Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Анализ проблемы измерения параметров эхо-сигналов и обзор методов решения возникающих при этом задач 13
1.1.. Вводные замечания 13
1.2. Проблема измерения параметров эхо-сигналов, возникающих при дуплексной передаче данных по двухпроводным абонентским линиям 14
1.3. Методы измерения импульсной реакции и частотных характеристик каналов связи 22
1.4. Методы оценки ухода частоты несущего колебания в
сигнале дальнего эха 35
Выводы по главе 1... 37
Глава 2. Теоретическое обоснование метода измерения параметров импульсных реакций трактов возникновения эхо-сигналов 38
2.1.. Вводные замечания 38
2.2. Круговой корреляционный метод измерения импульсной реакции 39
2.3. Синтез действительной периодической тестовой последовательности с идеальной автокорреляционной функцией 44
2.4. Оценка объёма выборки, обеспечивающего необходимые доверительные интервал и вероятность, при измерении средиеквадратического значения шума канала 54
Выводы по главе 2 60
Глава 3 Разработка и теоретическое обоснование метода измерения сдвига частоты несущей в сигнале дальнего эха с применением цифровых систем фазовой синхронизации 62
3.1. Вводные замечания 62
3.2. Выделение гармоники дальнего эха из отклика тракта формирования эхо-сигналов на гармонический тестовый сигнал 63
3.3. Применение ЦСФС для измерения сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума 68
3.3.1. Математические модели ЦСФС с аналого-цифровым преобразованием до петли ФАПЧ 68
3.3.1.1. Общие положения 68
3.3.1.2. Анализ возможных вариантов реализации элементов ЦСФС и построение ее обобщенной модели 71
3.3.1.3. Математические модели ЦСФС первого и второго порядков 87
3.3.1.4. Анализ асимптотической устойчивости ЦСФС первого и второго порядков 94
3.3.1.5. Измерение сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума 100
Выводы по главе 3 118
Глава 4. Практическая реализация методов измерения эхо-сигналов 120
4.1. Вводные замечания 120
4.2. Измеритель первичной информации о параметрах эхо-сигналов 121
4.3. Обработка первичной информации 126
4.4. Результаты эксперимента 129
4.5. Метод быстрой инициализации эхокомпенсатора дуплексных модемов 134
Выводы по главе 4 140
Заключение 141
Список литературы
- Проблема измерения параметров эхо-сигналов, возникающих при дуплексной передаче данных по двухпроводным абонентским линиям
- Синтез действительной периодической тестовой последовательности с идеальной автокорреляционной функцией
- Выделение гармоники дальнего эха из отклика тракта формирования эхо-сигналов на гармонический тестовый сигнал
- Измеритель первичной информации о параметрах эхо-сигналов
Введение к работе
Интенсивное развитие персональных компьютеров и компьютерных технологий потребовало создания разветвленных вычислительных сетей, основой которых являются сети передачи данных. Каналы сетей передачи данных организуются на базе типовых существующих каналов электросвязи, построенных, как правило, на основе телефонной сети общего пользования (ТФОП). Параметры каналов оказывают определяющее влияние на возможности передачи данных. Вместе с тем качество отечественной коммутируемой телефонной сети во многих случаях не соответствует международным стандартам, что порождает ряд специфических трудностей, возникающих при передаче данных по российским телефонным линиям. К их числу, в частности, относятся невозможность установления связи на отдельных соединениях, неправильное распознавание модемами сигналов автоматических телефонных станций, "зависание" модема, низкая реальная скорость передачи данных. В немалой степени проблема качества коммутируемой ТФОП обусловлена тем фактором, что до сравнительно недавнего времени не существовало общих норм на электрические параметры каналов сети ТФОП. Последнее объяснялось как объективными трудностями выработки подхода к нормированию параметров сети, так и отсутствием технических средств, предназначенных для комплексного проведения соответствующих измерений.
Вопросы измерения параметров каналов связи рассматривались в работах таких отечественных и зарубежных ученых и возглавляемых ими коллективов, как Хромой Б.П., Кушнир Ф.В., Савенко В.Г., Верник СМ., Елизаров А.С., Найквист X., Витке П., Пенстон С, Кейтли Р., и др.. Особо следует отметить выполненную по заказу Министерства РФ совместную
работу Центрального научно-исследовательского института связи (ЦНИ-ИС) и фирмы "Аналитик-ТС" по результатам которой в 1997г. был издан приказ Госкомсвязи РФ №74 об утверждении "Временных эксплуатационных норм на электрические параметры каналов сети ТФОГГ (в 1999г. на его основе появился приказ №54 Госкомсвязи России об утверждении "эксплуатационных норм на электрические параметры коммутируемых каналов сети ТФОГГ) и разработан программно-измерительный комплекс AnCom TDA-5, позволяющий контролировать нормируемые параметры.
Однако, несмотря на отмеченные достижения, ряд проблем, возникающих в рассматриваемой области, по-прежнему нельзя считать полностью решенными. К их числу, в частности, относится задача измерения параметров эхо-сигналов, возникающих при дуплексной передаче данных по российским каналам сети ТФОГТ. В большинстве работ отечественных авторов, посвященных построению модемов, рассматривалась ситуация передачи данных по четырехпроводным линиям с разделенными направлениями передачи и приема [1-12]. Вместе с тем в эпоху персональных компьютеров актуальной является организация высокоскоростной передачи данных от абонента к абоненту, что предполагает создание дуплексных модемов, обеспечивающих одновременную двустороннюю работу по коммутируемым двухпроводным абонентским линиям. В таких устройствах необходимо решать проблему подавления сигналов эха, возникающих вследствие принципиальной невозможности полного разделения направлений передачи и приема при сопряжении четырех и двухпроводных участков случайным образом коммутируемого канала. Единственным известным способом решения этой проблемы при создании средне- и высокоскоростных модемов в настоящее время является компенсация сигналов эха с помощью адаптивных устройств, называемых эхокомпенсаторами.
Общие принципы построения эхокомпенсаторов известны и реализованы в импортных модемах [13-19]. Естественно, что разработка эхокомпенсаторов и включение их в состав устройств преобразования сигналов является необходимым условием обеспечения технических возможностей создания конкурентоспособных отечественных модемов. Однако решение этой задачи, ровно, как и решение проблемы адаптации импортных модемов к российским условиям, существенно осложняется полным отсутствием информации о параметрах эхо-сигналов, возникающих в отечественных коммутируемых телефонных каналах. Данная ситуация обусловлена тем, что до сравнительно недавнего времени потребность в такой информации отсутствовала, поскольку в нашей стране вообще не ставилась задача построения двухпроводных дуплексных модемов. Поэтому эти параметры каналов не исследовались и никак не нормировались. Очевидно, что в настоящее время проблема измерения параметров эхо-сигналов в российских каналах весьма актуальна.
Ввиду особенностей структуры сигналов эха осуществление такого эксперимента представляет сложную научно-техническую задачу, требующую проведения теоретических исследований и разработки новых подходов к измерению отдельных параметров. При этом представляет практический интерес приложение полученных результатов к задачам оценки параметров канала в процессе быстрой инициализации эхокомпенсаторов модемов. Все вышеизложенное позволяет следующим образом сформулировать цель и задачи диссертационной работы.
Цель работы.
Исследование и разработка новых способов цифрового измерения параметров эхо-сигналов в коммутируемых каналах передачи данных.
Задачи исследования.
Проблема измерения параметров эхо-сигналов, возникающих при дуплексной передаче данных по двухпроводным абонентским линиям
Центральная часть схемы представляет 4-х проводный участок, соответствующий междугородним магистральным или внутризональным каналам с разделенными направлениями передачи и приема. С каждой стороны посредством дифференциальных систем ДС2 и ДСЗ эта часть сопрягается с двухпроводными участками тракта, представляющими собой коммутируемые городские абонентские линии. Сопряжение последних непосредственно с передатчиком и приемником сигнала данных осуществляется с помощью дифференциальных систем ДС1 и ДС4. Ввиду полной симметрии схемы относительно обоих её окончаний механизм возникновения ЭС будем рассматривать применительно к модему, расположенному слева. При идеальной сбалансированности всех дифференциальных систем путь прохождения сигнала, передаваемого слева направо, в обозначениях, принятых нарис. 1.1, является следующим: 1-3-4-5-7-9-10-12; в обратном направлении передача осуществляется по тракту: 11-10-9-8-6-4-3-2. Однако в силу априорной неопределённости затухания двухпроводных участков 3-4 и 9-10 случайным образом коммутируемых городских абонентских линий точная балансировка дифференциальных систем оказывается принципиально невозможной, вследствие чего развязка направлений передачи и приема при сопряжении четырех- и двухпроводного участков канала является неполной. В результате в точке 2 рассматриваемой схемы помимо полезного сигнала, переданного из точки 11, появляются эхо-сигналы, обусловленные прохождением информации из собственного тракта передачи в тракт приема. Различают сигналы ближнего и дальнего эха (соответственно БЭ и ДЭ). Тракт возникновения сигнала БЭ является наиболее коротким: 1—2; путь, проходимый сигналом первого ДЭ, выглядит так: 1-3-4-5-7-8-6-4-3-2. Помимо первого ДЭ существует второе ДЭ, формируемое трактом 1-3-4-5-7-8-6-5-7-8-6-4-3-2, очевидны также возможности возникновения третьего и т.д. ДЭ, однако, эти сигналы обычно настолько малы, что не имеют практического значения.
Присутствие в тракте формирования ДЭ каналообразующей аппаратуры, осуществляющей преобразование спектров сигналов, обуславливает возможность изменения частоты несущего колебания в сигнале ДЭ по отношению к ее номинальному значению, имеющему место в передаваемом сигнале данных. Механизм возникновения этого эффекта проследим, рассматривая тракт возникновения ДЭ в схеме рис. 1.1.
При формировании линейного сигнала на передаче (в точке 5 на рис. 1.1) посредством модулятора М и несущего колебания с частотой /м спектр исходного сигнала переносится в область верхних частот. В месте приёма четырёхпроводного тракта (точка 7 на рис. 1.1) с помощью демодулятора ДМ и колебания с частотой /дм осуществляется обратное преобразование спектра. Поскольку модулятор М и демодулятор ДМ входят в состав комплектов аппаратуры, территориально разделённых большими расстояниями, генераторы, вырабатывающие сигналы с частотами f и /дм обычно не синхронизированы, вследствие чего /м /дм, (1-1)
В результате спектр демодулированного сигнала оказывается смещённым на величину АД -fM —/дм по отношению к исходному. Этот эффект называется частотной расстройкой или сдвигом (уходом) частоты несущего колебания и имеет место при передаче данных в одном направлении. В рассматриваемой ситуации демодулированный сигнал через не полностью сбалансированную дифференциальную систему ДСЗ проникает в четы-рехпроводный участок тракта передачи правого модема (точка 8 на рис. 1.1). Здесь вновь осуществляется его модуляция (модулятор М ) и демодуляция (демодулятор ДМ) с частотами / и /дм причём по изложенным выше причинам 7м і дм (1 2) И А/21=/м-/дМ Суммарную частотную расстройку несущего колебания сигнала первого ДЭ /гДЭ можно определить как Лдэ =А/і +г =(/м -/дм)+ Ом -fm)= п 3) = Ум — /дм/+ Ум /дм/ Из второй части выражения (1.3) следует, что /гДЭ = 0 при /м /дм и /м=/дм (1-4)
Практически это означает, что, если в расположенных в одном пункте сети магистральной или внутризоновой связи комплектах аппаратуры уплотнения в системе модулятор-демодулятор (М/ДМ и М7Д М на рис. 1.1) используется одна и та же несущая, частотная расстройка в сигнале ДЭ отсутствует. На первый взгляд выполнение этого условия является вполне логичным и естественным и можно считать, что проблема ухода частоты несущей в сигнале эха не возникает. Как отмечается в работе [22], приблизительно так и обстоит дело на внутренних зарубежных линиях.
Синтез действительной периодической тестовой последовательности с идеальной автокорреляционной функцией
Действительно, поскольку хотя бы первый xjo] и последний xa[Na -і] отсчёты сигнала {ха[/]} отличны от нуля, то кроме первого (соответствующего т = 0) по крайней мере (iVa—1)-й отсчёт функции /?иЛт] также является ненулевым, так как в соответствии с (2.22) SaJ a-lb a[ a-i] aM 0.
Это означает принципиальную невыполнимость условия (2.23) идеальности автокорреляционной функции. Однако приведённые рассуждения отнюдь не исключают возможность реализации периодической тестовой последовательности { т[/]} с определяемой выражением (2.1) идеальной круговой автокорреляционной функцией вида (2.2), поскольку независимо от значения т в сумме (2.1) всегда присутствует одинаковое число Nn в общем случае имеющих разные знаки слагаемых.
Различные варианты построения комплексных периодических дискретных сигналов с В [т] вида (2,2) были предложены в ряде работ зарубежных авторов [33-38]. Однако необходимая для измерения параметров ЭС последовательность {хт[ ]} должна быть действительной, так как импульсная реакция исследуемого тракта вещественна. Использование для этой цели известных псевдослучайных сигналов (или М-последовательностей), осуществлённое в работе [25], приводит к неоправданным дополнительным погрешностям эксперимента, поскольку для них соотношение (2.2) выполняется лишь приблизительно.
В связи с этим рассмотрим задачу синтеза действительной периодической тестовой последовательности с идеальной круговой автокорреляционной функцией вида (2.2) [39].
В соответствии с теоремой Винера-Хинчина дискретный энергетический спектр Gx[k] (к - номер отсчёта спектра) искомой последовательности можно определить, вычисляя ДПФ от обеих частей равенства (2.2).
Таким образом, Gx[k] является равномерным и единичным. Это означает, что спектр амплитуд последовательности { т[/]} также является равномерным и единичным. Вид спектра фаз не оказывает влияния на автокорреляционную функцию, но во многом определяет форму синтезированного теста, которую удобно характеризовать с помощью пик-фактора. Исследования показали, что минимальный пик-фактор может быть получен при изменении аргумента срт [ к] отсчётов ДПФ теста по квадратичному закону Ч Лк] = - к2 .
Кроме того, поскольку искомая последовательность должна быть действительной, необходимо, чтобы отсчёты её дискретного спектра удовлетворяли условиям симметрии [41]. Исходя из изложенного, можно записать следующие соотношения, определяющие ДПФ Хт[] синтезируемого сигнала:
В том случае, когда период Nn необходимой тестовой последовательности является достаточно большим ( 104), вычисления по формуле (2.43) оказываются весьма трудоёмкими и требуют значительных затрат машинного времени. Если в такой ситуации имеется возможность выбора значения Nn равным целой степени числа 2, то более предпочтительным может оказаться другой подход к расчёту {хт[і]}, в соответствии с которым вначале на основе соотношения (2.24) следует определить отсчёты Хт [ к] ДПФ искомой последовательности, а затем с помощью БПФ найти ОДПФ. Поскольку в современных программных математических пакетах вычисление ДПФ и ОДПФ выполняется посредством одной команды, при их использовании данный способ расчёта { т[(]} реализуется проще и экономичнее.
На рис. 2.1 представлен график синтезированной последовательности с периодом Ма = 64, на котором по оси абсцисс отложены номера і, а по оси ординат - значения её отсчётов xT[i\.
Для обеспечения цельности восприятия характера изменения данного сигнала во времени отдельные точки, соответствующие отсчётам, соединены отрезками прямой линии. Вид графика показывает, что пик-фактор рассматриваемой последовательности должен быть близок к аналогичному параметру гармонического сигнала, который, как известно, равен V2 »1.141.
Выделение гармоники дальнего эха из отклика тракта формирования эхо-сигналов на гармонический тестовый сигнал
Как было показано в 1.4, известный подход к измерению ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха [25] в силу специфики отечественных каналов, связанной с большими значениями ухода частоты несущей и возможностями перекрытия сигналов ближнего и дальнего эха, является неработоспособным. Поэтому в настоящей главе предлагается и теоретически обосновывается новый метод решения данной проблемы. Сущность метода заключается в передаче в канал синусоидального тестового сигнала с фиксированной частотой /н, последующим подавлением в отклике тракта на этот тест гармоники ближнего эха (имеющей ту же частоту /н) и измерении с помощью цифровой системы фазовой синхронизации ухода частоты /гдЭ оставшейся гармоники дальнего эха. Поскольку частоты гармоник ближнего и дальнего /н и дальнего f + У -дэ отличаются весьма незначительно (например, /н= 1800 Гц, а /и +Лдэ 1806 Гц), задача подавления гармоники ближнего эха является нетривиальной. В настоящей главе предлагается и обосновывается оригинальный метод ее решения с использованием соответствующим образом рассчитанного гребенчатого фильтра.
Применение цифровой системы синхронизации для измерения значения /гДЭ позволяет решить эту задачу с высокими быстродействием и помехоустойчивостью по отношению к шуму канала. Однако вопросы теории полностью цифровых систем синхронизации (или систем с аналого-цифровым преобразованием до контура регулирования), необходимых в этой ситуации, в имеющейся литературе [47 - 56] отражены недостаточно полно. Поэтому в настоящий главе приводится описание принципа действия таких систем, обосновываются их математические модели, приводится анализ их асимптотической устойчивости и проводится сопоставительное исследование целесообразности использования для решения рассматриваемой задачи систем первого и второго порядков.
При подаче на вход тракта формирования ЭС синусоидального тестового колебания jcT(f) = sin27t/H (3.1) и наличии в сигнале ДЭ ненулевой частотной расстройки несущего колебания /гДЭ отклик тракта в дискретном времени можно описать выражением ут[к] = АБЭ sin(27r/0H + (pE3) + + Аю sin [2я (/ + f0rR3)k + рдэ] + пК [к] где Аю и ЛдЭ - амплитуды, фБЭ и фдэ — фазы гармоник соответственно БЭ и ДЭ; /0н = /н //д ; /0гДЭ = /гДЭ //д ; ик [ к] - отсчёты дискретного бе лого гауссовского шума с дисперсией о . ДЛЯ ТОГО ЧТОбы МОЖНО быЛО ОСущеСТВИТЬ ОЦеНКу веЛИЧИНЫ /огДЭ с использованием ЦСФС, необходимо каким-либо способом устранить из сигнала .ут[] составляющую ближнего эха. Поскольку предполагаемому диапазону изменения /гдЭ соответствуют чрезвычайно малые значения разницы относительных частот /0гдэ гармоник БЭ и ДЭ (например, при /д = 9600 Гц и ОД Гц /гДЭ 10 Гц значения /0гДЭ находятся в интервале Ю-5 /гДэ Ю 3) и, как правило, АБЭ »А Э, решить эту проблему путём традиционной фильтрации не представляется возможным. Вместе с тем особенностью данной задачи является тот факт, что значение /0н является фиксированным, заранее известным. Это обстоятельство позволило предложить новый подход к устранению мешающего влияния сигнала БЭ в рассматриваемой ситуации [26, 57], основанный на использовании нерекурсивного гребенчатого фильтра N -ro порядка [58], схема которого изображена на рис. 3.1.
Поскольку в эксперименте частоты тестового сигнала /н и дискретизации /д могут быть заданы от одного генератора, относительное значение /0н = /н//д является абсолютно стабильным и заранее известным. Соответствующим выбором порядка N рассматриваемого фильтра можно добиться, чтобы один из нулей его АЧХ точно совпадал со значением /0н. При этом при прохождении через такой фильтр сигнала, определяемого выражением (3.2), гармоника ближнего эха оказывается полностью подавленной.
Вместе с тем наряду с отмеченным свойством нужно, чтобы даже при небольших отклонениях /0 от /0н значение #гф еуй) J существенно отличалось от нуля (то есть, чтобы крутизна АЧХ в окрестностях её нулей была как можно выше). Этого можно добиться, сокращая ширину частотного интервала 4МЛ-Лн = улгФ ОЛ) между двумя соседними нулями.
Предел возможного уменьшения ДГ0 в условиях рассматриваемого эксперимента устанавливается неравенством А/о /огдэ» (3-8) обеспечивающим включение в этот интервал всего предполагаемого диапазона возможных значений частотной расстройки. Кроме того, в соответствии с (3.6) необходимо, чтобы частота fa была кратна значению Д/ , то есть должно выполняться соотношение Д/ = /нА? (3-9) где q — некоторое целое. Условия (3.7 - 3.9) позволяют рассчитать требуемое значение N . В частности, при /н = 1800 Гц; /д = 9600 Гц; А/ = /н/150 = 12 Гц /гЮш1Х = 7 8 Гц, получаем: Лґф = 1/Д/0 = 800.
Измеритель первичной информации о параметрах эхо-сигналов
Изделия DSP5x представляют собой аппаратно-программные инструментальные системы для разработки и отладки алгоритмов и программ цифровой обработки сигналов, требующих больших вычислительных затрат и высокого быстродействия при их реализации, а также для построения производительных систем цифровой обработки сигналов прикладного назначения в таких областях как связь, медицина, радиолокация, звуко-техника, телевидение, навигация и др. Системы, включающие DSP5x, способны эффективно решать задачи анализа-синтеза сигналов, цифровой фильтрации, модуляции, сжатия и кодирования, сверхоперативного управления в реальном времени благодаря высокой производительности сигнального процессора TMS320C5x. Модули DSP5x предназначены для работы с персональными компьютерами, совместимыми по системной шине с IBM PC/AT. Они выполнены в стандарте ISA-bus и устанавливаются внутрь компьютера в один из свободных слотов системной шины.
Процессорный модуль DSP50MINI совмещает в себе функции аналоговой и цифровой обработки сигналов. Его аналоговая часть, реализующая операции цифро-аналогового и аналого-цифрового преобразовании и фильтрации, выполнена на основе микросхемы TLC320AC01; программируемая цифровая часть базируется на использовании сигнального микропроцессора TMS320C50PQ57.
Измеритель первичной информации о параметрах эхо-сигнала, реализованный на основе DSP50MINI (частота дискретизации /д =9600 Гц), позволяет решать следующие задачи: 1) измерение ухода частоты несущего колебания /г э в сигнале ДЭ; 2) передача в канал двух периодов синтезированной -, тестовой последовательности; прием и запоминание отклика канала.
Данный измеритель может быть реализован на базе любого более современного процессорного модуля, совмещающего в себе функции аналоговой и цифровой обработки сигналов и имеющего интерфейс с персональным компьютером.
Плата процессорного модуля DSP50MINI подключалась к персональному компьютеру через шину ISA (Industry Standard Architecture). Запуск измерителя, вывод на дисплей контрольной информации о его состоянии и считывание в файл данных результатов, накопленных в ОЗУ, осуществлялись с помощью небольшой программы, написанной на языке ПАСКАЛЬ и инициируемой оператором при обработке каждого вызова. Данная программа имеет следующую структуру. Первоначально программа выдает запрос на ввод имени выходного файла с полученными данными. Затем происходит перезапись INI файла,содержащего необходимую информацию для работы модуля MINI. Происходит загрузка выполняемой программы в модуль и ее запуск на выполнение. Следующим шагом является обработка полученных значений и перекачка информации из ОЗУ модуля в файл данных на машине. В завершении работы программа выдает об этом сообщение на экран. В ходе работы, если происходят какие либо отклонения от нормального выполнения, также появятся соответствующие сообщения.
Программа, автоматически управляющая работой измерителя, предусматривает пять режимов его функционирования.
Структурно данная программа выглядит следующим образом. Начало программы представляет собой инициализацию всех режимов работы. Происходит начальное установление режимов работы процессора, программирование работы последовательных портов для обмена данными с АЦП/ЦАП на основе микросхемы TLC320AC01, программирование самой этой микросхемы, т.е. установка таких параметров как частота дискретизации, входной и выходной уровень, работа через основные или дополнительные входы АЦП и т.д. Далее по ходу программы происходит очистка нескольких блоков внутрикристального ОЗУ, необходимых для хранения обрабатываемой информации и очистка внешней используемой памяти. Следующим шагом является загрузка всех необходимых для работы программы коэффициентов и данных. Программа работы построена принципу фоновой петли, в которой программа продолжает находиться до поступления прерывания АЦП/ЦАП, после чего происходит дальнейшая обработка, т.е. при поступлении импульса частоты;равной 9600 Гц,начи-нается выполнение основной части программы. Программа состоит из нескольких подпрограмм, которые вызываются в определенное нужное время. Основные подпрограммы это: подпрограмма генерации синуса заданной частоты, подпрограмма входного фильтра верхних частот, подпрограмма полосового фильтра, подпрограмма ФАПЧ, подпрограмма АРУ, подпрограмма деления. Все вычисления происходят на интервале времени между приходом очередных импульсов частоты 9600 Гц.
