Содержание к диссертации
Введение
1. Обзор проблемы оценки состояния поверхности акваторий по взаимной корреляционной функции 10
1.1. Взаимная корреляционная функция радиосигналов, рассеянных от морской поверхности, разнесенных по частоте 11
1.2. Измерение высоты морских волн по коэффициенту взаимной корреляции эхо-сигналов, разнесенных по частоте в СВЧ диапазоне 19
1.3. Измеряемые характеристики морского волнения и феноменологическая модель эхо-сигнала 21
1.5. Выводы по главе 1 27
2. Оценка среднеквадратичных ординат морских волн по взаимной двухчастотной корреляционной функции при синтезировании апертуры антенны и использовании антенной решетки 29
2.1. Взаимная корреляционная функция эхо-сигналов на двух частотах при фокусированном режиме синтезирования апертуры антенны 29
2.2. Взаимная корреляционная функция эхо-сигналов на двух частотах при нефокусированном режиме синтезирования апертуры антенны 38
2.3. Взаимная межчастотная корреляционная функция при надирном синтезе апертуры антенны и использовании антенной решетки 45
2.4. Выводы по главе 2 63
3. Оптимальный выбор рабочих частот и формирование зондирующего сигнала 65
3.1. Выбор значения разностей частот, соответствующих заданному диапазону измеряемых высот морских волн 65
3.2. Формирование зондирующего сигнала с угловой модуляцией 69
3.3. Выводы по главе 3 74
4. Оценка потенциальной точности измерения высоты морских волн по взаимной корреляционной функции 75
4.1 Оценка степени волнения морской поверхности по двухчастотному коэффициенту корреляции отраженного сигнала с учетом собственных шумов приемного устройства 75
4.2. Оценка потенциальной точности измерения степени волнения морской поверхности по двухчастотному коэффициенту корреляции отраженного сигнала 77
4.3. Синтез алгоритма оптимального измерения степени волнения МП по двухчастотному коэффициенту корреляции эхо-сигнала 88
4.4. Выводы по главе 4 з
5. Разработка компьютерной модели оценки степени волнения морской поверхности по взаимной корреляционной функции 93
5.1. Структура и описание модели 93
5.2. Блок формирования радиолокационного рельефа 95
5.3. Блок формирования траєкторного сигнала 98
5.4. Блок формирования опорной функции 102
5.5. Блок обработки сигналов 103
5.6. Блок формирования межчастотной корреляционной функций и его фазы 107
5.7. Блок формирования оценки состояния МП
5.7. Сопоставление результатов моделирования с теоретическими расчетами... 113
5.8. Выводы по главе 5 117
Заключение 118
Литература
- Измерение высоты морских волн по коэффициенту взаимной корреляции эхо-сигналов, разнесенных по частоте в СВЧ диапазоне
- Взаимная корреляционная функция эхо-сигналов на двух частотах при нефокусированном режиме синтезирования апертуры антенны
- Формирование зондирующего сигнала с угловой модуляцией
- Оценка потенциальной точности измерения степени волнения морской поверхности по двухчастотному коэффициенту корреляции отраженного сигнала
Введение к работе
Актуальность проблемы. В рамках общей проблемы исследования поверхности Земли дистанционными методами большое значение имеет исследование Мирового океана. При этом актуальными являются задачи, связанные с созданием методов и технических средств неконтактного измерения параметров морского волнения. Космические системы дистанционного зондирования Земли (ДЗЗ) в радиодиапазоне позволяют обеспечить глобальный мониторинг поверхности вне зависимости от состояния атмосферы и времени суток.
Теоретические и экспериментальные исследования статистических характеристик радиосигналов, отраженных от морской поверхности (МП), анализ их связи с основными параметрами морского волнения - высотой, наклонами, направлением распространения волн, скорости и направления ветра над поверхностью моря открывают возможности для создания радиотехнических средств измерения этих параметров с искусственных спутников Земли (ИСЗ). Эта информация необходима для повышения достоверности прогноза погоды на континентах и морях, для океанологических научных исследований, для обеспечения навигации судовождения, для строительства и эксплуатации различных гидротехнических сооружений (буровые вышки, порты и т.п.), для экологического мониторинга и т.д.
Космические средства позволяют регулярно получать океанологическую информацию с огромных территорий и в настоящее время стали важнейшими источниками информации об океане наряду с судовыми и другими контактными исследованиями.
В настоящее время бортовым прибором космического базирования, позволяющим оперативно получать сведения о степени волнения МП радиолокационным методом, является прецизионный океанографический радиовысотомер (ПРВ). Однако, основная задача ПРВ –это уточнение морского геоида, картирование гравитационных аномалий и контроля морских течений, а определение высоты морских волн (МВ) – вспомогательная задача ПРВ. В связи с этим точность определения степени волнения МП не слишком велика. В известных зарубежных публикациях Ж. Брауна, Л. Миллера, Ж. Хейна, Т. Бергера и работах отечественных авторов А.П. Жуковского, С.Г. Зубковича, А.И. Баскакова, Н.А. Важенина и др. показано, что для достижения высокой точности измерения высоты и чувствительности к слабому волнению требуются зондирующие радиосигналы с шириной спектра в сотни МГц и длительностью более 100 мкс, при этом основную информацию об измеряемых параметрах несет усредненная форма отраженных от МП сигналов ПРВ. Сложность и дороговизна ПРВ заставляет искать другие методы реализации измерителей МВ с борта ИСЗ.
Метод, предложенный и исследованный в диссертации посвящен разработке надирного многочастотного радиоинтерферометра, позволяющего получить информацию о характеристиках МВ, а именно высоте МВ, путем вычисления взаимной двухчастотной корреляционной функции (ДЧКФ) сигнала, отраженного от МП.
Возможность оценки высоты МВ по ДЧКФ отраженного сигнала хорошо известна и исследовалась в работах таких авторов, как Д.Е. Вейсман, Л.М. Миллер, А.Е. Башаринов, А.А. Гарнакерьян, А.И. Баскаков и др. Однако, до сих пор этот метод применялся только для относительно небольшой высоты полета, когда носителем РЛС является вертолет или самолет. С ростом высоты облучения МП значительно возрастает значение декоррелирующего множителя коэффициента корреляции, связанное с увеличением размеров облучаемой на МП области, и чувствительность ДЧКФ к высоте МВ резко падает. В связи с этим использование метода оценки высоты МВ по ДЧКФ с борта ИСЗ становится невозможным. В диссертационной работе предложено сузить облучаемую на МП зону за счет надирого синтеза апертуры антенны и применения антенной решетки, ориентированной поперек линии пути. Это позволяет подавить декорреляцию в ДЧКФ и добиться высокой чувствительности метода к высоте МВ даже с орбиты ИСЗ. Проведена также оценка потенциальных точностных характеристик разработанного метода.
Все это делает актуальной выбранную тему для данной диссертационной работы и позволяет сформулировать цель исследований.
Цель диссертационной работы. На основе теоретического обобщения должна быть решена актуальная научная задача, заключающаяся в исследовании и разработке многочастотного радиоинтерферометра, осуществляющего определение степени волнения МП с борта ИСЗ по взаимной межчастотной корреляционной функции отраженных сигналов.
Данная цель в свою очередь ставит ряд вопросов, требующих решения:
1. Обоснованность возможности оценки высоты МВ по ДЧКФ с ИСЗ.
2. Разработка эффективного метода оценки высоты МВ с подавлением декоррелирующего множителя ДЧКФ.
3. Оптимальный выбор рабочих частот и формирование зондирующего сигнала.
4. Оценка потенциальных точностных характеристик разработанного метода.
5. Проверка на компьютерной модели разработанного метода.
Методы исследования. Теоретические исследования выполнены с использованием методов математической статистики, теории статистических решений, статистической радиотехники, современной теории радиолокации. Выполнено компьютерное моделирование с использованием пакета программ MATLAB.
Основные положения, выносимые на защиту.
1. Использование метода надирного синтезирования апертуры антенны и создание приемной антенной решетки в плоскости перпендикулярной направлению полета ИСЗ для подавления декоррелирующего множителя ДЧКФ.
2. Синтез и анализ алгоритмов и устройств оптимальной обработки, отраженных от МП радиосигналов.
3. Оценки потенциальной точности измерения высоты МВ в зависимости от выбранных параметров МР, режима облучения и состояния МП.
4. Разработка компьютерной модели проверки метода определения степени волнения МП по взаимной межчастотной корреляционной функции.
Научная новизна результатов работы.
-
Теоретически и на компьютерной модели доказано, что использование надирного синтезирования апертуры антенны и приемной антенной решетки в поперечной плоскости относительно направления полета ИСЗ позволяют существенно подавить паразитную декорреляцию и повысить чувствительность многочастотного радиоинтерферометра к высоте МВ.
-
Разработаны рекомендации по выбору оптимальных разносов рабочих частот, соответствующих возможному диапазону измеряемых высот МВ.
-
Предложено использование зондирующего сигнала с угловой модуляцией с оптимальным образом выбранным индексом модуляции, позволяющим получить наиболее равномерный спектр из одиннадцати гармоник, вместо многочастотного непрерывного сигнала.
-
Найден оптимальный алгоритм обработки отраженных от МП многочастотных радиосигналов и исследована потенциальная точность измерения высоты МВ по ДЧКФ.
Практическая ценность.
1. Результаты диссертационной работы могут быть использованы при проектировании радиолокационных систем ДЗЗ, а также для оценки их структуры и точностных характеристик при широком диапазоне вариаций исходных данных.
2. Результаты моделирования позволили объяснить структуру оптимального измерителя и последовательность необходимых операций над многочастотным отраженным сигналом.
Реализация работы. Результаты диссертационной работы могут быть использованы в академическим учреждении РАН, НИИ и ОКБ, занимающихся разработка радиолокационных систем дистанционной зондировании в радиодиапазоне с космических аппаратов. Результаты работы использованы в качестве дополнительных разделов в курсе лекций “Локационные методы исследования объектов и сред”, читаемых на Радиотехническом факультете НИУ МЭИ для студентов, обучающихся по направлению “Радиотехника” – 210400.
Достоверность результатов. Достоверность результатов основана на корректном применении методов статистической радиотехники и радиолокации, использовании теории синтеза апертуры антенны, апробации на результатах компьютерного моделирования, на многочисленных публикациях и выступлениях на различных научно-технических конференциях (НТК), одобренных научной общественностью.
Апробация работы. Основные результаты были доложены и одобрены: на научно-технических семинарах кафедры радиотехнических приборов НИУ “МЭИ”, на Международных научно-технических конференциях студентов и аспирантов в НИУ (МЭИ) 2009 – 2013 г; на конференции “Фундаментальные проблемы радиоэлектронного приборостроения” (МГТУ МИРЭА, 2011 г); на конференции Инновации в авиации и космонавтике - 2012 Московского авиационного института (национального исследовательского университета) и на V-ой Всероссийской научной конференции “Радиофизические методы в дистанционном зондировании сред” (МИ ВлГУ, 2012 г) в городе Муром, Владимирской области.
Публикации. По теме диссертационной работы опубликовано 11 печатных работ, в том числе 5 статей в научно-технических журналах (4 из списка ВАК), 6 тезисов докладов на НТК.
Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, двух приложений на 8 стр., списка цитируемой литературы из 76 наименований и содержит 139 стр. текста, 68 рисунков и 2 таблицы.
Измерение высоты морских волн по коэффициенту взаимной корреляции эхо-сигналов, разнесенных по частоте в СВЧ диапазоне
Сущность метода феноменологического моделирования сводится обычно к математическому заданию эхо-сигнала в виде совокупности большого количества парциальных сигналов с введением ряда статистических параметров, характеризующих физические свойства шероховатой поверхности.
Конечное решение легко увязывается с введением в феноменологическую модель статистических характеристик шероховатой поверхности. В СВЧ диапазоне неровную поверхность представляют случайной композицией некогерентных независимых отражателей в виде совокупности фацетов (плоских граней), выпуклостей к вогнутостей двойной кривизны, диполей, шаров, "блестящих точек". Физическим основанием модели, как совокупности множества отражателей является принцип Гюйгенса-Кирхгофа, согласно которому каждая точка пространства, в которую доходит электромагнитная волна, может рассматриваться как источник вторичной сферической волны
При разбиении поверхности на фацеты необходимо выполнение следующих условий: 1) размеры фацета должны быть в несколько раз больше длины волны; 2) сигнал, отраженный от одного элементарного фацета, не зависит от сигналов, приходящих от других отражателей; 3) радиус кривизны средней поверхности фацета много больше размеров фацета, т.е. средний уровень фацета практически плоский; 4) количество фацетов, образующих отражающую поверхность, должно быть велико, а их отражающие свойства примерно одинаковы. Феноменологический метод моделирования случайно неровных поверхностей используют в том случае, когда необходимо моделировать такие поверхности, геометрия которых не может быть измерена или не существует методов расчета электромагнитного поля, рассеянного данной поверхностью. При феноменологическом моделировании можно получить (обычно с помощью ЭВМ) отдельные реализации эхо сигналов, рассеянных от неровных поверхностей, для использования их в модели исследуемой радиотехнической системы. На свойства элементарных отражателей накладываются следующие ограничения [3]: 1) Парциальный сигнал, отраженный от одного элементарного отражателя, не зависит от сигналов, приходящих от других отражателей. Учет их взаимовлияния, усложняя модель, не дает ощутимых результатов. 2) Количество отражателей, образующих цель (поверхность), должно быть велико, а отражающие свойства этих элементов приблизительно одинаковы. Это допущение вполне обосновано для морской поверхности с однородными элементами. 3) Ординаты высот Z(x,y) отражателей распределены по нормальному закону. Для моря статистика поверхности считается постоянной по всей облучаемой области в течение времени среднего эхо-сигнала. 4) Фазы сигналов, рассеянных от элементарных отражателей, случайны, независимы и равномерно распределены в интервале 0...2п. 5) Форма и размеры элементарных отражателей определяют диаграмму обратного рассеяния (ДОР) морской поверхности. Поскольку отдельные отражатели имеют конечные размеры, то они рассеивают энергию в некотором диапазоне углов. Их размеры остаются существенно больше длины электромагнитной волны Я. 6) Угол облучения поверхности в$ близок к вертикальному. 7) Поверхность крупно шероховатая, размеры ординат морских волн и радиусы кривизны много больше Я. Удельная ЭПР очень слабо зависит от поляризации при угле отклонения оси &s 15, а форма ДОР определяется [1]. \к al т0(#)= 2-ехр tg20 sec4 в, где а2ш = Aa2h jl\ - параметр шероховатости поверхности, ширина ДОР поверхности Авдор 4каш; К0 - коэффициент Френеля; lh - корреляционный интервал отдельных ординат поверхности.
Воспользуемся этими результатами, построим модель отражения радиосигнала от взволнованной морской поверхности. Запишем импульсный сигнал СВЧ диапазона, излученный передатчиком S(t) = Rey2Fbti(t)cxp(ja Qt)} , (1.22) где U(t) = Ua(t}exp\jy/a(t)] - комплексный закон модуляции. Тогда сигнал, отраженный от JV-й «блестящей точки», можно записать в следующей фор ме: 2P0A,2GQ(TN U(t-(RN/c)). хехр К(0= F{0N, pN,t) М3 2R N j((D0+(DgN}-ju)0 У С J (1.23) где P0 -излучаемая передатчиком мощность; GQ -коэффициент усиления антенны; сгдг - ЭПР N-й «блестящей точки», среднее по множеству значение ЭПР элементарных отражателей; F{e , p ,і)-функция, учитывающая ДНА и ДОР морской поверхности; і?дг -расстояние до iV-й «блестящей точки»; с -скорость света; 6 , ср - угловые координаты iV-ro отражателя; о - допле ровский сдвиг частоты. Найдем временную задержку отраженного импульса, если N= {H-hN)2+rN H-hN+r /2H, Отсюда rN = TQ+r /cH+T]N, где TQ = IHjc, r/N = -2htf Iс-случайная компонента времени задержки в точке падения луча; 77дг имеет нормальный закон распределения; Н»г \ W{TJ) = 2па ехр Л 2а1 2ah где ст = —-,сги - среднеквадратичная ордината морских волн. с Зависимостью эхо-сигнала от частоты Доплера и зависимостью F(0N,(pNj); К-м Ы Фы ) от времени пренебрегаем, так как на практике всегда выполняется соотношение VHTcs m&N «Л/4, где VH-скорость носителя, Тс - длительность радиосигнала.
Взаимная корреляционная функция эхо-сигналов на двух частотах при нефокусированном режиме синтезирования апертуры антенны
Как показано в предыдущих главах, декоррелирующий множитель взаимной двухчастотной корреляционной функции может быть существенно снижен ограничением облучаемой на поверхности моря зоны. Сжатие зоны облучения по линии пути (ось х) обеспечивается за счет надирного синтеза диаграммы направленности антенны. Использование антенной решетки, ориентированной вдоль оси у, в поперечном направлении, позволит практически исключить влияние декоррелирующего множителя на ДЧКФ.
Направленные свойства антенн определяются формой и электрическими размерами излучающей системы. Рассматривается система из М идентичных и одинаково ориентированных в пространстве излучателей. Поле произвольного излучателя с номером п в дальней зоне можно представить в виде [36],[63] - jkR п Еп = Ai0nP(e,cp)FXe,?)e ae v) , (2.44) где А - коэффициент пропорциональности; р{&, р) - вектор, характеризующий поляризацию излученного поля; 10п - комплексная амплитуда тока п-го излучателя; F, (#,#?) - нормированная характеристика направленности излучателя системы; Ф,(#, р) - его фазовая характеристика; R„ - расстояние от точки наблюдения до той точки на антенне, относительно которой определена фазовая характеристика.
Поскольку излучатели системы идентичны и одинаковым образом ориентированы в пространстве, электрические поля, создаваемые отдельными излучателями в произвольной точке дальней зоны, будут иметь одинаковую поляризацию. Амплитуда результирующего поля определится как сумма комплексных амплитуд отдельных составляющих [36] Ё= ЦЁп = Aj(e, p)Fl(e, p)e e")zi0n?-— . (2.45) л=1 п=\ J\ и Обычно расстояние между излучателями соизмеримо с длиной волны, а расстояние до точки наблюдения весьма велико, поэтому можно считать, что амплитудное различие полей элементов в точке наблюдения, определяемое величиной УС , несущественно, и положить J-.-U-U... = 1. (2.46) R\ R2 Rn R Вместе с тем различие расстояний Rn в показателе степени экспоненты оказывается весьма существенным. Малой разности хода лучей R„ - i?„_, может соответствовать значительный набег фазы, поскольку он зависит от длины волны. С учетом сказанного, для поля системы излучателей получаем выражение І=АІ {Є, рШЄ 9 хМт%выше т -]1 п (2-47) К «=1 і01 Предположим, что излучатели системы являются ненаправленными, т.е. Fj (в , р )е J b e ) = і . Тогда поле той же системы из м ненаправленных излучателей будет равно Ененапр = Ap(e, p) Z -e jkR» . (2.48) R n=\ IQl Сравнивая (2.47) и (2.48), получаем Ё(в, р)= F e Enenanp (в,р) . (2.49) Если от полей перейти к диаграммам направленности, характеризующим зависимость амплитуды поля от угловых координат 6,ср, то имеем /(M = I(UPK(M. (2-5) где /(#, (р) - диаграмма направленности рассматриваемой системы излучате 47 лей; FM{e,(p) - диаграмма направленности той же системы из М ненаправленных излучателей (множитель комбинирования).
В этой главе рассматривается антенная решетка из одинаковых излучателей, расположенных вдоль оси у, перпендикулярной линии пути, на расстоянии d друг от друга. Заметим, что элементами антенной решетки могут быть как простые антенны (всевозможные элементарные излучатели, щелевые вибраторы), а также сложные (зеркальные антенны, спиральные, многощелевые и другие).
Несмотря на многообразие антенных решеток, линейные антенные решетки обладают рядом общих черт, связанных с тем, что характеристики излучения многоэлементных антенных решеток в основном определяются множителем комбинирования FM. Последний зависит от М, kd, АФи никак не связан с конкретным излучателем решетки. Поэтому ниже дается анализ множителя комбинирования FM.
В инженерной практике наиболее часто используют два представления для множителя комбинирования антенной решетки [31]
Здесь = д%л - коэффициент замедления. Волновое число к = 2% характеризует изменение фазы на единицу длины при распространении электромагнитной волны в свободном пространстве со скоростью света с. Введем обобщенную угловую переменную У7 ґ Mkd cos# vp = (cos-), АФ І Mkd V kd J 2 С учетом этого множитель направленности запишется так м sin sin ґ\у\ \М) В точках Ч/ = 0;±Мг;...;±тМ7г обращаются в нуль одновременно и числитель и знаменатель. Неопределенность функции в этих точках раскрывается по правилу Лопиталя. Так, для F= О имеем sin ,. sinT ,. (sin ) ,. Mcos %ж lim — - lim — — = lim ггт— = M. sm cos
Это наибольшие значения множителя комбинирования. Следовательно, нормированная характеристика направленности решетки определяется 1 sinY FM = \М м . (Ч } sm wJ 1 1 . т ! It \ \\ 1/ t /s J \ \ J L _ J I с Зона видимости МЫ 3 Максимум FM, соответствующий = 0, называют основным главным максимумом. Между двумя соседними главными максимумами имеется (М -2) побочных максимумов. Ширина главных максимумов по координате SP равна 2%, а побочных - п (рис. 2.9). Функция FM ( F) определена на интервале - оо р +оо. Однако в физических задачах угол в принимает значения только в пределах 0...7L Таким образом, реальным антеннам соответствуют лишь ограниченный интервал изменения Ч . Область Fmin тах называют областью реальных углов наблюдения. Протяженность зоны видимости (области реальных углов) по оси всегда составляет f - ;„ = МЫ, т.е. определяется электрической длиной решетки. 1
Формирование зондирующего сигнала с угловой модуляцией
На рис. 3.2 изображена зависимость первой производной модуля коэффициента взаимной частотной корреляции от разностей частот во всем возможности диапазоне морского волнения. 4 M d\p(ah)\ dau d(Tu / w, 0.6 0.4 0.2 1 /C\2 \ I \ Зг— 3 4 (1 v ah,M 2 з ah,M a) 6)
Производная зависимости модуля коэффициента взаимной частотной корреляции от ah при Н = 400юи, Л = 0,86сл , разносе рабочих частот А/, = 60МГц, Д/2 = 24МГц,А/3 = \2МГц,А/4 - 6М1ц , (а) диаметре каждой антенны da = 10см (М=3 и расстояние между антеннами 75см для ,=6), (б) диаметре каждой антенны da = 50см (М=3 и расстояние между антеннами 55см для jt, = 6)
Из рис. 3.2 видно что, максимум производной значения модуля коэффициента взаимной частотной корреляции соответствует максимальной чувствительности коэффициента корреляции к высоте MB. Разности рабочих частот А/, соответствующие максимуму производной, обеспечивают максимальную чувствительность коэффициента корреляции к высоте MB. Для того, чтобы определить точку максимума производной необоходимо взять вторую производную из (3.1), (3.2). d2\p(h)\ da в. 4М2($Ак2Оъ - l)- -exp(- 2M2ah2) э гв2 О ЭАГв] + в эк«2 і ірявічї (3.3) Приравнивая нулю (3.3) находим оптимальные значения разностей частот для любой заданной степени морского волнения, окончательно получаем 7„2 =— —, где м = 2жУ ТоГда 4М2 с ст= — . (3.4) "\16л-2А/2 На рис. 3.3 показаны среднеквадратичные ординаты морских волн, для которых реализуется максимальная чувствительность радиоинтерферометра при выбранных значениях разностей излучаемых частот. 6х107 4.8х107 А/,Гц 3-6хЮ7 2.4х107 1.2х107 0 12 3 4 5
Из рис. 3.3 следует, что при большей разности частот имеется место более высокая чувствительность при малом волнении моря, а при малом разносе частот лучшая чувствительность к изменению высоты MB достигается на большом волнении МП. Многочастотный режим позволит получить примерно одинаковые чувствительности на сильном и слабом волнении МП для космического аппарата.
Многочастотный режем позволит получить примерно одинаковые чувствительности при сильном и слабом волнении для космического аппарата. Поэтому двух частот не достаточно, необходимо как минимум 5 частот. Рекомендуемые значения разноса частот - 60;24;12;6 МГц - соответствуют заданному диапазону измеряемых высот морских волн от штиля до шторма. Но такой многочастотный сигнал технически сложно реализуем. Поэтому автором предложен зондирующий сигнал с угловой модуляцией при соответствующем выборе индекса модуляции, позволяющий получить спектр из одиннадцати гармоник. В следующем разделе подробно рассмотрена возможность использования зондирующего сигнала с угловой модуляцией. 3.2. Формирование зондирующего сигнала с угловой модуляцией
Многочастотный сигнал технически сложен в реализации. Поэтому предложен зондирующий сигнал с угловой модуляцией при соответствующем выборе индекса модуляции, позволяющий получить спектр из одиннадцати гармоник. Зондирующий сигнал выражается следующим, v(/) = Ап cos ft 0(/) + m.sin(Q(O) , (3-5) где о)0- несущая частота (36 ГГц) , Q - частота модуляции (6 МГц), т - индекс модуляции. С помощью функций Бесселя уравнение (3.5) можно привести к виду v(0 = Ап cos[ yQ(t) + w.sin(Q(0)] = AQ[JQ(m)COSU Q(/) + J\(m)[cos(o)Q + Q)t -cos( yo -Q)t] + + Jr2(w)[cos(cyQ + 2Q)? + COS(U O -2Q)t] + J-x,(m)[cos(u o + 3Q)/ -COS{OJQ -3Q)/]...] (3.6) Таким образом, при частотной модуляции спектр колебания состоит из бесконечного числа боковых частот, расположенных попарно симметрично относительно несущей частоты а 0 и отличающихся от последней на пО., где п - любое целое число. Амплитуда n-й боковой составляющей Ап =Jn(m)AQ, где А0 - амплитуда немодулированного колебания, Jn{m) - функция Бесселя первого рода п - го порядка от аргумента т. Отсюда следует, что вклад различных боковых частот в суммарную мощность модулированного колебания определяется величиной m [38]. Отдельная задача - Выбор индекса модуляции зондирующего сигнала.
Для реализации выбранного максимального разноса частот равного 60 МГц при требуемом минимальном разносе частот в 6 МГц потребуется обес 70 печить обработку 11 гармонических составляющих в сигнале с угловой модуляцией. Остальные гармоники в спектре сигнала не используются и их будем считать помехой, которая должна быть отфильтрована в приемнике. В табл. 3.1 показаны амплитуды гармоник спектров при различных индексах модуляции и отношение полезных гармоник сигнала к помеховым частотным составляющим. Для используемых одиннадцати гармоник АО - А5 даны их амплитуды в сравнением с помеховыми гармониками А6 - А9. В работе подробно проанализированы спектры сигнала для разных индексов модуляции от т = 2 до т = 5, рис. 3.4, рис. 3.5.
Оценка потенциальной точности измерения степени волнения морской поверхности по двухчастотному коэффициенту корреляции отраженного сигнала
При проведении теоретических исследований радиолокационных систем дистанционного зондирования широкое применение находит метод математического моделирования, проводимый с помощью универсальных ЭВМ. Использование моделирования на ЭВМ позволяет решить ряд теоретических задач, существенно сократить время и стоимость проведения экспериментальных исследований по созданию и совершенствованию радиолокационной системы, а порой провести исследования, которые невозможны на натурных макетах.
Математический анализ возможности оценки высоты морских волн по двухчастотной корреляционной функции эхо-сигнала был проведен в ходе выполнения данной диссертации при использовании фацетной модели отражения для МП и аппроксимациях ДНА и ДОР гауссовыми функциями.
Проводится анализ результатов работы компьютерной модели радиоинтерферометра, размещаемого на борту малого КА (высота полета 350-700км) и позволяющего получить информацию о высоте морских волн, связанной со скоростью поверхностного ветра. Исследуются также возможности модели и перспективы ее использования для получения дополнительной информации о работе интерферометра. 5.1 Структура и описание модели
На основании предложенной в диссертации радиолокационной системы с надирным синтезированием апертуры антенны составляем структурную схему модели для проверки метода оценки ординат морских волн. Структура модели метода, моделирующего оценку ординат морских волн, представлена нарисі.
В блоке задания исходных данных в модель вводятся [44]: - параметры движения носителя (высота Я и скорость W)\ - параметры интерферометра (число антенн в решетке М, расстояние межу антенны d); - параметры радиолокатора (длина волны Л, разность частот Af , размеры антенны da, длительность интервала синтезирования Тсинт; - режим синтезирования (фокусированный или нефокусированный); - параметры МП (интервал корреляции /г, среднеквадратическая ордината морских волн тЛ); - коэффициент запаса при определении частоты дискретизации Кзап; - количество реализаций осреднения по времени "замороженности" МП ІУз; - количество интервалов синтезирования Nc в пределах облучаемой зоны; - количество реализаций осреднения по ансамблю реализаций на интервале однородного волнения Np\
К выбору исходных данных следует относиться с большим вниманием, так как ошибки в выборе исходных данных приводят к получению неверных результатов и ставят под сомнение правильность созданной модели.
Исходные данные і Формирование радиолокационного рельефа 1 V і Формирование траєкторного сигнала Вычисление опорной функции
На основе исходных данных, относящихся к морской поверхности, в блоке формирования радиолокационного рельефа происходит моделирование МП согласно феноменологической модели, описанной в п. 1.3. Согласно этой модели отражающая поверхность моделируется в виде совокупности независимых элементарных отражателей - "блестящих точек", находящихся на расстоянии интервала корреляции поверхности ( /z) друг от друга (рис.5.2). Ординаты высот h(x,y) отражателей распределены по нормальному закону [4]. Физическим основанием модели, как совокупности множества отражателей является принцип Гюйгенса-Кирхгофа, согласно которому каждая точка пространства, в которую доходит электромагнитная волна, может рассматриваться как источник вторичной сферической волны. При таком подходе сигнал на входе приемника на каждой из частот является суперпозицией парциальных сигналов по облучаемой области на поверхности моря ,(о = ЕХс/ до, (5.1) 1=0 у=0 где пхипу- число парциальных отражателей по осям х и у соответственно .
При феноменологическом моделировании удается получить отдельные реализации эхо-сигналов, рассеянных от неровной поверхности, для использования в модели исследуемой радиотехнической системы. Феноменологический метод моделирования случайно неровных поверхностей используют в том случае, когда необходимо моделировать такие поверхности, геометрия которых не может быть измерена или не существует методов расчета электромагнитного поля, рассеянного данной поверхностью, см. гл. 1.
Ограничения, накладываемые на свойства элементарных отражателей в феноменологической модели приведены в 1й главе. Число отражателей, участвующих в формировании эхо-сигнала, определяется размерами облучаемого пятна на МП (г - радиус пятна), при определении ширины ДНА на уровне -ЗдБ, и величиной 12 (5.2) где int{-} - оператор вычисления целого значения от выражения в скобках.
Нумерация отражателей осуществляется так, как показано на рис 5.2. После определения числа отражателей формируется выборка ординат морских волн: для каждого парциального отражателя с номером (/ , j) и соответствующими координатами xt и yj определяется его ордината относительно среднего уровня МП - кц в соответствии с нормальным законом распределения (рис 5.3).
Схема расположения отражателей на моделируемой поверхности и геометрия облучения Обновление статистики МП должно происходить через время, кратное время "замороженности" t3aM- Кроме того, существует необходимость обновления статистики поверхности, связанная с движением носителя. Рассмотрим это на примере. Пусть скорость движения ИСЗ равна W=l,5 км/с, высота полета 400км, длина волны излучения 0,86см, диаметр антенны 0,7м, время "замороженности" МП зам=30мс, корреляционный интервал поверхности /2=5м (4 балла волнения). При этих параметрах спутник за время t3oM перемещается на расстояние W3tm=225M или 45 7Z. Таким образом, за время t3aM необходимо 45 раз (1 раз в 1/W=0,67MC) добавлять 1 новый столбец высот на краю облучаемой области спереди носителя и удалять 1 "старый" столбец позади него. Полный же размер облучаемой области равен Н tg(X/da)= 4762 м (при определении ширины ДНА на уровне -ЗдБ).
