Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 Область применения нормирующих преобразователей и принципы нормирования 8
1.1 Общие подходы к решению задач нормирования 8
1.1.1 Интерполяция функций как этап процесса нормирования 9
1.1.2 Интеллектуализация измерений на основе графа Паскаля 22
1.1.3 Теория аппроксимации периодических функций рядами Фурье в идеологии преобразователей 24
1.2 Датчики как опорные устройства нормирующих преобразователей 30
1.3 Особенности функционирования схем с нормирующими преобразователями 31
1.3.1 Датчики и цепи нормирования 31
1.4 Характеристики и схемотехнические решения нормирующих преобразователей 37
1.5 Задачи нормирования 38
1.6 Обобщенная функциональная схема современных промышленных нормирующих преобразователей 38
Выводы 40
Глава 2 Аналитическое обоснование методов оптимизации нормирования 41
2.1 Задачи квадратичного программирования с параметром в правых частях ограничений 41
2.2 Задача квадратичного программирования 42
2.3 Метод субоптимизации на многообразиях. Выпуклый случай 45
Выводы 53
Глава 3. Техническая реализация схем 55
3.1 Аналоговые нормирующие преобразователи 55
3.1.1 Нелинейная коррекция в амплитудных детекторах 55
3.1.2 Усилители для нормирования сигналов 59
3.1.3 Модели для входного напряжения смешения и входного тока 65
3.2. Моделирование и исследование схем АЦП/ЦАП 95
3.2.1 Статическая модель диапазонного нормирующего элемента 95
3.3 Современная схемотехника нормирования сигнала 98
3.3.1 АЦП последовательного приближения 98
3.3.2 АЦП последовательного приближения с мультиплексируемыми входами 105
3.3.3 Законченные системы сбора данных на одном кристалле 107
3.3.4 Сигнальные процессоры как нормирующие преобразователи 115
Выводы 116
Глава 4 Технико-экономические аспекты промышленного использования нормирующих преобразователей 118
4.1 Нисходящее проектирование методики «интегрированная критериальная оценка» нормирующих преобразователей 118
4.1.1 Репрезентативная теория измерений и ее применение при анализе технико экономических аспектов 118
4.1.2 РТИ-анализ затрат на широкодиапазонные преобразователи 119
4.1.3 Сценарий ИКО-расчета 126
4.2 Подходы к определению экономической эффективности 134
4.2.1 Методологические принципы эффективности систем 134
4.3 Показатели функционирования основных подсистем 135
4.3.1 Экономические показатели внедрения НП 135
Выводы 136
Заключение 138
Список использованных источников 140
- Интерполяция функций как этап процесса нормирования
- Метод субоптимизации на многообразиях. Выпуклый случай
- Усилители для нормирования сигналов
- РТИ-анализ затрат на широкодиапазонные преобразователи
Введение к работе
Актуальность темы определяется необходимостью проектирования и создания контрольно-измерительных систем в производстве и эксплуатации сложных, наукоемких изделий требующих значительных инвестиционных вложений и, следовательно, задача оценки эффективности систем сбора и обработки информации может быть названа одной из важнейших.
В последние годы отмечается бурный рост контрольно-измерительных систем (рисунок 1.1).
%
1998 1999 2000 2001 2002 годы 2003
Рисунок 1.1 - Динамика роста суммарного количества НП и контрольно-измерительных систем в промышленности РФ
Рассматриваемые системы характеризуются многоканальностью с большим количеством датчиков и входных преобразователей — нормирующих преобразователей (НП) [1].
Оснащение новой техникой - НП — в современных условиях в основном осуществляется путем внедрения промышленных образцов, как более дешевыми по сравнению с заказными преобразователями. Оптимальность такого решения возможна при наличии технико-экономических методик выбора и расчета эффективности НП [2-9].
Существующие методики либо вовсе не предусматривают выбор и расчет эффективности НП, либо во многом определяются субъективными факторами.
Внедрение научно обоснованной методики выбора и расчета эффективности НП позволяет улучшить экономические показатели предприятий, уменьшить прямые и косвенные издержки, оказать влияние на социальные и экологические сферы производства, а также обеспечить требования сертификации изделий.
Цель и задачи исследований. Основная цель работы - создать инструментарий выбора нормирующих преобразователей и концепцию прогнозирования результатов внедрения нормирующих преобразователей в системах контроля сложных технологических процессов.
Для достижения цели решены следующие основные задачи: проведен анализ литературы по классификаторам ББК 30, 32, 34, УДК51, 373, 681, ISBN 966 и источников на электронных носителях по рассматриваемым вопросам; исследованы принципы нормирования; спроектированы модели основных классов НП; разработаны критерии выбора конфигурации и схемотехники НП; создана методика расчетов издержек и эффективности НП; разработано DSP-ПО дискретизации, суммирования (полиномиальных операций) и коррекции нормируемых сигналов.
Научная ценность и новизна полученных результатов состоит в том, что: проведена классификация НП с учетом экономического аспекта применения; создана общая методика оптимизации технико-экономических характеристик НП; создана методика оценки НП с возможностью автоматизации расчетов издержек и эффективности НП — «Интегрированная критериальная оценка» — ИКО-методика; разработаны принципы создания основных классов НП; разработана библиотека программного обеспечения — набор мнемокода цифровой обработки задач нормирования.
Практическая ценность работы заключается в том, что на основе результатов исследований разработана и внедрена в опытно-промышленную эксплуатацию методика оценки НП серийного производства. Внедрение методики оценки НП позволило повысить экономические показатели технологических и испытательных процессов.
Важно, что ИКО-методика НП предоставляет возможность использования необходимой информации большому кругу заинтересованных служб, а также позволяет поддерживать высокий уровень квалификации исполнителей.
Интерполяция функций как этап процесса нормирования
В практике современного нормирования, в частности, преобразований многомерных массивов информации, представленных множеством и (или) кортежем электрических сигналов, наряду с основной целью измерения (измерительного преобразования) ставится ряд сопутствующих задач: режекция (подавление) и селекция (выделение) по заданному признаку одного из нескольких сигналов, ранжирование и сортировка сигналов по информационному признаку, разделение множества сигналов на подклассы, адресная идентификация одного из каналов передачи, на который воздействует сигнал с заданным информационным признаком, контроль наличия заданной ранговой ситуации множества сигналов и др. [10-16]. Измерения или измерительные преобразования с вышеуказанными сопутствующими и другими операциями и алгоритмами обработки, функционирующие на формализованной основе в автоматизированном или автоматическом режимах, принято называть интеллектуальными. Наиболее распространенными объектами измерений являются многомерные (в смысле многофакторности) электрические сигналы. При этом сопутствующими часто являются операции селекции и (или) идентификации т из п аналоговых и цифровых сигналов по их адресно-ранговым признакам при решении задач обработки я-мерных массивов Х\. xi Х],Х2, ...,Хп, имеющих привязку к заданным точкам (пространственным координатам) технических объектов и технологических процессов или по-другому сложных зашумленных сигналов. При т=1 задача селекции сводится к выделению (селекции) одного сигнала Xi=x(rj) заданного ранга где Г\ - заданный ранг; ХІ, Х/с — преобразователи n-мерного сигнала; 1р— вес ступени преобразования; р — основное базисное значение ранга. Без идентификации или с идентификацией адреса порядкового номера і = Ekd(Xk-x(rj)). На основе параллельной композиции Р-графов строятся сопровождающие основные измерения ранжирующие операции с идентификацией (1.32) всех компонентXj,X2, ...,хп кортежа (xj,X2, ...,х где / есть компонента r-го ранга кортежа (xj,X2, ...,х Р-графа, для которого идентифицируемой является і-я компонента входного кортежа (xj,X2,..., / ) Аппаратурная реализация Р-графов осуществляется в элементном базисе реляторов [10,11], воспроизводящих базовые операции - предикатные конъюнкцию и дизъюнкцию Z2 = V(yhy2) = = уіЦхі - х2) + у2І(х2 - х}) предикатной алгебры выбора (ПАВ) [12]. Здесь &(yj,y2) и V(yj,y2) есть соответственно символы ПАВ-конъюнкции и ПАВ-дизъюнкции. Эти операции при отождествлении предметных X/ и предикатных yt переменных (при X/ = УІ) являются базовыми операциями непрерывной (бесконечнозначной, нечеткой) логики [11] Данная формализованная идея плодотворно работает в устройствах приема и обработки сложных зашумленных сигналов в широких динамических диапазонах. Такой подход успешно может решать обратные задачи: по полученным выходным данным восстанавливать отфильтрованные входные сигналы. В последнем случае конвертируются уравнения по типу не(или) = и. Кроме вышерассмотренного подхода в современных измерительных устройствах как правило используется множественная или степенная корреляция для преобразования сигналов, что также не вызывает принципиальных затруднений при решении обратных задач.
Метод субоптимизации на многообразиях. Выпуклый случай
Это задача квадратичного программирования с параметром в правой части ограничений. Решая эту задачу для каждого значения параметра, получаем значения функции /)(//), а, следовательно, и значения искомой минимизируемой функции Таким образом, исходная задача сводится к последовательному решению двух задач - задачи квадратичного программирования с параметром в правой части ограничений и задаче одномерной оптимизации. 1. Внедрение научно обоснованной методики выбора и расчета эффективности НП требует, прежде всего, теоретического фундамента, на котором строится формальный аппарат обработки информации. 2. Современная математика предоставляет широкий выбор методов для теоретического фундамента, начиная от аналитических и заканчивая статистическими. Метод должен быть основан на природе исходных данных, характере их получения и возможностями дальнейшей обработки. 3. Выбор был остановлен на квадратичном программировании как на удовлетворяющем основным требованиям. Дополнительным фактором стали мощность и универсальность квадратичного программирования. 4. В данной главе изложены разработанные автором теоретические положения метода оптимизации к построению ИКО-методики - квадратичное программирование с параметром в правых частях ограничений, определяющих классы НП. 5. Суть теоретических положений — построение процедуры поиска оптимальной точки многомерного пространства или, другими словами, по исходным значениям построение уравнений цена НП-параметры. 6. Показано, что, в случае квадратичного программирования, решение задач сводится к поэлементному разложению выбираемого вектора параметров по заданному базису, что в свою очередь эквивалентно решению системы линейных уравнений с конечным числом классов НП. 7. Общие методы оптимизации, изучаемые во 2 главе опираются на специфические свойства допустимого множества и минимизируемого функционала, требующего аналитические выражения, построение которых при ограниченных данных затруднительно, задача тем более осложняется при определенной части недостоверных данных. 8. Поэтому, теоретически обосновав построение системы линейных уравнений с конечным числом классов НП, конструируем метод преобразования - сведение экстремальной задачи к эквивалентной, более простой в вычислительном плане задаче, и последующее решение эквивалентной задачи. Активные преобразователи амплитудных значений (АПАЗ) U, импульсных и синусоидальных сигналов uc(t) на основе дифференциальных усилителей (ДУ) с глубокой общей отрицательной обратной связью (рисунок 3.1), являются широко распространённым функциональным узлом многих НП [34]. Для повышения их быстродействия в режиме выборки сигнала, то есть когда [Suc(t)/8t]— 0, применяются схемы форсирования заряда запоминающего конденсатора С1, требующие специальных схем логического управления [38].
Весьма эффективным средством решения данной задачи в АПАЗ, реализуемых на базовых матричных кристаллах, может стать нелинейная коррекция проходной характеристики входного дифференциального усилителя
Предлагаемые в [82] квазилинейные дифференциальные каскады могут оказаться весьма эффективным средством уменьшения времени выборки АПАЗ (tg). Их основное свойство — возможность продления от 50 мВ до 3-8 В линейного участка проходной характеристики АПАЗ за счёт введения цепи нелинейной коррекции (ЦНК) в схему того или иного классического ДУ. При этом расширение диапазона активной работы базового ДУ (повышение значений граничных напряжений U?p) обеспечивается без ухудшения статической точности.
В линейном режиме работы ДУ (рисунок 3.2), когда разность напряжений uc(t) — ueblx(t) Uep, время выборки АПАЗ минимально, при этом основная инерционность схемы - запоминающий конденсатор С1, заряжается через диод VD1 выходным током ДУ /„, пропорциональным сигналу рассогласования ивх. Поэтому предельная скорость изменения напряжения uebix(t) не может превышать значений напряжения питания. Если амплитуда входного импульса значительно превышает Цгру то входной каскад АПАЗ работает в режиме динамической перегрузки (рисунок 3.2).
Усилители для нормирования сигналов
Усилители, которые будут работать при нулевом напряжении на входе, достаточно легко создать, используя дифференциальные пары р-п-р транзисторов (или n-канальные JFET пары). Диапазон входных синфазных сигналов такого каскада достигает значения приблизительно на 200 мВ ниже отрицательной шины источника питания и на 1 В ниже положительной.
Входной каскад можно так же строить на n-p-п транзисторах (или р-канальных JFET парах), в этом случае входной синфазный сигнал будет достигать положительной шины питания и будет на 1 В выше отрицательной. Такое требование типично для приложений, связанных с измерением тока в первичных силовых цепях на низких частотах. Входные каскады ОР282/ОР482 используют р-канальные JFET пары, и входной синфазный сигнал достигает положительной шины питания. Прочие схемотехнические топологии для измерения в первичных силовых цепях (как в AD626) используют для ослабления синфазного сигнала прецизионные резисторы.
Входной ток ОУ, являющийся функцией коэффициента передачи тока транзисторов, является также функцией приложенного входного синфазного напряжения, что приводит к ухудшению КОСС и изменению входного синфазного импеданса по диапазону синфазных напряжений в сравнении со стандартными усилителями с биполярным питанием. На данные характеристики следует обращать внимание при выборе ОУ такого типа, в особенности при их не инвертирующем включении. Напряжение смещения, входной ток и ОСС могут быть весьма приемлемыми в одной части диапазона синфазных сигналов, но абсолютно неудовлетворительными в другой при переходах от n-p-п устройств к p-n-р устройствам и наоборот.
ОУ, например, ОР184/ОР284/ОР484, используют входной каскад с технологией «от питания до питания», в котором обе транзисторные пары п р-n и p-n-p активны во всем диапазоне синфазных сигналов, и порога переключения не существует. Входное напряжение смещения усилителя является средним из напряжений смещения p-n-р и n-p-п каскадов.
Усилитель дает плавное изменение входного напряжения смещения по всему диапазону входного синфазного напряжения, что достигается тщательной лазерной подгонкой резисторов входного каскада. Это же происходит и с входным током. Исключение составляют крайние точки (не доходя 1 В до уровней питания), где напряжение смещения и входной ток резко изменяются вследствие открытия паразитных р-n переходов.
Когда обе дифференциальные пары транзисторов активны по всему диапазону входного синфазного напряжения, переходная характеристика усилителя более быстра в области середины диапазона синфазного сигнала (в два раза выше для биполярных транзисторов и в л/2 раз в случае JFET транзисторов). Переходная проводимость входного каскада определяет скорость нарастания выходного напряжения и частоту единичного усиления усилителя, следовательно, время отклика слегка уменьшится в крайних точках диапазона синфазного сигнала, когда, либо p-n-р каскад (сигнал приближается к положительной шине питания), либо n-p-п каскад (сигнал идет в сторону отрицательной шины) вводятся в режим отсечки. Пороги, при которых переходная проводимость изменяется, отстоят приблизительно на 1 В от каждой шины питания.
По этой причине для приложений, требующих действительных входов «от питания до питания», следует тщательно оценивать операционный усилитель с тем, чтобы отобранные усилители гарантировали нужные для работы: входное напряжение смещения, входной ток, ОСС и шумы (тока и напряжения). 81
Выходные каскады ОУ с однополярным питанием Для многих приложений требуется, чтобы выходной сигнал достигал только одной шины, обычно отрицательной. Резистор на отрицательной шине позволит выходу приблизиться к данной шине, но весьма медленно. Использование источника тока на полевом транзисторе вместо резистора позволит увеличить скорость, но при этом увеличится сложность каскада.
В новом комплиментарном биполярном процессе (СВ) возможно получение согласованных высокоскоростных p-n-р и п-p-n транзисторов. Каскад с комплиментарным эмиттерным повторителем имеет много преимуществ, включая низкое выходное сопротивление. Однако, размах выходного напряжения не достигает обеих шин питания на величину падения напряжения на эмиттер-базовых переходах транзисторов. При работе с однополярным питанием +5В динамический диапазон выхода составляет обычно от+1 В до +4В.
Выходные каскады на комплиментарных транзисторах «общий эмиттер или общий исток» позволяют выходу подойти совсем близко к шинам питания, но данные каскады имеют существенно больший импеданс в разомкнутом состоянии по сравнению с эмиттерными повторителями. На практике, однако, местное замыкание обратной связи дает низкий выходной импеданс, в особенности на частотах ниже 10 Гц.
Комплиментарный каскад с общим эмиттером не может обеспечить размах выхода до шин питания на величину напряжения насыщения (Уаыт)-При малых токах нагрузки (менее 100 мкА) насыщение может составить от 5 до ЮмВ, при увеличении тока нагрузки насыщение может возрасти до нескольких сотен милливольт (при 50 мА - 500 мВ).
РТИ-анализ затрат на широкодиапазонные преобразователи
Если бы источники шумов отсутствовали, АЦП давал бы на выходе один и тот же код в независимости от того, сколько выборок было выполнено. Конечно, если случается, что вход АЦП находится в переходной зоне между двумя смежными кодами, тогда распределение «размазалось» бы между этими двумя кодами, но не более того. Наличие источников шума, однако, вызывает появление распределения кодов вокруг основного кода, как показано на диаграмме.
Этот шум АЦП создается сигналами паразитных наводок, компонентами, такими как резисторы и активными устройствами, как ключи. К тому же существует остаточный шум квантования, не подавленный до конца цифровым фильтром. Можно рассматривать, что полный шум является источником входного шума, который суммируется с входным сигналом на входе идеального АЦП без шумов. Он иногда называется шумом приведенным к входу или эффективным входным шумом. Распределение этого шума обычно является Гауссовым, и поэтому можно определять СКВ шума (т.е. стандартное отклонение распределения).
Для определения характеристик шума приведенного к входу приведем концепцию эффективного разрешения, которое иногда называется, как эффективное число бит (ENOB). Следует отметить, однако, что ENOB часто используется для описания динамики работы высокоскоростных АЦП с входными сигналами переменного тока, и не так часто для описания прецизионных низкочастотных ЕД АЦП. Шум от-пика-до-пика составляет приблизительно 6,6 раз от СКВ шума.
Таким образом, разрешение без шумов представляет собой максимальное число разрядов АЦП, которое еще можно использовать, получая однокодовое амплитудное распределение на выходе «без мерцаний кода», при подаче на вход напряжения постоянного уровня.
В сказанном выше не утверждается, что остаточные коды младших разрядов бесполезны, сказанное определяет только способ определения амплитуды шума и соотнесения ее с разрешением АЦП. Стоит также отметить, что дополнительная внешняя пост-фильтрация и усреднение данных с выхода АЦП могут еще более уменьшить шум приведенный к входу и увеличить эффективное разрешение.
Максимально достижимое разрешение от-пика-до-пика (или разрешение без шумов) составляет 1 на 230000 событий, что приблизительно соответствует 18 разрядам. Следует отметить, что разрешение без шумов является функцией диапазона входного напряжения, частоты среза фильтра и частоты модификации выхода. Шум тем выше, чем меньше величина входного диапазона (величина усиления больше). Чем выше частота модификации выхода и связанная с ней частота среза, тем больше шум.
В нормальном режиме (быстрое восстановление запрещено) выходной сигнал достигает своей конечной величины после 23 выходного слова данных. При разрешенном быстром восстановлении и разрешенном режиме прерывания выходные данные устанавливаются до конечной величины к 7 выходному слову данных. Между 7 и 23 словами выходных данных, режим быстрого восстановления дает установившийся результат, но с наличием дополнительных шумов по сравнению со специфицированным уровнем для условий нормальной работы. Он начинается с уровня шумов соответствующего режиму пропуска, и по мере увеличения массива усреднения, заканчивается уровнем специфицированного шума.
Полное время установления, требуемое устройством для достижения специфицированного уровня шумов, одинаково как для режима с быстрым установлением, так и для нормального режима. Для мультиплексных приложений следует выполнять полный цикл перезарядки фильтра из выходных слов данных всякий раз при переходе на новый канал измерения. Это дает фундаментальное условие использования ЕД АЦП в приложениях с мультиплексированием. Не существует причины, по которой Д АЦП не могут работать в данных приложениях, при условии, если внутреннему фильтру позволяют установиться полностью после переключения каналов.
AD7730 дает доступ пользователю к внутренним регистрам калибровки, позволяя внешнему микропроцессору считывать свои калибровочные коэффициенты и записывать новые из внешнего СНИЗУ. Это дает микропроцессору возможность осуществлять больший контроль над проведением процедуры калибровки AD7730. Это также значит, что пользователь может проверять корректность выполнения калибровки устройством, сравнивая коэффициенты полученные после калибровки с предварительно записанными величинами в СГТПЗУ. Поскольку калибровочные коэффициенты получают путем выполнения преобразования данного входного напряжения, точность калибровки может быть только такой, которая обеспечивается устройством по шумам в нормальном режиме работы.
Для увеличения точности рекомендуется калибровать устройство на минимально возможной частоте модификации выходных данных, т.е. там, где уровень шумов наименьший. Коэффициенты полученные при любой частоте модификации данных корректны для любых других частот модификации данных на выходе. Схема калибровки на минимальной частоте модификации выходных данных в действительности означает, что длительность интервала калибровки достаточно велика.
AD7730 требует внешнего источника опорного напряжения, тем не менее, в качестве такого источника можно использовать источник питания, если измерения производятся относительным образом. В такой конфигурации выходное напряжение измерительного моста прямо пропорционально напряжению возбуждения, которое также используется в качестве напряжения опорного источника для AD7730.
Изменения напряжения источника питания не повлияют на точность измерения. Напряжение на чувствительных выходах моста используются в качестве опорного для AD7730 с тем, чтобы исключить ошибки вызванные падением напряжения на сопротивлениях соединительных проводников.
Любой внешний резистор последовательный с входом увеличит эту постоянную времени. Существуют таблицы, приводимые в технических описаниях различных устройств семейства AD77XX, которые дают максимально допустимые величины REXT для получения заданной точности.
