Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Исследование основных видов импульсных преобразователей 15
1.1. Импульсные источники питания без гальванической развязки 21
1.2. Трансформаторные ИИП 31
1.3. Обратноходовые преобразователи 34
1.4. Прямоходовые преобразователи 39
1.5. Двухтактные преобразователи 44
Выводы 56
Глава 2. Моделирование схем управления силовыми транзисторами с высоким быстродействием 58
2.1. Прямое управление затворам силового ключа 73
2.2. Схема резистор-диод 76
2.3. Схема с биполярным р-п-р-транзистором 80
2.4. Схема со вспомогательным N-канальным МОП транзистором 83
2.5. Резонансная схема управления затворами 85
2.6. Гальваническая развязка в цепях управления 89
Выводы 102
Глава 3. Разработка мостовой схемы с фазовым сдвигом и путей улучшения ее параметров 103
3.1. Процессы переключения в преобразователе с фазовым управлением 109
3.2. Индуктивность рассеяния и ее влияние на работу преобразователя 112
3.3. Двухтрансформаторный мостовой преобразователь с фазовым управлением 116
Выводы 138
Заключение 140
Список литературы 1
- Обратноходовые преобразователи
- Двухтактные преобразователи
- Схема с биполярным р-п-р-транзистором
- Индуктивность рассеяния и ее влияние на работу преобразователя
Введение к работе
Актуальность темы. За последнее десятилетие значительно выросла потребность в малогабаритных преобразователях с выходной мощностью более 1кВт Однако увеличение выходной мощности приводит к значительным техническим трудностям, необходимость преодоления которых стимулирует развитие силовой электроники. Можно утверждать, что современные исследования в области транзисторной преобразовательной техники направлены на решение следующих основных проблем: уменьшение выделяемого тепла, уменьшение электромагнитных помех, повышение точности и быстродействия системы регулирования, обеспечение устойчивости во всех возможных режимах работы, повышение рабочей частоты. Причем потери являются основным фактором, сдерживающим увеличение мощности. С одной стороны, увеличение потерь требует решения задачи эффективного отвода тепла от полупроводниковых элементов. С другой стороны, механизмы, обусловливающие рост динамических потерь, в то же время приводят к возбуждению интенсивных помех во время работы.
Основной вклад в бюджет тепловых потерь вносит процесс переключения силовых ключей и выпрямительных диодов.
Уменьшение этих потерь (они называются динамическими) может быть достигнуто увеличением скорости переключения силовых элементов, но это не решает проблему полностью, особенно при большой мощности преобразователя. Более эффективным способом снижения потерь является использование активно исследуемых в настоящее время схем с "мягким" переключением. Такие схемы содержат резонансные цепи, которые формируют диаграммы изменения токов и напряжений на силовых элементах схемы. Переключение происходит в моменты времени, когда токи или напряжения на транзисторных ключах достигают нулевых значений. Тем самым достигается кардинальное снижение динамических потерь.
Следует особо отметить, что большинство известных схем с мягким переключением обладает рядом недостатков, зачастую затрудняющих их применение. Как правило, они не допускают возможности регулирования выходных параметров в широких пределах, их эффективность значительно снижается в режимах малой нагрузки или холостого хода. Это связано с тем, что мягкий режим переключения обеспечивается энергией, накапливаемой индуктивностью рассе-
яния и при малой нагрузке или увеличении паузы схема переходит в жесткий режим работы.
Исследования в указанной области имеют важное прикладное значение и представляют научный интерес. В связи с этим, при выполнении работы, был сделан акцент на исследование схем с мягким переключением, в первую очередь мостовой схемы с фазовым управлением, которая является одной из наиболее перспективных с точки зрения повышения мощности.
Цели и задачи исследования:
-
Исследовать современные виды мощных транзисторных преобразователей и основные факторы, препятствующие увеличению мощности.
-
Выделить наиболее перспективные направления для построения транзисторного преобразователя с повышенной выходной мощностью.
-
Предложить и исследовать новые схемные решения, обеспечивающие уменьшение рассеиваемой мощности, электрических и электромагнитных помех, а также преодоление других факторов, препятствующих увеличению выходной мощности.
Методы исследования. В работе были использованы методы анализа электрических цепей и сигналов, методы численного моделирования. Кроме того, при выполнении работы были использованы методы компьютерного моделирования с применением современных систем автоматизированного проектирования (САПР). Также проведены экспериментальные исследования.
Научная новизна:
-
В результате компьютерного моделирования и анализа структур управления силовыми ключами источников питания, решены задачи снижения уровней динамических потерь и создаваемых электрических и электромагнитных помех.
-
Предложены схемотехнические решения, обеспечивающие гальваническую развязку ключей с помощью трансформаторов, и позволяющие существенно уменьшить влияние паразитных параметров управляющих трансформаторов (индуктивность намагничивания и индуктивность рассеяния), для повышения быстродействия схем управления затворами.
-
Показано, что предложенная мостовая схема с фазовым сдвигом и двумя несимметрично включенными трансформаторами обеспечивает мягкий
режим переключения силовых транзисторов в широком диапазоне изменения нагрузок за счет наличия дополнительного механизма поддержания тока в первичных обмотках трансформаторов во время паузы, не связанного с индуктивностью рассеяния. Обнаруженное свойство схемы позволяет значительно расширить область ее применения.
4. Определены условия и режимы работы мостовой схемы с фазовым управлением источника питания, обеспечивающие отсутствие или значительное снижение динамических потерь.
Основные положения и результаты, выносимые на защиту:
-
Комплекс исследований особенностей управления затворами силовых ключей с помощью резонансной схемы.
-
Методика и схемы управления затворами силовых ключей с использованием вспомогательного полевого транзистора и управляющего трансформатора.
-
Рекомендации по использованию двухтрансформаторной мостовой схемы с фазовым управлением с целью расширения диапазона допустимых режимов работы.
-
Результаты схемотехнического компьютерного моделирования преобразователя на базе двухтрансформаторной мостовой схемы с фазовым управлением.
Достоверность. Достоверность результатов, полученных в диссертации, подтверждается соответствием выводов известным фундаментальным теоретическим представлениям, а также соответствием результатов моделирования экспериментальным данным.
Личный вклад автора определяется проведением моделирования с использованием схемотехнических пакетов, эксперимента, а также анализом полученных результатов.
Апробация работы.
Основные материалы по всем разделам диссертационной работы докладывались на следующих конференциях:
— XVIII международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь», Воронеж, 2012.
— 9-м Международном симпозиуме по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии, Санкт-Петербург, 2011.
Внедрение результатов. Научные результаты, полученные в ходе настоящего диссертационного исследования, были использованы в научно-исследовательских работах, выполнявшихся на кафедре электроники Воронежского государственного университета, ФЦП «Научные и научно-педагогические кадры инновационной России» на 2009 - 2013 годы (государственный контракт № П1140 и № 14.740.11.1081), а так же в учебном процессе.
Публикации.
Основные результаты диссертации опубликованы в 4 печатных работах, из них 2 в профильных периодических научных изданиях, рекомендуемых ВАК.
Структура и объем работы.
Диссертация состоит из введения, трех глав и заключения, изложенных на 152 страницах машинописного текста, 72 иллюстраций и списка литературы из 92 наименований.
Обратноходовые преобразователи
Когда транзистор закрывается, ток индуктивности меняется на противоположный, открывается диод, через который запасенная магнитная энергия передается в нагрузку. Вычислим параметры выходного напряжения для данного преобразователя, для чего введем параметр D = -г, называемый коэффициентом заполнения импульсов, характеризующий управляющий сигнал. Воспользуемся вторым законом Кирхгофа для постоянных значений напряжений. Рассмотрим контур Uux,T,L,Rn. -Usx + UT + UL + UBHX = 0 (1.2) Напряжение на транзисторе определим как среднее, используя временную диаграмму икл (Рис. 1.5): т = if j uKJIdt = -j UBXdt = Um(X - D). (1.3) Получим, учитывая, что UL = 0, ввиду принятых допущений об идеальности дросселя, -[/вх + [/вх(1-Я) + [/вых = 0, (1.4) откуда Ц.ых = UBXD. (1.5) Таким образом, выходное напряжение понижающего регулятора всегда ниже, чем входное, так как D никогда не достигает единицы. Регулировка выходного напряжения осуществляется путем изменения D.
Если отказаться от первоначального допущения об идеальности применяемых элементов, то потребуется ввести ряд поправок в приведенные выше соотношения. Во-первых, выходное напряжение преобразователя, работающего под нагрузкой, оказывается незначительно ниже расчетного, что обусловлено падением напряжения на транзисторе и диоде, потерями на переключение, а таїсже рассеянием энергии в проводниках и магнитных материалах. Конечные номиналы дросселя и выходной емкости обусловливают выходные пульсации, которые не могут быть полностью устранены. На величину пульсаций также влияет паразитный последовательный импеданс выходной емкости, который обусловливает дополнительное падение напряжения на ней при протекании тока перезаряда. Применяемые в источниках питания электролитические конденсаторы имеют ограничение на амплитуду переменного тока. Поэтому, работа в режиме непрерывного тока позволяет не только обеспечить требуемые выходные параметры с помощью значительно меньшей емкости, но и гарантирует благоприятный режим работы выходных конденсаторов. Стоит отметить, что особенности работы и результаты анализа понижающего преобразователя во многом справедливы для более сложных, так называемых прямоходовых одно-тактных и двухтактных преобразователей. В силу этого понижающий преобразователь часто называют прямоходовым преобразователем без гальванической развязки [23,33,34]. Повышающий преобразователь. Другой базовый тип преобразователя без гальванической развязки, повышающий, имеет схему, изображенную на Рис. 1.6.
От понижающего преобразователя данная схема отличается только порядком соединения элементов. Если ключ замкнут, диод D смещен в обратном направлении, и входное напряжение UBX подключено только к L. Ток в индуктивности возрастает до максимального значения, либо от нуля, либо от определенного начального значения при непрерывном режиме работы. Когда ключ разомкнут, напряжение L меняет знак, в результате чего напряжение на диоде становится выше входного напряжения. Диод передает энергию, запасенную в индуктивности и энергию от входного источника на сглаживающую емкость и нагрузку. Таким образом, выходное напряжение ТЛвых всегда больше, чем входное UBX- Регулировочная характеристика повышающего преобразователя получается аналогичным способом и имеет следующий вид:
Видно, что ток, подаваемый на выходной сглаживающий конденсатор -это ток диода, который всегда будет прерывистым. Это означает, что выходной конденсатор должен иметь большую емкость, с низким эквивалентным последовательным сопротивлением для получения приемлемого уровня выходных пульсаций. В этом отличие требований для выходного конденсатора повышающего регулятора от требований для емкости понижающего регулятора, описанного ранее. С другой стороны, входной ток - это, как правило, непрерывный ток дросселя, что обеспечивает низкие входные пульсации [2,33]. Повышающий регулятор часто применяется для емкостных нагрузок, таких как фото-вспышки и зарядные устройства. Кроме того, непрерывный входной ток делает эти устройства применимыми в качестве предварительного преобразователя, размещенного перед основным. Их основное назначение - компенсация провалов входного напряжения, а также повышение коэффициента мощности. Непрерывный входной ток уменьшает воздействие на первичную сеть, что становится важным фактором в свете постоянно ужесточающихся требований электромагнитной совместимости.
При работе устройства в прерывистом режиме, максимальный ток транзистора и диода будет выше, и для достюкения выходных пульсаций уровня, аналогичного пульсациям при непрерывном режиме работы, выходную емкость необходимо увеличить. Кроме того, в прерывистом режиме выходное напряжение становится зависимым от нагрузки. Поэтому, как и ранее, режим непрерывного тока является предпочтительным [26,33].
Двухтактные преобразователи
При проектировании импульсных преобразователей одной из основных задач является необходимость управления ключами. Задача может быть неоднозначной, так как применяются различные схемы включения силовых ключей.
Сегодня большинство высокочастотных схем силовой электроники построено на основе полевых транзисторов с изолированным затвором. Полевые транзисторы стали одними из самых распространенных элементов электронной индустрии и входят в состав широчайшего круга изделий - от микропроцессоров до силовых интегральных схем [10].
Цепи управления мощными полевыми транзисторами (МОП транзисторами) являются гораздо более простыми, дешевыми, легко воспроизводимыми по сравненшо с аналогичными цепями биполярных транзисторов (полевые транзисторы управляются напряжением, а не током как биполярные) [45,46].
При работе транзисторов любого типа в ключевом режиме необходимо обеспечить переключение между открытым и закрытым состояниями за минимальное время, чем достигается снижение динамических потерь.
Снижение коммутационных потерь в силовых транзисторах вторичных источников питания является очень важной задачей, решение которой позволяет не только увеличить КПД преобразователя и, как следствие, повысить загрузку силовых транзисторов, но и в целом улучшить массогабаритные показатели и уменьшить стоимость источника питания[47,48].
Фактическое время переключения полевого транзистора (примерно от 10 до 60 не), как минимум, на два порядка превышает теоретическое (примерно от 20 до 200 пс), и очень важно понять причину возникновения такой разницы. Полевой транзистор включает в себя три паразитных конденсатора, включенные между выводами прибора, и, в конечном итоге, его ключевые свойства зависят от того, как быстро эти емкости могут перезаряжаться.
Следовательно, в устройствах с высокими скоростями переключения наиболее важными параметрами полевого транзистора являются характеристики этих паразитных конденсаторов. Два из них, Сзи (емкость затвор и исток) и Сзс (емкость затвор и сток), связаны с геометрией ключа и являются входными емкостями транзистора, в то время как Сси (емкость сток и исток, выходная) есть емкость коллекторного перехода паразитного биполярного транзистора.
Конденсатор Сзи формируется при наложении затворного электрода на области истока и канала, соответственно, его величина зависит от геометрических размеров перекрытия и остается постоянным при любых условиях работы [49].
Конденсатор Сзс образуется от наложения двух эффектов - от того же самого перекрытия области канала и затворного электрода плюс нелинейная емкость между областью канала и обедненной областью. Его эквивалентная емкость является функцией напряжения между стоком и истоком, и может быть аппроксимирована следующей формулой: Сзс - TTJQ (2Л) Конденсатор ССи так же нелинейный, поскольку он образован емкостью перехода паразитного биполярного транзистора, и зависимость его величины от напряжения может быть описана как: Сси Ссиэ-" тпо (2-2) Дальнейшее усложнение связано с тем, что в ключевом режиме емкость Сзс образует отрицательную обратную связь между входом и выходом прибора. Поэтому в этом случае его эффективная величина может быть гораздо выше, и зависеть от напряжения сток-исток полевого транзистора. Этот феномен известен как эффект Миллера, и может быть выражен как: СЗСэкв = (1 + /Х)Сзс- (2.3) Следующий параметр - это внутреннее сопротивление вывода затвора, R3. Это паразитное сопротивление включено последовательно с входным сигналом и находится внутри корпуса, и при высоких скоростях переключения его влияние чрезвычайно сильно, поскольку расположено оно между внешним драйвером и входной емкостью транзистора и, следовательно, прямо влияет на скорость переключения. К этому эффекту производители относятся весьма серьезно, так, например, в радиочастотных полевых транзисторах используется металлический затвор вместо поликремневого с его высоким сопротивлением.
Необходимо отметить, что сопротивление внешнего затворного резистора и импеданс драйвера являются наиболее важными факторами, определяющими скорость переключения полевого транзистора и, соответственно, динамические потери в нем.
Крутизна характеристики полевого транзистора (gfS), являющаяся одним из его мало сигнальных параметров, весьма важна и для ключевого режима работы, поскольку и при включении, и при выключении полевого транзистора он должен пройти через лилейный режим, где ток через прибор определяется напряжением между его стоком и истоком. Крутизна характеристики, gfS, есть отношение на малом сигнале между током стока и входным напряжением:
Другие параметры, такие как индуктивность истока (Ьи) и индуктивность стока (Lc), тоже значительно ухудшают частотные свойства полевого транзистора. Как правило, величины Ьи и Lc приводятся в спецификациях на транзисторы, и зависят они в основном от типа корпуса. Их эффект может быть оценен совместно как с внешними паразитными элементами схемы (обычно они связанны с топологией платы), так и с внешними компонентами, такими как индуктивность рассеяния, резистивный датчик тока и т. п.
Схема с биполярным р-п-р-транзистором
Другая схема, приведенная на Рис. 2.15(6), содержит индуктивность L вместо резистора R, которая вместе с входной емкостью ключа С образует резонансный контур. Временная диаграмма тока разряда входной емкости при этом существенно изменяется. Она имеет ярко выраженный максимум, который обеспечивает уменьшение времени переразряда даже при том, что начальный ток разряда равен 0.
При одинаковых значениях пикового тока, резонансная цепочка позволяет осуществить перезаряд емкости почти в два раза быстрее (Рис. 2.15(B) - IL). Кроме того, исключается нагрев элементов при протекании больших токов. Указанный фактор является критичным для приложений, которые работают на высоких частотах. Можно также использовать резонансную цепочку для повышения, или «накачки» напряжения. Например, при необходимости управление силовыми ключами может быть обеспечено от источника с выходным напряжением 5В [51,68,69].
Значительное улучшение параметров схемы управления может быть достигнуто благодаря комбинированию резонансной схемы управления затвором и одной из схем ускоренного переключения. Один из вариантов такого решения приведен на Рис. 2.16.
В схеме используется вспомогательный р-канальный МОП-транзистор Твь,кл для разряда входной емкости силового ключа Т.
Данная схема содержит минимальное количество элементов. Индуїсгивность L используется как для ускорения включения транзистора Т, так и для уменьшения времени включения транзистора Твыкл. Кроме того, применение резонансной схемы гарантирует, что разряд входной емкости Т будет произведен до конца. Следует отметить, что в случае отсутствия индуктивности L разряд входной емкости Т будет прекращен, когда напряжение на затворе Т сравняется с пороговым напряжением вспомогательного транзистора Твыкл. Моделирование приведенной схемы показало, что она обладает наиболее высокими параметрами ? UBX
Временные диаграммы напряжений на затворах транзисторов для резонансной и нерезонансной схем. среди рассмотренных схем. Обеспечивая минимальное время выключения, данная схема превосходит рассмотренные ранее схемы по времени включения силового транзистора. показывает значительное сокращение времени включения транзистора для резонансной схемы управления затвором. Что особенно важно, наиболее значительно сокращается «плато Миллера», с которым связана большая часть динамических потерь. Время выключения при этом практически не изменяется, его незначительное увеличение обусловлено тем, что типичный р-канальный МОП транзистор имеет более высокое сопротивление канала в открытом состоянии, чем п-канальный [58].
В результате компьютерного моделирования показано, что наименьшее относительное время переключения имеет резонансная схема по сравнению с другими. Так, по приведенной на Рис. 2.17 временной диаграмме, было рассчитано, что при рабочей частоте 200кГц время включения для резонансной схемы (Рис. 2.16) составляет всего 149нс, а для не резонансной схемы (Рис. 2.13) 312нс.
В 1 главе был рассмотрен ряд схем преобразователей, которые содержат силовые ключи, управляемые плавающим потенциалом (верхние ключи). К таким схемам, в частности, относится мостовая схема, для работы которой требуется обеспечить гальваническую развязку в цепях управления верхних ключей.
Указанная проблема обычно решается с помощью оптопар, либо с помощью емкостей с плавающим потенциалом. Оба способа имеют серьезные недостатки. Оптроны зачастую имеют низкое быстродействие. Их параметры деградируют со временем, что может приводить к сбоям в работе ключей. Применение оптронов требует наличия дополнительных каналов оперативного питания с гальванической развязкой. Применение конденсаторов с плавающим потенциалом не позволяет точно контролировать напряжение на затворах верхних ключей. Это напряжение может зависеть как от нагрузки, так и от режима работы преобразователя. Такие схемы считаются недостаточно надежными, если речь идет о медицинской, военной технике и других специальных областях применения.
Указанное выше требование гальванической развязки может быть достигнуто применением импульсных трансформаторов в схемах управления затворами ключей. Во многих случаях применение управляющих трансформаторов сопряжено со значительными трудностями, поскольку в результате блокирования постоянной составляющей происходит искажеїтае управляющего сигнала на выходе трансформатора. Это может приводить не только к ухудшению параметров, но также служить причиной выхода преобразователя из строя [71,72].
Рассмотрим некоторые важные свойства трансформаторов, влияющие на их работу в схемах управления затворами. В идеальном случае, трансформатор не запасает энергию, а лишь передает и преобразует ее. Отсутствие необходимости в накоплении энергии приводит к тому, что в схемах управления затворами используются трансформаторы, изготовленные на магнитопроводах без зазора, как правило, имеющих тороидальную форму. Тем не менее, относительно небольшая часть энергии накапливается трансформатором, как в магнитном материале сердечника, так и в воздушном зазоре между витками и частями сердечника. Энергия, которая аккумулируется за пределами магнитопровода, проявляется в виде индуктивности рассеяния. Индуктивность намагничивания связана с энергией, которая накапливается в сердечнике. Превышение тока, протекающего через индуктивность намагничивания (тока намагничивания), приводит к насыщению трансформатора и выходу из строя полупроводниковых ключей. Как правило, при создании как силовых, так и управляющих трансформаторов стоит задача уменьшения индуктивности рассеяния. Ее негативное влияние проявляется в виде выбросов и «звонов», приводящих к перенапряжениям и искажениям управляющих сигналов, а также увеличению временных задержек. Управляющие трансформаторы передают очень малую среднюю мощность, однако пиковые токи во время включения и выключения могут достигать больших значений. В этом случае негативное влияние индуктивности рассеяния может быть особенно велико. Поэтому, минимизация индуктивности рассеяния зачастую является одним из основных критериев при разработке трансформаторов
Индуктивность рассеяния и ее влияние на работу преобразователя
К сожалению, таким образом не удается компенсировать влияние индуктивности рассеяния трансформатора, которая обусловливает наличие выбросов напряжения на запираемом диоде [33,38,85].
Даже беглый анализ работы мостового преобразователя с фазовым сдвигом выявляет ряд недостатков, которые во многом сдерживают его широкое применение. Один из них обсуждался выше и связан с необходимостью установки дополнительного дросселя для увеличения эффективного значения индуктивности рассеяния. Как уже было отмечено, напряжение на вторичной обмотке трансформатора, а, следовательно, и максимальное выходное напряжение, уменьшается с ростом нагрузіси. Для поддержания требуемого выходного напряжения потребуется увеличение числа витков во вторичной обмотке трансформатора, что приводит к перегрузке выходных диодов по обратному напряжению и трудностям при поддержании выходных параметров при малой нагрузке. С другой стороны, возможность мягкого переключения зависит от энергии, накопленной в индуїстивности рассеяния трансформатора. Запасенной энергии должно хватить на перезаряд выходных емкостей силовых ключей Т1-Т2 и ТЗ-Т4 соответственно. В связи с тем, что указанная энергия пропорциональна квадрату рабочего тока, режим мягкого переключения при малой нагрузке или в режиме холостого хода становится невозможным или требует многократного увеличения номинала дополнительного дросселя. Следует учитывать, что во время паузы энергия индуктивности рассеяния не только рассеивается на сопротивлениях обмоток и открытых каналов транзисторов, но также затрачивается на поддержание тока через нагрузку. Поэтому, увеличение длительности паузы в процессе регулирования выходных параметров также приведет к размагничиванию (потере энергии) индуктивности рассеяния и переходу к жесткому режиму работы ключей. Из сказанного следует, что мостовая схема с фазовым сдвигом может обеспечивать заложенные параметры только в определенных режимах работы, то есть при коэффициенте заполнения D, близком к 1, и нагрузке, близкой к номинальной [86,87,88].
Преодоление указанных недостатков способно значительно расширить область применения схемы, однако требует поиска нестандартных технических решений. Как следует из приведенных рассуждений, необходимо снизить индуктивность рассеяния, или, по крайней мере, ограничить ее в соответствии с требуемой выходной мощностью. В идеальном случае, требуется предложить механизм, обеспечивающий мягкое переключение силовых элементов и не зависящий от индуктивности рассеяния.
Рассмотрим эквивалентную схема трансформатора, приведенную на Рис. 3.10. Помимо индуктивности рассеяния Ls, схема замещения содержит индуктивность намагничивания Li, которая на практике имеет в десятки раз больший номинал и способна запасать значительно больше энергии. Однако, в схемах, у которых работа трансформатора осуществляется симметрично за период, индуктивность рассеяния является паразитным параметром и мало влияет на работу преобразователя. В то же время, если допустить, что работа трансформатора происходит в несимметричном режиме, то накапливаемая индуїсгивностью намагничивания энергия может быть использована как элемент выходного фильтра, в то же время, обеспечивая поддержание рабочего тока в первичной обмотке во время паузы. В ходе проведенного поиска было выявлено, что симметричный мостовой преобразователь с фазовым управлением может быть также выполнен с двумя трансформаторами, как и рассмотренные ранее несимметричные схемы. До появления преобразователей с мягким переключением были известны мостовые двухтрансформаторные преобразователи с ШИМ-управлением и резонансного типа. До сих пор двухтрансформаторные преобразователи не нашли широкого применения, а их использование, как правило, мо-тивировалость тем, что применение двух трансформаторов в мощных мостовых преобразователях позволяет незначительно оптимизировать конструкцию и предоставить дополнительный объем для размещения радиаторов, на которые монтируются выходные диоды. Как результат, можно увеличить выходную мощность преобразователя в том же объеме.
Мостовой преобразователь с двумя трансформаторами и фазовым управлением показан на Рис. 3.8. Трансформаторы выполняются по одинаковой конструкции, что обеспечивает дополнительные стоимостные и технологические преимущества устройству. Оба трансформатора одновременно выполняют функции дросселей, поэтому сглаживающим элементом на выходе является только конденсатор Сф.
Покажем сигналы на входах транзисторов Т1...Т4 схемы и напряжение в диагонали моста (точки А,Б, Рис. 3.8). Высокий уровень напряжения затвор-исток соответствует открытому состоянию ключа, низкий — закрытому (Рис. 3.9). Короткие интервалы времени, в которых происходит перезаряд емкостей транзисторов, не показаны.
Как и ранее, за период Т происходит смена четырех состояний схемы: пауза (Ш) — открыты нижние ключи Т2, Т4; импульс (И1) — открыта диагональная пара ТІ, Т4; пауза (П2) — открыты верхние ключи ТІ, ТЗ; импульс (И2) — открыта диагональная пара Т2, ТЗ.
Полагая индуктивности рассеяния трансформаторов Lsi и LS2 равными нулю, емкость выходного конденсатора Сф бесконечно большой и используя обычные для анализа допущения об идеальности элементов и отсутствии в них потерь, рассмотрим схему замещения, в которой представлены индуктивности намагничивания Ці и Ц2 , принятые равными (Ці= Цг = Ц ), и идеальные двухобмоточные трансформаторы (Рис. ЗЛО). Конденсатор фильтра Сф и нагрузка заменены источником напряжения UBbIX, в который поступает ток диодов D1 и D 2. Положительные направления токов в индуктивно стях на рисунке обозначены стрелками; положительным ток в каждой обмотке считается в случае, если он направлен от ее начала.
В первом временном интервале (Ш) для прохождения разных токов через Ці и Цг при замкнутых нижних ключах К 2 и К 4 должен открыться хотя бы один из выходных диодов D 1 или D2. Как только открывается один из диодов, появляется напряжение на обмотке Wn или W21, и это напряжение должно быть скомпенсировано, ведь в точках А, Б схемы напряжение должно равняться нулю. Поэтому в данном интервале открываются оба выходных диода. В идеальном случае, который мы рассматриваем, через диоды проходят равные токи 0,51н.
