Содержание к диссертации
Введение
I Ключевые усилители мощности радиопередатчиков 18
1.1. Вводные замечания 18
1.2. Схемы ключевых усилителей мощности 19
1.2.1. Общие замечания 19
1.2.2. УМ класса D с резистивной нагрузкой 21
1.2.3. УМ класса D с фильтровой нагрузкой 24
1.2.4. Ключевые УМ классов FHFMHK 27
1.2.5. УМ класса Е 28
1.2.6. УМ с формами колебаний, обратными классу Е 32
, 1.2.7. УМ класса DE с фильтровой нагрузкой 33
1.2.8. УМ класса DE с резистивной нагрузкой 35
1.2.9. УМ класса EF 37
1.3. Новая классификация ключевых усилителей мощности 38
1.4. Выводы 43
2 Теоретический анализ работы усилителей классов FE и DE 45
2.1. Вводные замечания 45
2.2. Модель МДП-траизистора 46
2.3. Временные зависимости токов и напряжений в выходной цепи 50
2.4. Параметры режима работы усилителей 58
2.4.1. Нормированные параметры формирующего контура 59
2.4.2. Коэффициенты разложения импульсов напряжения и тока в ряд Фурье 62
2.4.3. Относительная мощность первой гармоники в нагрузке 65
2.4.4. Определение длительности интервала недокрытия 65
2.5. Энергетические характеристики выходной цепи 67
2.5.Ї. КПД выходной цепи 67
2.5.2. Коэффициенты использования транзисторов 70
2.5.3. Сравнительная оценка частотно-мощностных свойств усилителей 72
2.5.4. Частотные ограничения, обусловленные возрастанием максимального и среднеквадратического тока стока 74
2.6. Порядок расчета выходной цепи усилителей 74
2.7. Входные цепи усилителей 77
2.7.1. Требования к входной цепи 77
2.7.2. Возбуждение прямоугольными импульсами напряжения 78
2.7.3. Возбуждение гармоническим напряжением 79
2.8. Выводы 81
3. Компьютерное моделирование усилителей классов FE и DE 83
3.1. Вводные замечания 83
3.2. Моделирование работы усилителей классов FE и DE в режиме ПННТ 84
3.3. Моделирование работы усилителей классов FE и DE в диапазоне частот 98
3.4. Исследование нагрузочных характеристик усилителей классов FE и DE 111
3.5. Исследование модуляционных характеристик усилителей классов FE и DE 123
3.6. Выводы 130
4. Компьютерное моделирование сч передатчика цифрового радиовещания с усилителем класса fe в оконечном каскаде 134
4.1. Вводные замечания 134
4.2. Усилитель мощности передатчика 135
4.2.1. Выбор и расчет УМ 135
4.2.2. Коррекция неравномерности фазоамшштудной характеристики УМ 138
4.2.3. Результаты моделирования УМ 140
4.3. Моделирование передатчика Кана 141
4.3.1. Модель передатчика 141
4.3.2. КПД передатчика 147
4.3.3. Качественные характеристики передатчика 148
4.4. Выводы 150
5. Экспериментальное исследование усилителя мощности класса FE 151
5.1 Вводные замечания 151
5.2. Описание экспериментального макета 152
5.3. Расчет усилителя 156
5.4. Схема эксперимента 157
5.5. Компьютерная модель макета 158
5.6. Результаты эксперимента 161
5.6.1. Исследуемые характеристики 161
5.6.2. Работа УМ класса FE при расчетном недокрытии 169
5.6.3. Работа УМ класса FE с регулировкой смещения 172
5.6.4. Работа УМ класса F 173
5,6.5. Сравнение результатов эксперимента и моделирования 174
5.7. Выводы 176
Заключение 178
Список использованных источников
- Схемы ключевых усилителей мощности
- Временные зависимости токов и напряжений в выходной цепи
- Моделирование работы усилителей классов FE и DE в диапазоне частот
- Усилитель мощности передатчика
Введение к работе
Современный уровень развития технологий цифровой обработки сигналов позволяет коренным образом повысить качество и расширить содержание услуг радиовещания путем перехода от традиционного аналогового к цифровому радиовещанию (ЦРВ).
Переход на ЦРВ особенно актуален для диапазонов НЧ, СЧ и ВЧ. Эти частотные диапазоны привлекательны для использования в радиовещании вследствие благоприятных особенностей распространения радиоволн [6], обеспечивающих большие зоны охвата. Так, в диапазоне СЧ и в вещательной (коротковолновой) части диапазона НЧ радиус действия передающих станций составляет в дневное время несколько сотен километров, а в ночное время за счет возрастания напряженности поля пространственной волны увеличивается до 2...3 тыс. км. В диапазоне ВЧ вследствие многократного последовательного отражения радиоволн от ионосферы и Земли радиус действия станций достигает тысяч километров.
Аналоговое вещание в указанных диапазонах имеет существенные недостатки различного характера. Первый недостаток - это невысокое качество приема. Диапазоны НЧ и СЧ характеризуются значительными атмосферными и промышленными помехами, а диапазон ВЧ - глубокими замираниями из-за многолучевости распространения [6, 7]. Это не позволяет обеспечить на приемной стороне высококачественное звучание и делает неэффективной трансляцию художественных передач.
Вторым недостатком аналогового вещания в диапазонах НЧ - ВЧ является небогатое содержание услуг - незначительное число передаваемых программ, обусловленное ограниченностью частотного ресурса, и невозможность реализовать все более востребованные потребителями сервисы передачи данных.
Наконец, третьим недостатком является частотная и энергетическая неэффективность используемого способа передачи вещательных сигналов, а именно двухполосной амплитудной модуляции (AM). В то время как вся информация о модулирующем сигнале содержится в одной боковой полосе спектра AM сигнала, передача двух боковых полос и несущей (класс излучения АЗЕ) означает, во-первых, вдвое менее эффективное использование частотного ресурса и, во-вторых, примерно в 4,4 раза бблыние энергозатраты на питание передатчика по сравнению с передачей сигнала однополосной амплитудной модуляции с подавленной несущей (ОМ, класс излучения J3E) [10].
Для повышения частотной и энергетической эффективности систем радиовещания в диапазонах СЧ и ВЧ на международном уровне планировался переход от AM к ОМ вещанию. При этом, так как обычные AM приемники с детектором огибающей не способны принимать ОМ сигнал, то предполагалось провести этот переход поэтапно: сперва вне-
дрить вещание с одной боковой полосой и несущей, подавленной на 6 дБ (класс ИЗЕ), что позволило бы принимать такие сигналы на традиционные AM приемники, затем увеличить подавление несущей до 12 дБ (класс R3B), и, наконец, когда население будет в полной мере снабжено массовыми дешевыми приемниками с синхронными детекторами и автоподстройкой частоты, ввести вещание в классе J3E. Согласно этим планам, внедрение ОМ вещания растягивалось на десятки лет, не решая, однако, при этом проблем качества и содержания радиовещательных услуг. В результате появление более привлекательной альтернативы в виде ЦРВ сняло вопрос о переходе на аналоговое ОМ вещание.
Для построения систем ЦРВ в диапазонах НЧ, СЧ и ВЧ Европейским институтом стандартизации в области электросвязи утвержден в качестве европейского стандарта [2], а Международным Союзом Электросвязи (МСЭ) рекомендован [3] формат «Всемирного цифрового радио» (Digital radio mondiale - DRM). В «Концепции развития телерадиовещания в России на период 2006 - 2015 годов» [1] внедрение ЦРВ стандарта DRM в Российской Федерации обозначено как одно из основных направлений развития сети эфирного радиовещания.
Переход на ЦРВ (далее имеем в виду вещание стандарта DRM) позволяет эффективно решить вышеуказанные проблемы аналогового AM вещания [8]. Защищенность системы вещания от внутриканальных помех и помех по соседнему каналу повышается посредством использования в цифровом тракте методов защиты от ошибок, как-то помехоустойчивое канальное кодирование и перемежение. Важно, что при снижении отношения сигнал/помеха иа входе приемника (вплоть до некоторого порогового значения) субъективно воспринимаемое качество звучания, в отличие от аналогового вещания, не ухудшается. Возможность работы в условиях селективных (по времени и по частоте) замираний обеспечивается путем формирования сигнала ЦРВ по методу ортогонального частотного разделения (ОЧР) [8] (англ. OFDM - orthogonal frequency division multiplexing).
Устойчивая работа системы ЦРВ в условиях многолучевого приема важна еще и для построения одночастотных сетей синхронного вещания [7, 8], которым присущи экономичное использование частотного ресурса, высокая надежность, а также энергетический выигрыш: за счет явления «сетевого усиления» [8] суммарная мощность передатчиков синхронной сети оказывается меньше мощности одного передатчика, обеспечивающего на границах той же территории такую же напряженность поля. Эффективность реализации таких сетей при аналоговом вещании ухудшается специфическими интерференционными искажениями, ограничивающими по площади зону хорошего приема до 60...70% обслуживаемой территории [7]. В [1] отмечается, что создание синхронных сетей в Российской Федерации является на современном этапе одним из наиболее эффективных способов совершенствования радиовещания.
Цифровое радиовещание позволяет как ввести принципиально новые услуги, связанные с передачей данных, так и увеличить число традиционных услуг, передавая в той же полосе радиоканала несколько программ. Последнее возможно благодаря использованию цифровых методов аудиокомпрессии. Наконец, отсутствие энергозатрат на передачу информационно бесполезных составляющих спектра сигнала и более высокая помехоустойчивость систем ЦРВ приводят к существенному увеличению энергетической эффективности систем цифрового вещания по сравнению с аналоговым.
Одной из первостепенных задач, которые необходимо решать при внедрении ЦРВ, является подготовка радиопередающих устройств для работы в режиме DRM вещания, поскольку далеко не каждый существующий AM радиопередатчик без значительных доработок способен, во-первых, вообще работать в таком режиме, и, во-вторых, обеспечивать при этом характеристики излучаемого сигнала в соответствии с нормами [4, 5]. Дороговизна радиопередающих устройств заставляет при разработке мер по переходу к ЦРВ в первую очередь рассматривать варианты модернизации существующих AM передатчиков. В зависимости от их архитектуры, их перевод в режим ЦРВ связан с различными проблемами. Как правило, структурно они выполнены либо по схеме усиления модулированных колебаний [10], либо по схеме с анодной (анодно-экранной) модуляцией.
В первом случае, когда AM сигнал формируется на низком уровне мощности в возбудителе передатчика, перевод последнего в режим ЦРВ сводится просто к замене возбудителя, так как весь тракт усиления мощности в принципе линеен по отношению к сигналу, хотя могут потребоваться также меры по дополнительной линеаризации [97].
Во втором случае, когда процесс AM осуществляется в виде анодной модуляции в оконечном каскаде передатчика, при переводе последнего на ЦРВ возникает необходимость более сложных доработок. На вход тракта РЧ подается радиочастотный фазомоду-лированный сигнал с постоянной амплитудой, содержащий информацию о мгновенной фазе передаваемого DRM сигнала. На вход тракта 34 подается низкочастотный сигнал огибающей DRM сигнала. В оконечном каскаде сигнал фазы модулируется по амплитуде сигналом огибающей; тем самым формируется передаваемый DRM сигнал. Сигналы огибающей и фазы создаются ЦРВ возбудителем. Таким образом, фактически передатчик оказывается построенным по архитектуре с раздельным усилением (метод Кана) [10]. При этом возникают трудности получения малых нелинейных искажений передаваемого сигнала. Главной из них является проблема обеспечения достаточно широкой полосы пропускания тракта огибающей, которая должна быть не менее чем в 2,5... 5 раз шире полосы радиоканала [69 - 74], Обычная ширина полосы сигнала DRM - 9 кГц, при работе в удвоенной полосе это значение возрастает до 18 кГц [2]. Таким образом, полоса пропускания тракта огибающей должна составлять 23.,.45 кГц в стандартном режиме и 45...90 кГц в
режиме удвоенной полосы. В то же время тракты 34 аналоговых передатчиков рассматриваемых диапазонов рассчитаны на работу в полосе всего 10 кГц. Поэтому требуется замена мощных модулирующих устройств на более широкополосные.
При всей экономической привлекательности модернизации эксплуатируемых в Российской Федерации AM передатчиков (затраты на это в 2.. .2,5 раз ниже, чем на закупку новых отечественных аналогов [1]) необходимо учитывать, что они крайне изношены. Около 80% передатчиков диапазонов НЧ - ВЧ отработали более 25 лет, и срок их амортизации превышен в 2 - 3 раза [1]. Кроме того, большинство передатчиков построены на устаревших лампах (триодах), и по этой и другим причинам имеют низкий промышленный КПД - не более 40% [1]. В связи с этим возникает острая необходимость создания нового поколения транзисторных передатчиков, обладающих существенно лучшими энергетическими и эксплуатационными характеристиками. Разработка современных твердотельных цифровых радиовещательных передающих устройств должна стать одним из основных направлений проведения научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ в области цифрового телерадиовещания [1].
Среди принципов, которыми необходимо руководствоваться при создании новых передатчиков для ЦРВ, не последнее место занимает применение как на структурном, так и на схемотехническом уровнях современных технических решений, позволяющих улучшить энергетическую эффективность передатчика при сохранении приемлемых качественных показателей. Повышение КПД передатчика позволяет не только снизить расходы на электроэнергию (которые составляют около 70% всех затрат на его эксплуатацию [1]), но и уменьшить размеры, массу и сложность устройства за счет упрощения системы охлаждения, а также улучшить показатели надежности. Поскольку промышленный КПД передатчика определяется в основном КПД его оконечных устройств [10], то проблема во многом сводится к поиску методов энергетического совершенствования оконечных усилителей мощности (УМ) передатчиков, где, в свою очередь, основная часть потерь, как правило, связана с рассеянием мощности в электронных приборах (ЭП).
Радикальным способом решения задачи является применение в УМ ключевых режимов работы, когда ЭП практически находится попеременно только в двух состояниях -либо полностью открыт, либо закрыт, - что достигается увеличением амплитуды возбуждающего колебания. В идеальном случае, когда сопротивление ЭП в открытом состоянии стремится к нулю, а в закрытом - к бесконечности, и отсутствуют паразитные реактивности, мощность в нем вообще не рассеивается, поскольку в любой момент времени либо напряжение на ЭП, либо ток через него равны нулю. Таким образом, перевод УМ в ключевой режим позволяет повысить его КПД, а в отдельных случаях - и выходную мощность, так как последняя может быть ограничена в первую очередь именно рассеянием
мощности в ЭП.
Ключевые УМ могут работать с колебаниями, имеющими постоянную амплитуду, например с частотной (ЧМ) или с широтно-импульсной (ШИМ) модуляцией, а также они пригодны для осуществления амплитудной модуляции на выходном электроде ЭП. Колебания с изменяющейся во времени амплитудой (как например колебание с ОЧР) в ключевых УМ усиливать невозможно, так как ЭП работает в режиме двустороннего ограничения по входу. Поэтому, чтобы использовать ключевые УМ для повышения энергетической эффективности передатчиков подобных сигналов, применяют особые архитектурные решения, в которых формируются некоторые колебания с постоянной амплитудой, усиливаемые с высоким КПД в ключевых УМ, а затем из них с помощью операции перемножения (амплитудной модуляции), суммирования или фильтрации (ре)конструируется искомое излучаемое колебание. К таким техническим решениям относятся методы раздельного усиления (Кана) [10], дефазирования (Ширекса) [12, 14], ступенчато-импульсной модуляции (СИМ) [90, 92], импульсной модуляции на радиочастоте [82, 83].
При всей теоретической выгоде использования ключевых УМ до недавнего времени они не находили широкого применения в радиовещательных передатчиках, причиной чему бьшо главным образом несовершенство ЭП. Электровакуумные триоды и тетроды оказались непригодными для работы в ключевом режиме в силу их принципиально высокого сопротивления в открытом состоянии, тяжелого теплового режима по управляющей (в триодах) или экранирующей (в тетродах) сетке, а также относительно больших межэлектродных емкостей, не позволяющих осуществлять ключевое усиление на частотах выше единиц МГц. Твердотельная же технология в первые десятилетия своего развития не позволяла создать одновременно малоинерционные и мощные приборы, на которых практически выгодно было бы строить ключевые УМ вещательных передатчиков. Кроме того, полевые транзисторы (ПТ) с управляющим переходом и, впоследствии, МДП-транзисторы (МДПТ) с длинным каналом [9] имели слишком большое сопротивление в открытом состоянии, что делало их перевод в ключевой режим энергетически малоэффективным.
Сегодня указанные недостатки технологии транзисторов преодолены в такой степени, что позволяют строить ключевые каскады мощностью от единиц кВт в диапазонах НЧ и СЧ до сотен мВт в диапазоне СВЧ. При этом наиболее предпочтительными приборами являются МДПТ с коротким каналом, которые, хотя несколько уступают биполярным транзисторам (БТ) по частотным свойствам в силу больших межэлектродных емкостей, но зато имеют гораздо более высокое входное сопротивление и допускают работу при более существенном рассогласовании нагрузки УМ [11]. В диапазонах УВЧ и СВЧ ключевые УМ строятся также на МЕП-транзисторах. Принимая во внимание указанные обстоятельства, в настоящей работе будем рассматривать УМ на МДПТ, хотя, учитывая
известную аналогию между ними и БТ, большинство полученных результатов может быть экстраполировано и на УМ, построенные на основе БТ.
Совершенствование технологии транзисторов привело в последние 10-15 лет к возрастанию интереса к ключевым УМ, к поиску возможно более совершенных схемотехнических решений в этой области, к лавинообразному возрастанию числа соответствующих научных публикаций. Родоначальниками отечественной школы специалистов по ключевым УМ были И. А. Попов и А. Д. Артым. Среди современных ученых, внесших наиболее значительный вклад в теорию ключевых УМ, следует отметить таких специалистов как Ф. Рааб, Н. Сокал, М. Казимирчук (США), ILL Мори (Япония), В. Б. Козырев, В. Ф, Дмитриков (Россия).
Основной проблемой, стоящей перед теорией ключевых УМ, является трудность создания такого усилителя, который бы обладал одновременно хорошими частотными (высокочастотность, широкодиапазонность) и мощностными свойствами. Так как ключевой УМ имеет высокий КПД, то его выходная мощность ограничена не только рассеянием мощности в ЭП, которое сравнительно невелико, но и предельно допустимыми значениями выходных напряжения и тока ЭП (например, в МДПТ - напряжения сток-исток и тока стока). Отсюда следует, что чем ниже пик-факторы напряжения Пе и тока П], равные отношениям максимальных значений напряжения Еси шкс и тока Іс мак1; к средним, тем лучше транзистор используется по мощности, то есть тем большую мощность с него можно снять при том же напряжении питания и токе, потребляемом от источника питания (ИП). Для оценки мощиостных свойств УМ удобен коэффициент использования по мощности
е=рЖіс„,в)=і'(вд),
где Р ц - мощность в нагрузке в расчете на один транзистор.
Исторически ранее прочих были предложены [22] двухтактные ключевые УМ класса D с фильтровой нагрузкой. Они имеют хороший коэффициент использования С, - 0,159 [13] и принципиально широкодиапазонны: допустимый коэффициент перекрытия по частоте Kf ограничен в них лишь соображениями проектирования выходного фильтра. Однако такие УМ при построении на биполярных транзисторах не допускают работы при КБВ нагрузки менее 0,7 [13]. Поэтому до появления мощных МДПТ они не находили практического применения в передатчиках.
Разработанные несколько позже УМ класса D с резистивной нагрузкой [18], несмотря на существенные потери мощности высших гармоник и, как следствие, значительно меньший КПД по первой гармонике [13], быстро нашли применение в радиопередатчиках как сигналов амплитудной и частотной телеграфии (например, отечественный передатчик «Муссон»), так, позднее, и ОМ сигналов [13]. Это произошло благодаря их хорошим нагрузочным характеристикам с возможностью эффективной работы при КБВН
вплоть до 0,5, максимально высокому использованию транзисторов по мощности (С, = 0,25), а также широкодиапазонности.
К сожалению, УМ класса D низкочастотны: всем им (кроме схемы с переключением тока и фильтровой нагрузкой, имеющей другие серьезные недостатки - см. ниже п. 1.2.3) присущи коммутативные потери (КП) мощности [10, 13], обусловленные перезарядом выходных емкостей транзисторов через сами транзисторы в моменты их открывания. Поскольку КП пропорциональны рабочей частоте, то они ограничивают область применения УМ класса D на современных транзисторах (как МДПТ, так и БТ) устройствами диапазонов до ВЧ, причем для мощных МДПТ с вертикальной структурой частотное ограничение наступает уже на 1...2МГц [11].
Проблема исключения КП решена в ключевых УМ класса Е, схема и режим работы которых таковы, что к моменту включения транзистора напряжение сток-исток (то есть иа выходной емкости) оказывается равным нулю. Соответственно в этот момент энергия в выходной емкости также равна нулю, и КП нет. Это достигается включением в выходную цепь УМ дополнительного, так называемого формирующего LC-контура (ФК), частью которого является и сама выходная емкость транзистора. УМ класса Е могут быть весьма высокочастотными, известны экспериментальные усилители, работающие на частотах до 10 ГГц [33]. Однако величина Kf не превышает здесь 1,2...1,3, а транзисторы плохо используются по мощности (С < 0,1) вследствие больших значений Пн и Пь
Ключевые УМ классов F и F,,HB («F инверсный») [] 1, 25] технологически непригодны для использования в диапазонах НЧ - ВЧ, так как в них используются четвертьволновые отрезки длинных линий, которые на таких частотах имеют неприемлемо большие геометрические размеры.
В 1975 г. С. А. Жуковым и В. Б. Козыревым [40], и значительно позднее независимо от них и друг от друга несколькими зарубежными учеными [41, 46] был предложен двухтактный ключевой УМ с фильтровой нагрузкой, призванный соединить преимущества УМ класса D с переключением напряжения и фильтровой нагрузкой (хорошее использование транзисторов по напряжению и по мощности, бестрансформаторное и бездроссельное построение выходной цепи) и УМ класса Е (отсутствие КП). В отличие от УМ класса D, транзисторы здесь работают с иедокрытиями, то есть имеются интервалы времени, в которые оба они одновременно закрыты. Схема аналогична схеме УМ класса D, с той разницей, что в выходную цепь последовательно с фильтровой нагрузкой вводится дополнительная индуктивность. Вместе с выходными емкостями транзисторов она образует ФК, переходный процесс в котором определяет форму импульсов напряжения сток-исток на интервалах недокрытия. Включение транзисторов происходит при нулевом напряжении на них, и КП отсутствуют. Как по схемотехническому построению, так и по
форме импульсов тока и напряжения данный УМ занимает промежуточное положение между УМ классов D и Е. Поэтому в зарубежной литературе он получил название УМ класса DE [42,44, 47].
Логично предположить, что по частотным и мощностным свойствам УМ класса DE также занимает промежуточное положение между УМ классов D и Е, и таким образом привлекателен для построения мощных устройств (в том числе вещательных передатчиков), работающих именно в диапазоне СЧ. В самом деле, на более низких частотах КП пренебрежимо малы, и целесообразно использовать УМ класса D, как более мощные и широко диапазонные. А в верхней части диапазона ВЧ мощные УМ класса DE становятся сложны в практической реализации из-за трудностей компенсации влияния паразитных емкостей и индуктивностей двухтактных схем [21, 58], и для построения мощных высокоэффективных устройств более подходят уже однотактные схемы класса Е.
Исторически получилось так, что УМ класса DE исследовался применительно к использованию в преобразователях напряжения и промышленных генераторах. Не только неизвестно о случаях использования УМ класса DE в радиопередатчиках, но и практически отсутствуют научные публикации, посвященные этому вопросу. Однако из общих соображений очевидно, что УМ класса DE подходят для повышения энергетической эффективности вещательных СЧ радиопередатчиков. Средний промышленный КПД современных твердотельных СЧ AM передатчиков даже с ключевыми УМ класса D в оконечных каскадах составляет 70...80%, а в режиме DRM вещания он еще меньше, так как сигнал стандарта DRM имеет больший пик-фактор. Не последнюю роль в том, что КПД не очень высок, играет наличие КП. Так как КП пропорциональны не только рабочей частоте, но и величине выходной емкости транзистора, а также квадрату напряжения питания [11], то они тем более существенны, что в УМ передатчиков используются высоковольтные и имеющие значительные межэлектродные емкости транзисторы. Поэтому возможность исключения КП в УМ класса DE является важным ресурсом повышения КПД вещательных СЧ передатчиков. При этом в таких УМ транзисторы лучше используются по мощности, чем в классе Е, следовательно, заданная выходная мощность передатчика может быть получена с меньшего числа транзисторов.
Таким образом, усилители класса DE представляют собой объект актуального исследования, которое и предпринято в настоящей работе.
Цель исследования - определение возможности повышения энергетической эффективности СЧ передатчиков стандарта DRM путем построения их оконечных каскадов на основе ключевых усилителей мощности классов FE и DE, развитие теории работы и методов построения этих УМ.
Задачи исследования заключаются в следующем. Первой задачей является сравни-
тельный обзор известных ключевых усилителей, которому посвящена гл. 1. Он позволяет, во-первых, сделать предварительные выводы о месте усилителей класса DE в технике усиления мощности, выделив их как технологию, перспективную для построения высокоэффективных СЧ передатчиков. Во-вторых, он дает возможность определить возможные схемы УМ класса DE, подлежащие дальнейшему исследованию. В настоящее время в литературе рассматривается только одна схема - с фильтровой нагрузкой и последовательной индуктивностью. Однако по аналогии с другими ключевыми УМ (которая становится ясной из обзора), реализуемы и иные схемы УМ класса DE - схема с фильтровой нагрузкой и параллельной индуктивностью, предложенная В. Н. Громорушкиным (МТУСИ), но теоретически не исследованная и не опубликованная, и схемы с резистивиой нагрузкой, предлагаемые в настоящей работе.
Кроме того, систематизированный обзор ключевых УМ предоставляет возможность решить задачу упорядочения их классификации. Как показано в гл. 1, в отсутствие четких критериев классификация ключевых УМ исторически велась во многом хаотично и поэтому методологически нестройна. Это приводит к терминологической путанице и, как следствие, весьма затрудняет понимание различных ключевых УМ. В 1.3 предлагается критерий и на его основе разрабатывается новая, более стройная классификация. В частности, усилителям класса DE с фильтровой нагрузкой присваивается обозначение класса FE, а УМ класса DE с резистивной нагрузкой сохраняют наименование .
Следующей задачей исследования является теоретический анализ всех четырех исследуемых УМ с единых позиций, так как до настоящего времени теоретически исследован только УМ с фильтровой нагрузкой и последовательной индуктивностью. Из решения дифференциальных уравнений, описывающих работу схем, находятся временные зависимости токов и напряжений в выходной цепи. Затем при помощи гармонического анализа табулируются интегральные коэффициенты, характеризующие параметры и характеристики схем при различных значениях относительной длительности интервалов недокры-тия. Наконец, анализируются энергетические характеристики усилителей. Конечным результатом является разработка единой методики расчета УМ классов FE и DE. По итогам теоретического анализа проводится сравнение усилителей между собой и с ключевыми УМ других классов по частотно-мощностным свойствам.
Далее, применительно к использованию УМ классов FE и DE в вещательных СЧ передатчиках, необходимо исследовать их диапазонные свойства, нагрузочные характеристики и модуляционные характеристики при стоковой AM. Эти задачи решаются в гл. 3 путем компьютерного моделирования на схемотехническом уровне.
Этими новыми обозначениями пользуемся далее во Введении.
Затем по итогам гл. 2 и 3 выбирается и рассчитывается один из исследуемых УМ, наиболее подходящий для использования в СЧ передатчике ЦРВ. Проводится компьютерное моделирование передатчика Кана с выбранным УМ на функциональном уровне. При моделировании используется фрагмент реального DRM сигнала. Результатом этого этапа работы (гл. 4) является оценка целесообразности использования УМ класса FE или DE для повышения энергетической эффективности СЧ передатчиков цифрового вещания. При этом для определенности рассматривается передатчик небольшой мощности (1 кВт в пиковой точке), какие могут использоваться в сетях синхронного радиовещания.
Заключительным этапом исследования является натурный эксперимент, которому посвящена гл. 5. Реализован и испытан макет УМ класса FE с выходной мощностью 90 Вт в пиковой точке. В результате подтверждена практическая пригодность методики проектирования, предложенной в гл. 2, проверен ряд выводов и рекомендаций гл. 2 - 4, а также, что особенно важно, подтверждена адекватность компьютерного моделирования УМ, на использовании которого основаны результаты гл. 3 и 4.
Научная новизна диссертации состоит в следующем:
разработана новая классификация ключевых УМ;
предложены новые ключевые УМ класса DE с резистивной нагрузкой;
проведен анализ работы всех четырех УМ классов FE и DE с единых позиций, и табулированы коэффициенты, характеризующие режим работы их выходной цепи;
проведено сравнение УМ классов FE и DE по частотно -мощностным свойствам с ключевыми УМ других классов, определена частотно-мощностная область, в которой целесообразно их использование.
определены закономерности изменения электрических и энергетических характеристик УМ классов FE и DE в диапазоне частот;
предложен широкодиапазонный формирующий контур для УМ класса DE, дающий возможность работы в диапазоне частот с коэффициентом перекрытия до 1,8 при сохранении приемлемых энергетических показателей;
определены закономерности изменения электрических и энергетических показателей УМ классов FE и DE при рассогласовании нагрузки по окружностям фиксированных значений КБВ, показано влияние величины недокрытия на нагрузочные характеристики;
показано влияние величины недокрытия на линейность амплитудной и неравномерность фазоамплитудной модуляционной характеристики УМ классов FE и DE при стоковой AM;
для коррекции фазоамплитудной характеристики УМ классов FE и DE предложено регулировать напряжение смещения на затворах транзисторов по специальному закону;
обоснована целесообразность применения усилителей мощности классов FE и DE
в СЧ DRM передатчиках, построенных по методу Кана.
Все указанные результаты получены автором лично, за исключением классификации ключевых УМ, которая разработана в сотрудничестве с проф. В. Б. Козыревым. Основные положения, выносимые на защиту:
для повышения энергетической эффективности транзисторных СЧ передатчиков стандарта DRM, построенных по методу Кана, целесообразно применять ключевые УМ классов FE и DE, сочетающие в себе преимущества усилителей классов F, D и класса Е;
за счет исключения коммутативных потерь, достигаемого посредством работы с недо-крытиями и введения в выходную цепь формирующей индуктивности, усилители мощности классов FE и DE превосходят по КПД и по высокочастотности усилители соответственно классов F и D. По сравнению же с усилителями класса Е они являются менее высокочастотными, но в полтора-два раза более мощными;
усилители мощности класса FE значительно более широкодиапазонные, чем усилители класса Е. Для расширения рабочего диапазона частот усилителя класса DE следует использовать предложенный широкодиапазонныи формирующий контур;
увеличение относительного недокрытия ведет в УМ классов FE и DE к улучшению нагрузочных характеристик, но одновременно к ухудшению модуляционных характеристик при стоковой AM;
динамическая регулировка напряжения смещения на затворах транзисторов по предложенном}' закону позволяет в исследуемых усилителях значительно снизить амплитудно-фазовую конверсию при стоковой AM;
классифицировать ключевые УМ целесообразно по критерию идеализированных форм импульсов тока ключа и напряжения на ключе.
Практическая ценность диссертации заключается в том, что разработанные методика расчета и рекомендации по проектированию усилителей классов FE и DE могут использоваться при разработке высокоэффективных устройств усиления мощности диапазонов СЧ и ВЧ, в первую очередь оконечных каскадов радиовещательных и связных передатчиков сигналов с различными видами модуляции. Ряд основных результатов диссертации подтвержден экспериментально при испытаниях макета УМ класса FE.
Отдельные полученные в работе результаты использованы при разработке новой радиопередающей техники в МТУСИ, что подтверждено актом (стр. 203).
Основные результаты диссертации опубликованы в десяти работах [ПО - 119], были представлены и обсуждались на конференциях [113, 115, 118, 120 - 125] и семинарах [126-128].
Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения и четырех приложений. Ее объем составляет 203 с.
Схемы ключевых усилителей мощности
Прежде чем перейти к рассмотрению различных ключевых УМ, следует пояснить некоторые используемые в дальнейшем понятия.
Можно выделить наиболее общие схемы построения УМ - однотактную, двухтактную с последовательным питанием ЭП по постоянному току, двухтактные с параллельным питанием (рис. 1.1). В зависимости от эквивалентного импеданса нагрузки ZH(o) различают УМ с резистивной и с фильтровой (резонансной) нагрузкой [11]. В первом случае этот импеданс является постоянным и резистивным на всех гармониках рабочей частоты. Во втором случае он частотно-зависим, что достигается введением частотно-избирательных цепей, схематически показанных на рис. 1.1 как выходной фильтр. Заметим, что выделение первой гармоники из спектра негармонического выходного колебания ЭП не обязательно предполагает использование фильтровой нагрузки в указанном смысле. Для этого может применяться и резистивная нагрузка в виде диплексера (см. ниже).
Непосредственно на выходе ЭП может еще включаться частотно-зависимый ФК, назначением которого является коррекция шунтирующего действия паразитных реактив ностей выходной цепи ЭП (в первую очередь - выходной емкости). В определенных случаях ФК как самостоятельная физическая цепь может отсутствовать, реализуясь в прочих элементах схемы. Например, в схеме на рис. 1.1,а емкость ФК, представляемого в виде Г-звена, может определяться исключительно выходной емкостью транзистора, а индуктивность ФК - «создаваться» за счет соответствующей расстройки выходного фильтра. Тем не менее и в таких случаях в целях классификации, а также при анализе работы УМ удобно оперировать понятием ФК.
Ключевые УМ класса D с резистивной нагрузкой [11, 13] выполняются по одно-тактной схеме (рис, 1.2,а) и по двум двухтактным схемам: с переключением напряжения (рис. 1.2,6) и с переключением тока (рис. 1.2,в). В УМ по схеме рис. 1.2,6 напряжение ИП попеременно прикладывается то к одному, то к другому ЭП - отсюда термин «переключение напряжения» (ПН), В УМ по схеме рис. 1,2,в между двумя ЭП коммутируется ток ИП - отсюда термин «переключение тока» (ПТ).
Когда необходимо получить в нагрузке гармонический ток, рассматриваемые УМ нагружают на диплексер - «вижу фильтров» ФНЧ и ФВЧ (или ПФ и РФ) [13], входной импеданс которой в идеальном случае постоянный и резистивный на всех гармониках рабочей частоты. Мощность первой гармоники поступает в нагрузку ФНЧ (или ПФ), а мощность высших гармоник рассеивается в дополнительном сопротивлении на выходе ФВЧ (или РФ). Энергию, выделяющуюся в этом сопротивлении, можно рекуперировать [20].
При относительной длительности открытого состояния транзистора гаТотк = тотк = л эпюры тока ключа і и напряжения на ключе е во всех трех схемах имеют одинаковый, прямоугольный, вид, как показано на рис. 1.2 . Следовательно, в этом случае совпадают и энергетические характеристики всех схем.
Электронный КПД выходной цепи [13] равен г\э = 1/(1 + 2r01K/R3Jt)s где R3K - эквивалентное сопротивление нагрузки для каждого из транзисторов: R3K = RH в однотактной схеме, R3K = 2Rfl в схеме ПН, Кж = RH/2 в схеме ПТ. КПД по первой гармонике [13] ri = (8/тг2)1Ъ 0,8гГ
Поскольку пик-факторы напряжения на ключе и тока ключа низки (1 = П) = 2), то УМ класса D имеют наиболее высокий коэффициент использования ЭП по мощности сре ди всех УМ: С, = Р (/(Еси маи1с маКс) = 0,25. Здесь Р н - мощность в нагрузке в расчете на один транзистор, EU1 макс и 1с макс - максимальные (пиковые) значения напряжения сток-исток и тока стока. Если вместо Р „ подставить мощность первой гармоники \, то получим коэффициент использования по первой гармонике Сі = С ці = 0,203 - также самый высокий среди всех УМ.
Временные зависимости токов и напряжений в выходной цепи
При анализе временных зависимостей токов и напряжений пренебрежем влиянием малых паразитных сопротивлений МДПТ гс, ги, гкан на их форму и заменим каждый транзистор параллельным соединением идеального ключа и выходной емкости, переходя от схем рис. 1.8,1.10 к эквивалентным схемам рис. 2.5. Здесь и далее полагаем используемые транзисторы одинаковыми. Будем считать, что выходные емкости транзисторов имеют эффективные значения СВЫх 44, определяемые выражением (2.2). Емкости Сеьаі = Свы а = С на рис. 1.8, 1.10 состоят из выходных емкостей транзисторов и прочих паразитных емкостей УМ, приведенных к выходу транзисторов. По переменному току объединим эти две емкости в одну, величиной Cs- Допустим также, что реактивные элементы схемы не вносят диссипативных потерь, и значения их постоянны во времени.
Блокировочные и разделительные емкости в схемах на рис. 2.5 будем считать дос таточно большими, так что в установившемся режиме напряжение на них постоянно и равняется Et„. Наконец, добротность фильтрующего контура в усилителях класса FE так же полагаем достаточно большой, а ток нагрузки - гармоническим с амплитудой 1„.
Заметим, что при определении временных зависимостей напряжения еси, токов в ключах і( к, і к, в нагрузке Ін, в индуктивности ФК it и в емкости ФК іс в схемах на рис. 2,5 достаточно рассмотреть только первую половину периода. Действительно, вследствие симметрии схем зависимости на втором полупериоде находятся из соответствующих зависимостей на первом полупериоде (отмечены звездочкой) путем замены переменной; еси(т) = 2ЕСИ - е си(т - ті), І(-С) = - і (т - л), где і(т) обозначает токи ключей, нагрузки, емкости и индуктивности ФК. Поэтому далее для сокращения изложения работа усилителей анализируется только на половине периода. УМ класса FE с Г-образпым ФК. Эквивалентная схема выходной цепи усилителя показана на ряс. 2.5,а. Эпюры токов \н, Р\, Р\, Іс и напряжения сток-исток первого транзистора etM приведены на рис. 2.6}а (для всех УМ эпюры построены в предположении одинаковых тэ, Еси и R,i).
На интервале я + і тл + Т2 ключ 1 разомкнут, ключ 2 замкнут; на интервале % + х2 і 2п + ті оба ключа разомкнуты.
В полученных временных зависимостях токов и напряжений в эквивалентной схеме на рис. 2.5,6 не определены параметры А, \у, Х\, х2. При фиксированной длительности интервала недокрытия х3 = ЇЇ - (т2 - її) остаются неизвестными величины А, ці, х\. Для их отыскания в функции от г, необходимо составить систему трех уравнений.
На рис, 2.7,6 показана векторная диаграмма первых гармоник токов и напряжения в рассматриваемой схеме. Синусоидальная составляющая первой гармоники 21к, суммы токов двух ключей (І()к + ір)к) равна току в нагрузке \и: f2 + 1Z i КІ5ІІ1
Подставляя сюда выражения для токов ключей, интегрируя и затем заменяя т2 на я + Х[ т3, получим первое уравнение, связывающее параметры А и -сі: A (7t3)cos(x3 ,) + sin(T:i 1)-sinr1 2 тэ + 0,5 sin 2т, - 0,5 sin 2(т3 - т,} + 2 sin т, COS (T3 - T, )
Два других уравнения находятся из условий еС1,(я + ц) = 2ЕСИ, ic(n +1) = 0. Совместное решение составленной системы позволяет определить значения хі,ціиА при разных т3. Они приведены в табл. 2.1.
УМ класса DE с Г-образным ФК. Эквивалентная схема выходной цепи усилителя показана на рис. 2.1,ъ. Эпюры токов и напряжения приведены на рис. 2.6,в. На интервале О т я - х3 ключ 1 замкнут, ключ 2 разомкнут: е (т) = 0, іс(і) = 0, i(2)K(t) = 0, fUx) = ін(т). Решая дифференциальное уравнение для тока нагрузки
В полученных временных зависимостях токов и напряжений в эквивалентной схеме на рис. 2.5,в не определены параметры с, I, х3. При фиксированной длительности интервала недокрытия тэ остаются неизвестными величины нормированных параметров ФК с и /. Их нахождение в функции от х3 обсуждается в 2.4.
УМ класса DE с параллельным ФК. Эквивалентная схема выходной цепи усилителя показана на рис. 2.5,г. Эпюры токов и напряжения приведены на рис. 2.6,г. На интервале т я - т3 ключ 1 замкнут, ключ 2 разомкнут:
Временные зависимости токов и напряжений в выходной цепи исследуемых УМ, полученные 2.3, позволяют найти ряд интегральных параметров режима [11, 13], знание которых существенно упрощает процесс проектирования УМ, избавляя от необходимости непосредственно оперировать сложными временными зависимостями.
Сперва определяются нормированные параметры ФК, устанавливающие отношение между импедансами элементов ФК и сопротивлением нагрузки УМ при той или иной длительности интервала недокрытия. Затем находятся коэффициенты разложения импульсов выходного напряжения и тока транзисторов к ряд Фурье, позволяющие по максимальным значениям импульсов вычислить их постоянные составляющие и амплитуды первых гармоник. Наконец, устанавливается связь длительности интервала недокрытия, необходимой для обеспечения режима ПННТ, с параметрами усилителей, задаваемыми при проектировании - рабочей частотой, выходной мощностью, напряжением питания, выходной емкостью транзистора.
Теоретически УМ классов FE и DE могут работать при любых значениях недокрытия Х-І от 0 до 180. Однако при увеличении т, растет пик-фактор тока стока, снижается КПД и существенно падает полезная мощность (до нуля при т3 = 180, когда оба транзистора все время закрыты). Практически целесообразным представляется анализировать параметры режима в интервале недокрытий от 0 до 90.
Моделирование работы усилителей классов FE и DE в диапазоне частот
Выше рассматривалась работа УМ классов FE и DE на той или иной фиксированной частоте. В диапазоне частот, если величины элементов ФК, сопротивления нагрузки и длительность недокрытия т3 неизменны, режим выходной цепи отклоняется от ПННТ. В результате изменяются выходная мощность и КПД УМ, а транзисторы вследствие возникновения недопустимых условии работы могут выйти из строя,
Таким образом, усилители с ФК принципиально узкодиапазонны. Известно, что УМ класса Е обеспечивают приемлемые энергетические характеристики в диапазоне с коэффициентом перекрытия не более 1,2,..1,3 [11]. При необходимости работы в более широком диапазоне частот приходится применять специальные технические решения, например электронную перестройку ФК при помощи управляемых емкостей [35], что усложняет УМ и вносит дополнительные потери. Целью данного раздела является изучение характеристик усилителей классов FE и DE в диапазоне частот, оценка ширины диапазона, в которой возможна их работа без перестройки, а также, при необходимости, разработка дополнительных мер обеспечения широкодиапазонной работы.
Работу усилителей без их перестройки рассмотрим как во всем радиовещательном диапазоне 525...1705 кГц (коэффициент перекрытия Kf = 3,2), так и с разбиением его на два поддиапазона 525...946 кГц и 946... 1705 кГц (Kf = 1,8). В первом случае режим возбуждения УМ, величины элементов ФК и сопротивление нагрузки постоянны во всем диапазоне. Во втором случае они остаются неизменными только в пределах каждого из двух поддиапазонов, что соответствует использованию в качестве выходной фильтрующей системы реального передатчика двух переключаемых неперестраиваемых фильтров гармоник (или вилок фильтров); индуктивность ФК переключается тогда вместе с фильтрами, либо «всчитывается» в фильтр. Как правило, фильтры гармоник проектируются на перекрытие не более Kf = 1,8 [11]; таким образом, оценка работы усилителей в указанных поддиапазонах будет соответствовать для передатчика с переключаемыми фильтрами наихудшему возможному случаю.
Процедура состоит в том, что УМ рассчитывается на некоторую частоту внутри диапазона, которая выбирается по результатам предварительного оценочного моделирования, и затем производится основное моделирование при частотной отстройке вверх и вниз. Моделируемые схемы усилителей такие же, как в 3.2 (рис. ЗЛ,а - в). Фильтрующий контур усилителей класса FE перестраивается по диапазону.
УМ класса FE с Г-образным ФК. Предварительное моделирование показало, что в этом УМ отстройка по частоте от режима ПННТ приводит к заметной неравномерности выходной мощности, поэтому расчетная частота выбиралась так, чтобы относительное изменение мощности при отстройке вверх и вниз до границ диапазона было примерно одинаковым. Эта частота оказывается больше, чем средняя частота диапазона.
Эпюры токов и напряжений на частотах 525 кГц и 1705 кГц при расчете УМ на частоту 1200 кГц даны на рис. 3.9. В первом случае включение транзистора происходит при небольшом напряжении сток-исток с положительной производной (на рисунке не заметно); во втором случае производная напряжения при включении прибора - отрицательная. Однако отклонение от ПННТ на обеих частотах невелико.
Расчетные и полученные при моделировании данные приведены в табл. 3.5. Энергетические характеристики выходной цепи в диапазоне 525...1705 кГц показаны на рис. 3.10,а. Наибольшее отклонение выходной мощности наблюдается на краях диапазона. е неравномерность составляет 1Д дБ. Снижение КПД при отстройке вверх небольшое - с 98,5 до 97,1%, а при отстройке вниз КПД даже немного увеличивается.
При работе в поддиапазонах 525...946 кГц и 946...1705 кГц (расчетные частоты соответственно 750 кГц и 1350 кГц) обеспечивается практически постоянный КПД и малая неравномерность выходной мощности: 0,4 дБ и 0,7 дБ соответственно. Потери в транзисторе возрастают слабо: в 1,2 и 1,1 раза.
Из рис. 3.10,а и табл. 3.5 видно, что при отстройке вверх потери в транзисторе растут значительно быстрее, чем при аналогичной отстройке вниз. Так, на частоте 1705 кГц они в 1,9 раза больше, чем на расчетной частоте 1200 кГц. Поэтому настраивать такой УМ следует на верхшого частоту диапазона. Соответствующее моделирование в диапазоне 525...1705 кГц показало, что при этом рост потерь составит всего 1,1 раза (с 21 до 24 Вт), а неравномерность выходной мощности снизится до 0,8 дБ. Таким образом, данный УМ вполне допускает работу без перестройки во всем радиовещательном диапазоне с Kf = 3,2.
УМ класса FE с параллельным ФК. Здесь предварительное моделирование показало, что при частотной отстройке от режима ПННТ (в рассматриваемых пределах) выходная мощность остается практически постоянной, а КПД выходной цепи падает. Поэтому расчетная частота выбиралась так, чтобы снижение КПД при отстройке вверх и вниз до границ диапазона было примерно одинаковым. Эта частота, как и в УМ с Г-образным ФК, оказывается большей, чем средняя частота диапазона.
Расчетные и полученные при моделировании данные приведены в табл. 3,6. Эпюры токов и напряжений на частотах 525 кГц и 1705 кГц при расчете УМ на частоту 1250 кГц даны на рис. 3.11. Отклонение от ПННТ на обеих частотах существенно
Усилитель мощности передатчика
Частотный диапазон передатчика выберем соответствующим регионам МСЭ 1 и III, то есть 525,5...1606,5 кГц [2].
Стандарт DRM [2] определяет несколько возможных форматов вещательного сигнала с точки зрения занимаемой полосы частот: 4,5 кГц (половинная полоса), 9 кГц (стандартная полоса), 18 кГц (двойная полоса) (для региона МСЭ II соответствующие значения составляют 5 кГц, 10 кГц и 20 кГц). Для моделирования возьмем DRM сигнал, занимающий полосу 9 кГц.
Для выбора пиковой мощности передатчика оценим минимально возможное значение этой характеристики, которое может быть востребовано на рынке. Сделать это несложно, располагая данными об имеющихся в продаже СЧ AM передатчиках и учитывая, что, согласно данным полевых испытаний, при равной зоне покрытия средняя мощность DRM передатчика может быть на 6...10 дБ ниже, чем AM передатчика [96]. Самые маломощные коммерческие СЧ AM передатчики имеют мощность в телефонной точке 1 кВт (например, передатчики SRV-1D фирмы Tesla [92] и J1000 фирмы Nautel [94]). Соответственно, их средняя мощность иа вещательном AM сигнале составляет «1,1 кВт. Тогда при той же зоне покрытия необходимая средняя мощность DRM передатчика будет равна 1100/100 6" 1 100...300 Вт. Таким образом, учитывая, что пик-фактор DRM сигнала р = 10...16, наименьшая пиковая мощность DRM передатчика, которая может быть востребована на рынке, составит 1.. .4,7 кВт. Для моделирования возьмем значение 1 кВт.
Выберем один из исследуемых УМ для реализации в рассматриваемом передатчи ке. УМ класса DE с Г-образным ФК, как усилитель с резистивной нагрузкой, при небольших недокрытиях имеет меньший КПД по первой гармонике. На верхних частотах вещательного диапазона требуемое недокрытие оказывается более 45, и, превосходя усилители класса FE по линейности, УМ класса DE не уступит им в КПД по первой гармонике. На нижних частотах, однако, для увеличения гц может потребоваться установка повышенного недокрытия и включение дополнительной емкости ФК, как предложено в 3.2. Это приведет к увеличению нелинейности амплитудной и неравномерности фазоамплитудной MX УМ ( 3.5). Принимая во внимание еще и большую конструктивную сложность широкодиапазонных УМ класса DE, обратимся к усилителям класса FE.
Помимо меньшей линейности, их недостаток по сравнению с предыдущим УМ заключается в худших нагрузочных характеристиках. Однако существенно он проявляется только при КБВн менее 0,8 (см. рис. 3.26). Предполагая, что вещательный передатчик не будет работать при КБВн 0,7, этот недостаток можно не считать решающим. Два УМ класса FE по энергетическим характеристикам аналогичны, однако УМ с параллельным ФК имеет лучшие диапазонные характеристики ( 3.3), а также более линеен ( 3.5). Поэтому для дальнейших исследований выберем именно его.
Подчеркнем, что этот выбор является компромиссным и при проектировании реальных передатчиков выбор одного из трех УМ классов FE и DE потребует более детальной проработки по совокупности энергетических, качественных, массогабаритных и экономических характеристик.
Транзисторы для реализации УМ выберем из того же семейства [98], что и использованный в гл. 3 прибор IRFPS38N60L. Наиболее подходит транзистор IRFP15N60L, основные характеристики которого даны в прил. 4, табл. П.4.2. Будучи менее сильноточным, он имеет меньшие значения межэлектродных емкостей. Соответственно, в УМ можно будет установить меньшее недокрытие, тем самым обеспечив лучшие КПД и, главное, линейность. При этом, поскольку допустимая рабочая температура структуры для выбранного транзистора такая же, как у IRFPS38N60L, а тепловое сопротивление переход-окружающая среда определяется в основном тепловым сопротивлением корпус-радиатор, которое неизменно (так как радиатор и скорость воздушного потока такие же), то по допустимой рассеиваемой мощности два транзистора практически аналогичны, и существенного проигрыша в выходной мощности не будет. Учитывая, что предельно допустимое напряжение сток-исток для транзистора IRFP15N60L равняется 600 В, напряжение питания (величину модулирующего напряжения в пике огибающей) выберем равному стандартному значению: Епшкс = 500 В.
Как следует из 3.3, 3.4, ключевые УМ с ФК для оконечных каскадов передатчи ков необходимо проектировать с запасом по рассеиваемой на стоке мощности, ибо она возрастает как при работе в диапазоне частот, так и особенно при рассогласовании нагрузки. Определим, можно ли с учетом этого получить выходную мощность 1 кВт в УМ класса FE с параллельным ФК на выбранных транзисторах.
Согласно 3.5, исходя из соображений максимальной энергетической эффективности стоковой AM расчетную точку (Еп расч, Р„ расч) целесообразно брать примерно соответствующей средней выходной мощности УМ. Пик-фактор DRM сигнала, используемого при моделировании передатчика (см. ниже 4.3), составляет 12,8 (или П дБ). Отсюда средняя выходная мощность УМ Р] sp = 1000/12,8 = 78 Вт, а соответствующее значение напряжения питания Е„ раеч = 500/- 12,8 = 140 В.
Запас по рассеиваемой мощности исходя из ее возрастания в диапазоне частот зависит от коэффициента перекрытия поддиапазонов, в которых работает передатчик. Весь вещательный диапазон целесообразно разбить на три поддиапазона с коэффициентами перекрытия Kf = 1,45, что позволяет легко реализовать выходные переключаемые фильтры. Из рис. 3,10,6 находим, что при Kf = 1,45 возрастание Р с рас составит примерно 1,3 раза.
Запас исходя из возрастания потерь вследствие рассогласования нагрузки зависит от допустимого КБВ на входе фильтра гармоник и от относительной длительности недо-крытия. Оценим диапазон величин т3 при работе в вещательном диапазоне частот. Проводя вычисления, аналогичные 3.2, из SPlCE-модели транзистора [102] находим эффективную выходную емкость при Еп = 140 В; СВЬ1ХЭфф = 277 пФ. Из рис. 2.10 определяем, что при Pi = 78 Вт, ЕСц = 70 В на частотах 0,5... 1,6 МГц необходимое недокрытие составляет 30...50. Теперь, считая, что КБВК 0,7, а КБВ собственно фильтра близок к единице, по рис, 3.26 оцениваем, что при т3 30 Р с рас возрастет по кругу КБВ не более чем в 4 раза. Итого суммарный необходимый запас по потерям на стоке 1,3x4 = 5,2 раза.
Допустимую рассеиваемую на стоке мощность вычислим аналогично 3.2. Считаем п(27)э = 0,98, гр.0Кр да 1,5 С/Вт. Учитывая, что для транзистора IRPP15N60L в импульсном режиме на рассматриваемых частотах гп„к = 0,2 С/Вт, а также гк.р = 0,24 С/Вт, г \,тк = 2,6г(27)отк [101], получим Р\ рас ми = 56,7 Вт. Соответственно, с учетом запаса на широко-диапазонность и рассогласования допустимая рассеиваемая мощность в режиме ПННТ составит 56,7/5,2 = 10,9 Вт. Следовательно, с одного транзистора в пиковой точке можно снять мощность Р „ = 10,9 0,98/(1 - 0,98) = 534 Вт. Таким образом, выходная пиковая мощность передатчика 1 кВт обеспечивается.
