ДОНР данной системы СНР может обладать достаточно широким лепестком в одном из направлений вдоль своей оси симметрии. Следует так же отметить, что для механизма формирования ОС с синхронизацией от лидирующего СНР в ДОНР характерны резкие скачки и перегибы, связанные с переходом к противофазному значению ОС у ведомого СНР.
Наиболее широким лепестком суммарной ДОНР при лучшей равномерности обладала система из 2-х СНР, расположенных на расстоянии 0,62 Хос, где Хос- длина волны ОС. Ее ДОНР представлена на рис. 3.6. Ширина наиболее широкого из 2-х лепестков суммарной ДОНР составляет около 210 градусов. Как показали дальнейшие исследования, наиболее просто добиться суммарной ДОНР, в которой отсутствуют «нули», при использовании систем СНР в виде симметричных круговых конфигураций с лидирующим СНР в центре. Действительно, были найдены конфигурации из СНР в суммарных ДОНР, у которых «нули» отсутствовали полностью. Однако данные ДОНР всегда имели определенную неравномерность в величине ОС. Кроме, того, достижение симметричной формы суммарной ДОНР всегда происходило при максимальных уровнях ОС ниже, чем максимально возможный сигнал от синхронно излучаемого ансамбля соответственного количества когерентных источников.
На рис. 3.8 и рис. 3.9 представлены ДОНР структуры из пяти СНР, обладающей симметрией относительно расположенного в центре СНР со сниженным порогом возбуждения. Подобная структура представлена на рис. 3.7. Естественно для данных ДОНР наблюдается зеркальная симметрия через каждые 90 градусов. Наиболее перспективными явились структуры из СНР, отстоящих от центрального лидирующего СНР на 0,589 Хос (рис. 3.8) и 0,794 ос (рис. 3.9). Максимальный уровень суммарных ДОНР из 5 СНР примерно на 2 дБ меньше уровня, создаваемого 5-ю когерентными источниками. Неравномерность для ДОНР, представленных на рис. 3.8 и рис. 3.9 соответственно составила 4,894 дБ и 4,250 дБ.
Симметричная система из 5-й субгармонических рассеивателей, с лидирующим субгармоническим рассеивателем в центре и остальными равномерно разнесенными на расстояние R. St Poc S ,_яаЄ ввв у?
Диаграмма обратного нелинейного рассеяния этой системы для R=0,589Xoc-Огибающая суммарной диаграммы обратного нелинейного рассеяния показана сплошной линией, х - возбуждение от СР, о - возбуждение от лидирующего субгармонического рассеивателя.
Аналогичные результаты получены для структур с круговой симметрией и лидирующим СНР в центре для систем из 7-й и 9-й СНР. При этом для системы из 7-й СНР неравномерность ДОНР составила 5,4 дБ, а уровень максимального ОС на 2,6 дБ ниже, чем от системы когерентных источников. Для системы из 9 СНР неравномерность составила 5,8 дБ при уровне максимального ОС на 3,2 дБ ниже, чем от системы 9 когерентных источников. Следует отметить, что минимальный уровень ОС в суммарной ДОНР для системы из 9 СНР составил на 9,32 дБ выше, чем ОС от одиночного СНР.
Для системы из 17-и равномерно разнесенных СНР вокруг центрального лидирующего СНР наилучшая ДОНР была в случае расположения СНР на расстоянии 2,82 Аос от центрального (рис. ЗЛО). При максимально возможном уровне сигнала от 17-и СНР в 24,6 дБ наибольший ОС от данной системы наблюдался 19 дБ, при минимальном уровне ОС в 14,9 дБ (рис. 3.11).
Диаграмма обратного нелинейного рассеяния симметричной системы из 17-и субгармонических нелинейных рассеивателей с лидирующим субгармоническим нелинейным рассеивателем в центре и остальными, равномерно разнесенными на расстояние 2,819 Хос- Минимально возможный уровень сигнала от 17-и СНР составил 14,9 дБ. Огибающая суммарной диаграммы обратного нелинейного рассеяния показана сплошной линией, х - возбуждение от СР, о - возбуждение от лидирующего СНР.
Следует отметить, что такое равномерное расположение СНР существенно увеличивает размеры системы, так как расположение двух СНР на расстоянии меньшем 0,5 Хос приведет к их существенному взаимному влиянию, и настройка системы значительно затруднится.
Результаты исследования суммарных диаграмм обратного нелинейного рассеяния пространственных структур из СНР
Для реализации вышеизложенных идей ЗС предлагается формировать в виде двух последовательностей пачек радиоимпульсов. Одна последовательность будет формироваться в виде пачек узкополосных когерентных прямоугольных радиоимпульсов СН с частотой высокочастотного заполнения f и длительностью т. Другая - в виде пачек узкополосных когерентных пар следующих друг за другом вспомогательных радиоимпульсов с частотами высокочастотного заполнения f/2. Амплитуды каждого из парных импульсов одинаковы, а фазы их радиочастотных заполнений отличаются на ж. Длительность каждого из парных радиоимпульсов равна Хь при этом 1\«1, а временной интервал между задним фронтом первого радиоимпульса из пары и передним фронтом второго І2« т. Период следования пар вспомогательных радиоимпульсов Т (т+2іі Н-Тг). Один из радиоимпульсов пары является синхронизующим, другой радиоимпульс - компенсирующим. Передний фронт СР совпадает с передним фронтом радиоимпульса СН.
Пусть выбранный закон кодирования представляет собой последовательность из N символов P(N)=(pi, р2,.--, PN) а альтернативный закон кодирования - последовательность такой же длинны Q(N)=(qi, q2,.--, qN). Символы этих бинарных законов могут принимать значения 1 или -1. Дополнительно вводится последовательность S(N)=(si, S2,..., sN), i-ый символ которой принимает значение 0 в случае, если pi = q;, или 1 в противном случае: 10, Р ІІ Тогда каждая пачка радиоимпульсов ЗС должна содержать N радиоимпульсов СН и N парных вспомогательных радиоимпульсов. В этом случае реализация одной пачки радиоимпульсов ЗС во времени может быть записана следующим образом:
В качестве примера организации кодирования фаз радиоимпульсов ОС представлена диаграмма на которой изображены пачки радиоимпульсов СН (рис. 2.8 кривая 5), вспомогательных радиоимпульсов (рис. 2.8 кривая 4) и радиоимпульсов ОС (рис. 2.8 кривая 6). Каждая пачка состоит из 3 радиоимпульсов (пачка вспомогательных радиоимпульсов - из трех парных радиоимпульсов). Кодовое слово выбранного закона кодирования состоит из трех чередующиеся символов «1», «-1», «1», а альтернативный закон кодирования содержит одинаковые символы «1», «1», «1». Фазы радиочастотного заполнения вспомогательных импульсов кодируются в соответствии с альтернативным законом кодирования. Вспомогательные радиоимпульсы и их огибающие представлены кривыми 4 и 3 соответственно (рис. 2.8). Чтобы фазы СР были кодированы в соответствии с выбранным законом кодирования, на роль СР необходимо выбрать первые радиоимпульсы из первой и третьей пары и второй радиоимпульс из второй пары. Выбор СР в каждой паре определяет момент времени, в который начнет формироваться соответствующий радиоимпульс СН. В результате такого формирования ЗС фаза высокочастотного заполнения радиоимпульсов ОС оказывается кодированной в соответствии с выбранным законом кодирования (рис. 2.8 кривая 6).
Аналитическое выражение для ОС представляет собой функцию: Временные зависимости: кривая 1 - сигнал тактового генератора; кривая 2 - огибающая радиоимпульсов сигнала накачки; кривая 3 - огибающая последовательности вспомогательных радиоимпульсов; кривая 4 -последовательность парных вспомогательных радиоимпульсов; кривая 5 - радиоимпульсы сигнала накачки; кривая 6 -радиоимпульсы ответного сигнала.
Далее представлены результаты сложения радиоимпульсов ОС (рис. 2.9) и вспомогательных радиоимпульсов (рис. 2.10) в приемнике, настроенном таким образом, чтобы обеспечивался максимальный уровень когерентного накопления принимаемого сигнала в соответствии с выбранным законом кодирования.
Накопление радиоимпульсов ответного сигнала. Кривые 1, 2, 3 - условные временные зависимости, описывающие обработку пачки ОС (начальные фазы радиоимпульсов ОС кодируются в соответствии с выбранным законом кодирования («1», «-1», «1») в приемнике в соответствии с выбранным законом кодирования. Кривая 4 -результат сложения кривых 1-3, - демонстрирует накопление ОС.
Из диаграммы (рис.2.9) видно, что наличие некоторой апериодичности в порядке следования радиоимпульсов СН и, как следствие, - импульсов ОС, приводит к некоторым потерям при когерентном накоплении радиоимпульсов ОС. Форма центрального суммарного радиоимпульса (рис. 2.9 кривая 4) несколько искажена по краям. Для данного примера центральный радиоимпульс может быть описан следующей функцией (здесь за начало отсчета времени выбран момент начала радиоимпульса):
Однако величины подобных потерь не существенны, т.к. длительность радиоимпульса СН х значительно превышает длительность парного вспомогательного радиоимпульса (2ті +І2) 102 Для альтернативного закона кодирования, кодовое слово которого имеет вид Q(3)=(l, 1, 1), т.е. qj = 1 для і = 1, 2, 3, последовательность парных вспомогательных радиоимпульсов может быть представлена как функция времени: +Ава(8(т1+т2 + Т0 - S(2r2 + т2+ Ті)) sin {lift + рзси - -) j.
Накопление вспомогательных радиоимпульсов. Кривые 1, 2, 3 - условные временные зависимости, описывающие обработку пачки вспомогательных радиоимпульсов (начальные фазы кодируются в соответствии с альтернативным законом кодирования («1», «1», «1») в приемнике в соответствии с выбранным законом кодирования. Кривая 4 - результат сложения кривых 1-3, - демонстрирует отсутствие накопления вспомогательного сигнала.
В случае попадания такой последовательности помеховых вспомогательных радиоимпульсов, в приемник поисковой установки, настроенный так, чтобы обеспечивался максимальный уровень когерентного накопления ОС в соответствии с кодовым словом Р(3)=(1, -1, 1), когерентного сложения не наблюдается (рис. 2.10). И последовательность помеховых радиоимпульсов после обработки в таком приемнике (рис. 2.10 кривая 4) будит описываться функцией:
Третий метод компенсации вспомогательных радиоимпульсов предполагает устранение остаточных помеховых сигналов на выходе приемного тракта. Для организации третьего метода компенсмации предлагается еще одно изменение в конструкции ЗС и методе его обработки в приемном устройстве поисковой установки. ЗС следует формировать в виде парных пачек радиоимпульсов. Две пачки радиоимпульсов в паре должны формироваться таким образом, чтобы отличаться друг от друга лишь кодовыми словами альтернативного закона кодирования. А кодовые слова выбранного закона кодирования должны оставаться одинаковыми для обеих пачек радиоимпульсов в паре. Значение фазы радиоимпульсов ОС изменяется в соответствии с выбранным законом кодирования, следовательно, формирование ЗС в виде пар пачек радиоимпульсов никак не изменит фазы радиоимпульсов ОС. В рассмотренном ранее примере кодовое слово выбранного закона кодирования представляло собой последовательность «1», «-1», «1».
Суть формирования ЗС в виде парных пачек радиоимпульсов состоит в том, чтобы изменить альтернативный закон кодирования, т.е. закон в соответствии с которым изменяются фазы высокочастотного заполнения вспомогательных радиоимпульсов. Если из пары пачек радиоимпульсов ЗС первая пачка формируется в соответствии с кодовым словом альтернативного закона кодирования Qi(N)={qb qb..., qN}, то вторая пачка будит формироваться в соответствии с другим кодовым словом альтернативного закона кодирования СЫХ)={-qb - qb..., - qN}. Ch(N) - инвертированное кодовое слово прежнего альтернативного закона кодирования, т.е. такое кодовое слово, каждый символ которого изменен на противоположный. В
104 рассмотренном ранее примере кодовое слово альтернативного закона кодирования представляло собой последовательность «1», «1», «1». Теперь кодовое слово альтернативного закона кодирования в первой пачке из пары пачек радиоимпульсов ЗС будет таким же «1», «1», «1», а во второй - примет вид: «-1», «-1», «-1». В этом случае значения фаз радиочастотного заполнения соответствующих вспомогательных радиоимпульсов в первой и во второй пачках пары будут отличались друг от друга на ж (рис. 2.11 кривые 1и4).
Первая пачка радиоимпульсов ОС из пары пачек задерживается на время равное длительности пачки радиоимпульсов ОС и временного промежутка между пачками радиоимпульсов ОС в паре пачек. После задержки она складывается со второй пачкой радиоимпульсов в паре пачек. В результате этого сложения вспомогательные радиоимпульсы, переотраженные от сторонних объектов и пришедшие в приемное устройство поисковой установки будут взаимокомпенсированы (сложение кривых 1 и 4 на рис. 2.11). В результате такого сложения произойдет изменение формы огибающей радиоимпульсов полезного сигнала. Связано это с тем, что сохранение одинаково выбранного закона кодирования для первой и второй пачек радиоимпульсов ОС в паре пачек при различных соответствующих альтернативных законах ведет к несоответствию во временах начала и конца радиоимпульсов ОС в первой и второй пачках. Результат сложения сигналов, представленных кривыми 3 и 6 на рис. 3.11 представлен на рис. 3.12.
