Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Дискретные модели частотно-временного преобразования сигналов в информационно-измерительных радиосистемах 14
1.1. Математическая модель представления сигнала со сдвигом по времени и частоте на основе цифровой линии задержки 16
1.2. Цифровое преобразование частоты сигналов с финитным спектром ...24
1.3. Анализ модели цифрового сдвига частоты 28
Выводы 51
Глава 2. Разработка модуля цифрового преобразования сигналов с финитным спектром 53
2.1. Особенности проектирования устройства цифрового преобразования сигналов 54
2.2. Схемотехническая модель модуля преобразования сигналов 59
2.2.1. Устройство перестраиваемого цифрового сдвига радиосигналов. 59
2.2.2. Функциональная схема модуля преобразования сигналов 62
2.3. Разработка программного обеспечения модуля 68
2.3.1. Управление модулем от персонального компьютера 68
2.3.2. Разработка проекта для программируемой логической интегральной схемы 71
Выводы 81
Глава 3. Экспериментальное исследование характеристик модуля 82
3.1. Исследование характеристик модуля с моделью представления сигнала со сдвигом по времени и частоте на основе цифровой линии задержки 85
3.2. Исследование характеристик модуля с моделью частотно-временного сдвига сигнала на основе квадратурного модулятора 88
Выводы 94
Заключение 96
- Цифровое преобразование частоты сигналов с финитным спектром
- Особенности проектирования устройства цифрового преобразования сигналов
- Разработка проекта для программируемой логической интегральной схемы
- Исследование характеристик модуля с моделью частотно-временного сдвига сигнала на основе квадратурного модулятора
Введение к работе
Диссертационная работа посвящена исследованию возможности цифрового преобразования сигналов с финитным спектром для информационно-измерительных радиосистем, разработке математической модели, алгоритма преобразования сигналов, а также программно-аппаратной реализации устройства, обеспечивающего введение в сигнал временного и частотного сдвигов с сохранением информации о модулирующих функциях исходного сигнала при работе в режиме реального времени.
Актуальность работы.
Современные требования к расширению возможностей информационно-измерительных систем и улучшению их информативности в таких областях, как радиолокация, постоянно повышаются.
Как известно, существующие информационно-измерительные комплексы имеют узкоцелевое назначение, каждый из них ориентирован на конкретные типы радиолокационной техники.
Поэтому разработка и исследование методов и средств обработки сигналов, направленных на создание информационно-измерительных систем, обеспечивающих измерение параметров различных типов радиолокационных станций (РЛС) и позволяющих сократить объем натурных испытаний и измерительного оборудования, является актуальным.
При создании таких систем все более широкое применение получают цифровые методы и средства обработки сигналов. Это связано, с одной стороны с серьезными достижениями в микроэлектронной элементной базе, с другой - развитием цифровых методов обработки сигналов (Л.Р. Рабинер, Б. Голд, Д. Тьюки, А. Оппенгейм, Е.С. Побережский, А.А. Ланнэ, СИ. Ширший и др.) [1-Ю]. Реализуя возможности представления сигнала как дискретного комплексного сигнала, имеющего свойства аналитического можно получать решения той или иной задачи цифровой обработки [11,12].
Однако, несмотря на достигнутые успехи в разработке цифровых методов и средств формирования и обработки сигналов [11-15], которые могут быть использованы в системах измерения параметров РЛС различного типа, до конца не преодолены трудности, связанные, в частности, с созданием методов и средств сквозного контроля параметров, определяющих точностные характеристики обнаружения, селекции по скорости и обнаружения целей без проведения натурных испытаний.
Решение этой проблемы предполагает создание цифрового преобразователя излучаемого РЛС сигнала на промежуточной частоте в режиме реального времени с введением в этот сигнал требуемых временного и частотного сдвигов, имитирующих положение и изменение цели в пространстве.
Кроме этого, решение поставленной задачи позволяет применять подобное устройство в системах радиопротиводействия и других информационно-измерительных комплексах [13-17].
Опираясь на вышеизложенное, можно заключить, что разработка преобразователя с частотно-временным сдвигом сигнала и представлением его как дискретного комплексного сигнала, имеющего свойства аналитического - важная и актуальная задача, не решенная в полной мере на сегодняшний день.
Цель диссертационной работы.
Целью диссертационного исследования является создание математической модели цифрового частотно-временного преобразования сигналов реального времени, программного и аппаратного обеспечения для разработки нового класса автоматизированных систем измерения и контроля параметров РЛС различного назначения.
Основные задачи исследования:
Провести анализ возможности цифровых методов введения произвольных временных и частотных сдвигов в излучаемые РЛС сигналы на промежуточной частоте, исходя из общих принципов радиолокации движущихся целей.
Разработка математической модели и алгоритма преобразования сигналов, обеспечивающих введение частотно-временного сдвига при имитации сигнала подвижной цели.
Разработка схемотехнической и физической модели преобразования сигналов, адекватно представляющих отраженные сигналы от подвижных объектов в реальном времени.
4. Разработка специализированного программного обеспечения для управления модулем преобразования сигналов при использовании его в со ставе информационно-измерительных систем.
Методы исследования.
В работе использованы методы колебаний и волн, цепей и сигналов, математической статистики, цифровой обработки сигналов, математического моделирования и экспериментальных исследований.
Научная новизна работы.
В диссертации получены следующие результаты, характеризующиеся научной новизной:
Предложен метод и методика обработки сигналов, позволяющие, в отличие от известных, реализовать одновременные частотно-временные преобразования сигналов на промежуточной частоте в соответствии с параметрами движения объекта.
Разработана математическая модель преобразования сигналов с использованием методов цифровой задержки и формирования квадратурных составляющих аналитического сигнала, что позволяет проводить отработку аппаратуры и алгоритмического обеспечения РЛС различного назначения путем имитации сигналов неподвижной и движущейся цели без знания вида модуляции излучаемых сигналов.
Разработана методика и проведен анализ нелинейных эффектов (искажение передаточной функции, паразитных колебаний), возникающих при цифровой реализации модели преобразования сигналов за счет конечной разрядности элементной базы.
На основе предложенных моделей и схемотехнических решений сформулированы требования и разработан комплекс программно-аппаратных средств преобразования сигналов в режиме реального времени, ориентированный на измерение параметров широкого класса РЛС.
Достоверность результатов диссертации.
Достоверность результатов диссертации определяется корректным применением математических методов цифровой обработки сигнала, теории спектрального анализа, соответствием известным фундаментальным теоретическим представлениям и подтверждена результатами экспериментов при испытании разработанного модуля цифрового преобразования сигналов в тракте промежуточной частоты РЛС. Получен патент на полезную модель [18].
Личный вклад автора.
Общая концепция диссертации, анализ предложенных математических моделей, постановка исследовательских задач. Разработка алгоритмов и программного обеспечения персонального компьютера по управлению многоканальным модулем цифрового преобразования сигналов. Разработка алгоритмов и программного обеспечения модуля, в том числе программируемой логической интегральной схемы. Трассировка многослойной высокочастотной платы модуля, отладка. Участие в испытаниях модуля цифрового преобразования сигналов.
Практическая значимость результатов.
Разработанные методы и модель преобразования сигналов позволяют автоматизировать процесс отработки новой радиолокационной техники и сквозного контроля параметров современных и перспективных РЛС.
Предложенный метод и модель преобразования сигналов позволяют сократить объем натурных испытаний и метрологического обеспечения.
Разработанная физическая модель преобразования сигналов, в зависимости от решаемых задач, может быть использована как автономная система, либо комплексирована в состав систем автоматизированного измерения параметров РЛС.
Разработанное программное обеспечение и схемотехнические решения позволяют формировать на промежуточной частоте сигналы совместно с шумовыми помехами, формируемыми без привлечения дополнительных средств.
Результаты внедрения работы.
Созданные математическая модель и программно-аппаратное обеспечение цифрового преобразователя сигналов использованы при выполнении НИР "Исследования по созданию унифицированной автоматизированной системы измерения и контроля параметров РЛС" (шифр "Агнаты") в НИИ "НИКА-СВЧ" / ДП ОАО ЦНИИИА (2000 - 2005 гг.). Результаты НИР рекомендованы для практической реализации в ОКР.
Разработанный цифровой преобразователь сигналов был применен в качестве автономного средства тестирования параметров реальных импульсной и доплеровской РЛС и показал свою высокую эффективность при отработке изделий.
Материалы главы 1 используются в лекционном курсе "Радиоавтоматика". Подходы, связанные с синтезом схемотехнических решений преобразователя сигналов, отраженные в главе 2, используются в лекционном курсе "Цифровые устройства и микропроцессоры", а также в курсовом и дипломном проектировании (см. прилож. 4).
Апробация работы.
Основные результаты работы докладывались на Международных научно-технических конференциях "Радиотехника и связь" (Саратов, 2004 -2006 гг.), "Актуальные проблемы электронного приборостроения" (Саратов, 2000 г.), "Проблемы управления и связи" (Саратов, 2000 г.), совместном семинаре кафедр "Радиотехника" и "Программное обеспечение вычислительной техники и автоматизированных систем" под руководством д.т.н., профессора Коломейцева В.А. и д.ф.-м.н. профессора, Заслуженного деятеля науки РФ Байбурина В.Б.
Положения, выносимые на защиту:
Метод и математическая модель цифрового частотно-временного преобразования сигналов на промежуточной частоте, основанной на цифровой задержке и дискретном преобразовании комплексного сигнала со свойствами аналитического;
Результаты численного моделирования математической модели цифрового преобразования сигнала, а также рекомендации по влиянию разрядности преобразователей сигналов на точностные характеристики и искажения;
Результаты физического моделирования преобразователя сигналов.
Разработанные автором технические решения по реализации цифрового преобразования сигналов для информационно-измерительных систем.
Публикации.
Материалы диссертации опубликованы в 8 печатных работах, из них 6 - материалы научно-технических конференций, 1 - статья, 1 - патент на полезную модель.
Структура диссертации и краткое содержание
Диссертация состоит из введения, трех глав, имеющих подразделы, заключения, списка литературы из 100 наименований и 4 приложений. Общий объем диссертации составляет 135 страниц, в том числе основной текст занимает 96 страниц, включая 53 рисунка.
Первая глава посвящена исследованию дискретных моделей частотно-временного преобразования сигналов на промежуточной частоте радиосистем.
На основе рассмотрения структуры отраженных сигналов, принятых в радиолокации движущихся целей, выявлены основные проблемы, возникающие при цифровом частотно-временном преобразовании сигналов на промежуточной частоте.
Показано, что корректное использование цифровой линии задержки на промежуточной частоте возможно лишь для введения временного сдвига в медленные модулирующие функции. При этом период изменения задержки для имитации движущейся цели должен быть равен cocAt/cOd- Однако такое изменение фазы сигнала является слишком медленным для имитации сдвига по частоте. Использование цифровой перестраиваемой задержки на промежуточной частоте с темпом перестройки co0At/cOd обеспечивает требуемый частотный сдвиг несущего колебания. Однако спектр колебаний становится сложным и это метод не может быть рекомендован для частотного сдвига при условии 0)о«сос. Также нарушается соответствие временного положения модулирующих функций изменению расстояния до объекта.
Предложена модель и синтезирован алгоритм реального времени для цифрового формирования выходного сигнала с заранее заданными начальной временной задержкой и радиальной скоростью (частотой сдвига) на основе метода перестройки временной задержки с периодом cocAt/cOd и последующего преобразования частоты несущего колебательного множителя аналитического сигнала.
Численным экспериментом исследовано поведение модели в зависимости от частоты входного квазигармонического сигнала и ее чувствительность к искажениям, связанным с разрядностью элементной базы. В качестве критериев оптимальности были использованы оценки систематических, случайных ошибок и спектральный состав сигналов.
В результате анализа были проанализированы искажения, возникающие вследствие ограниченной точности представления отсчетов дискретных сигналов при практическом построении устройства, которые носят общий характер для данной схемы преобразования. Получено, что для задач преобразования в широкой области частот (тестирования РЛС с разным видом модуляции и назначения) при построении устройства может быть использовано 8-ми разрядное АЦП с последующей разрядностью обработки данных не менее 12. При этом обеспечивается преобразование примерно 90% основной ширины полосы частот цифровой обработки, фазовый шум не превосходит 0,1 рад (менее 6 град.), паразитная гармоника на частоте cod не превосходит (-20дБ), которая в практических применениях не попадает в полосу пропускания приемника РЛС.
Во второй главе диссертационной работы проводится разработка схемотехнической и физической модели преобразования сигналов с финитным спектром.
Исследуются возможности реализации модуля цифрового квадратурного преобразования сигналов. Разрабатываются алгоритмы и структуры построения цифрового преобразователя сигналов.
Рассмотрены функциональные компоненты проекта, необходимые для создания модуля цифрового преобразования сигналов с цифровым квадратурным модулятором на базе преобразования Гильберта. Приводится структура модуля формирования сигналов.
В проекте применяется программируемая логическая интегральная микросхема, что обеспечивает возможность реализовать многофункциональную цифровую обработку сигналов на быстродействующих интегральных структурах, свободных от избыточности процессоров.
Для управления разрабатываемым модулем применяется персональный компьютер, с которого передается информация о текущих параметрах преобразования сигналов. Разработано соответствующее программное обеспечение для персонального компьютера. Программа управления позволяет устанавливать величину сдвига сигнала по частоте и по времени, а также задавать дополнительные параметры.
Разработанный модуль цифрового преобразования сигналов с финитным спектром обеспечивает режим работы в реальном времени. Архитектура модуля - программируемый автомат с поточной обработкой сигнала, допускающий функциональную автономность работы.
Третья глава посвящена экспериментальным исследованиям характеристик модуля преобразования сигналов.
С целью оценки правильности предложенных математических моделей и проведенной работы по синтезу функциональных схем устройства, проведены исследования параметров разработанного модуля цифрового преобразования сигналов.
Было проведено экспериментальное исследование предложенной физической модели, в частности измерена экспериментальная АЧХ преобразователя. Результаты показали соответствие с теоретическими расчетами. Таким образом, в ходе выполненных исследований получено подтверждение о правильности выбора математической модели и физической реализации преобразователя сигналов с финитным спектром.
Были проведены успешные испытания разработанного цифрового преобразователя сигналов в качестве автономного средства тестирования параметров реальных импульсной и доплеровской РЛС. Показана высокая эффективность модуля при отработке изделий.
В заключении приведены кратко сформулированные основные результаты и выводы, полученные в ходе работы над диссертацией. Намечены направления дальнейших исследований.
Цифровое преобразование частоты сигналов с финитным спектром
Данная формула, при задержке т0 (кратной шагу дискретизации At), описывает преобразователь входного сигнала, который содержит сдвиговую линию задержки и квадратурный модулятор на базе ФДКС с преобразованием Гильберта (см. рис. 1.6).
Рассмотренная математическая модель описывает работу цифрового автомата формирования дискретного сигнала, имитирующего неподвижную или движущуюся цель с начальной временной задержкой т0 (запаздыванием).
Метод анализа и синтеза цифрового преобразователя сигналов базировался на важнейшем свойстве линейности дискретных сигналов. Вместе с тем аппаратурное преобразование сигнала обуславливает квантование исследуемого сигнала по уровню. Величина и характер ошибки квантования могут быть основными источниками нелинейности цифрового преобразования радиосигналов.
Известно [5], что цифровые сигналы с определенной разрядностью не образуют линейного пространства относительно арифметических операций сложения и умножения: линейная комбинация дискретных сигналов, квантованных по уровню с разрядностью М, в общем случае не является дискретным сигналом с той же разрядностью кодов, что и исходные сигналы. Для получения цифрового сигнала с М разрядами приходится выполнять операции усечения или округления. Следовательно, при цифровой обработке входной последовательности отсчетов устройство является, в принципе, нелинейным.
Рассмотрим влияние дискретизации значений сигнала (квантование сигнала по уровню) при переходе к цифровой форме сигналов. Поскольку погрешность квадратурной модуляции в основном связана с искажениями, обусловленными цифровым формирователем ДКС, рассмотрим результаты анализа флуктуации фазы в выходном сигнале, связанных с квантованием по уровню, с помощью методов математического моделирования. Отметим, что нелинейные эффекты в цифровых устройствах обработки сигналов можно учесть в рамках линейной модели путем введения соответствующих источников шума [45]. Однако в данном случае это сделать не так просто, поскольку трудно охарактеризовать функцию ошибки квантования. Для эмуляции эффекта квантования по уровню значение сигнала в дискретные моменты времени заменим ближайшими дискретными значениями по правилу: где Au = Атах /2м-1- шаг квантования, выраженный через максимальный интервал Атах изменения сигнала, скобки [ J означают взятие наибольшего целого числа, не превосходящего значения выражения внутри скобок, добавление числа 0.5" 0.5 вызвано необходимостью округления, поскольку без него происходило бы постоянное срезание истинных значений дискретного сигнала. В формуле также учтено, что обычно один разряд - это знаковый разряд. При моделировании операция усечения должна вводиться после каждой арифметической операции. Соответствующая этому структурная схема формирователя ДКС показана на рис. 1.7. Здесь «о» - это операция квантования по уровню с усечением. В качестве формирователя ДКС рассмотрено устройство с размахом преобразования N [10]. Учитывая, что разрядность (М) цифровых устройств является кратной 2, моделирование проводилось для значений М=8, 10, 12,... . В начале рассмотрим результаты спектрального анализа дискретного комплексного сигнала, когда на вход формирователя подается гармонический сигнал f где Q - относительная частота колебаний, причем Q = 2f0At = —; (0 Q 1), выраженная через частоту Найквиста fn = 1 /(2At), ф - начальная фаза. Спектральная функция W[k] = 101n{W[k]} находилась для гармоники с амплитудой а=1В на основе использования конечного дискретного преобразования Фурье: Расчеты, выполненные на ЭВМ, показали, что в спектре выходного колебания присутствует постоянная составляющая W[k = 0], уровень которой существенно зависит от разрядности формирователя М (см. рис. 1.8, 1.9). Также наблюдается зависимость от начальной фазы, что приводит к значениям, отличающимся друг от друга в пределах 1,5 дБВ. Поэтому последующий анализ был проведен для случая начальной фазы ф = я/4 , при которой достигается наибольшее отклонение в 1,5 дБВ. Моделирование показало, что уровень постоянной составляющей W[k = 0] достаточно слабо зависит от несущей частоты гармоники Q (см. рис. 1.10). При разрядности М=8 ее уровень составляет примерно -15 дБВ с резким уменьшением на 9 дБВ уровня при переходе к М=12 (см. рис. 1.10). После М=16 изменение уровня постоянной составляющей практически не происходит и составляет менее -30 дБВ (см. рис. 1.9). Отметим, что здесь и далее изломанность кривых в значительной степени связана с эффектом "частокола", присущему дискретному спектральному анализу при использовании естественного временного окна [67].
Особенности проектирования устройства цифрового преобразования сигналов
Создание средств цифровой обработки сигналов для радиотехнических систем обусловлено необходимостью обработки широкополосных сигналов с полосой пропускания от десятков до сотен мегагерц, а также повышенными требованиями к быстродействию, надежности и помехозащищенности. Кроме того, такие устройства должны обладать свойствами универсальности и допускать работу в различных режимах, т.е. иметь программируемую архитектуру и возможность внешнего управления, что позволяет создавать адаптивные автоматизированные информационно-измерительные системы.
Как подчеркивалось, при синтезе устройств и систем цифровой обработки сигналов существуют проблемы, связанные с обработкой в реальном времени. Это обусловлено как ограниченным быстродействием применяемой элементной базы, так и реализацией сложных программно-аппаратных процессов, происходящих в системе. Как показано в предыдущих главах, при синтезе математического описания таких процессов целесообразно представлять дискретный комплексный сигнал как сигнал имеющий свойства аналитического сигнала и на этой основе получать решения той или иной задачи обработки сигналов.
В данном случае, при проектировании устройства цифрового преобразования сигналов, актуальной задачей является программно-аппаратная реализация математических моделей и алгоритмов, предназначенных для введения в исходный сигнал с финитным спектром согласованного сдвига по частоте и по времени в реальном времени.
Применение цифровой обработки сигналов обусловлено конкурирующей способностью цифровых радиосистем при сравнительном анализе с параметрами систем, базирующихся на методах аналоговой обработки. Использование современных цифровых технологий [5] позволяет создавать устройства с характеристиками, превосходящими характеристики аналоговых методов обработки сигналов, в том числе при обработке информации в реальном времени.
Прогресс в технологии изготовления программируемых логических интегральных схем, цифровых сигнальных процессоров и аналого-цифровых схем позволяет создавать эффективные цифровые преобразователи, работающие в реальном времени и выполняющие преобразования широкополосных сигналов. Работа цифровых устройств в реальном времени заставляет разработчиков оптимизировать математический аппарат и вычислительные процессы таких проектов, а также использовать быстродействующие схемотехнические решения [26].
За относительно короткий исторический период произошел переход от аналоговых схем к аналого-цифровым устройствам затем к микропроцессорным решениям и, окончательно, к системам цифровой обработки сигналов с применением цифровых сигнальных процессоров, интегрированных аналого-цифровых интерфейсов и периферийных микроконтроллеров.
Этому способствовало то обстоятельство, что аналоговые устройства и цифровые автоматы нуждаются в относительно сложном процессе "перепрограммирования" текущей конфигурации при адаптации к новым параметрам или при внешнем командном (программном) управлении.
Микропроцессорные системы легко программируются, имеют множество стандартных протоколов обмена информацией с внешними устройствами любого уровня. Но и у них есть недостаток - априорная избыточность вычислительного ядра, позволяющая решать любые задачи с той или иной производительностью, ограниченной тактовой частотой и умением разработчика составить грамотное программное обеспечение на ассемблере.
Цифровые автоматы являются оптимальными с точки зрения быстродействия, т.к. на этапах проектирования и моделирования таких устройств схемотехника оптимизируется наилучшим образом. Кроме того, оптимальности можно достигать не только по быстродействию, но и по компоновке схемы. Современные технологии предоставляют разработчику большой выбор средств при реализации проектов.
Так, программируемые логические интегральные схемы (ПЛИС) позволяют синтезировать весь проект на одном кристалле. При этом достигается как оптимальность схемотехнического решения, так и компоновки [50, 53]. Логическая емкость современных ПЛИС делает возможным проектирование на одном кристалле не только реконфигурируемых цифровых автоматов, но и вычислительных систем на кристалле, в том числе проектировать ядра микроконтроллеров, реализовывать стандартные интерфейсы (например, PCI, USB), синтезировать специализированные сигнальные процессоры и контроллеры для решения задач обработки сигналов в реальном времени.
Разработкой микросхем сигнальных процессоров занимаются известные фирмы, например Texas Instrument, Analog Device и др. Такие процессоры имеют высокую производительность вследствие высоких тактовых частот и технологии размещения многоядерной архитектуры на одном кристалле.
Цифровая обработка сигналов предполагает применение быстродействующих аналоговых интерфейсов с АЦП и ЦАП. В качестве аналоговых интерфейсов можно применять АЦП, ЦАП, микроконверторы, микроконтроллеры ведущих фирм. Таким образом, для решения аппаратно-программных задач при проектировании устройств и систем цифровой обработки сигналов, разработчику необходимо своевременно отслеживать появляющуюся новую информацию о разработанных БИС как отечественных, так и зарубежных.
Разработка подобных сложных цифровых устройств невозможна без использования систем автоматизированного проектирования и специализированных пакетов программ (PCAD, Delphi, Си, ASM и др.), а также САПР фирм Altera или Xilinx для синтеза, моделирования и верификации проектов с применением ПЛИС.
При проектировании и изготовлении модуля преобразования ПЧ сигналов РЛС приняты следующие параметры: - центральная частота (ПЧ) входного сигнала: f0 = 30 МГц; - полоса частот сигнала по уровню 3 дБ: Af 24 МГц; - частота дискретизации сигнала, не менее: fT = 90 МГц; - диапазон сдвига сигнала по времени (тн): 3 мкс тн 5 мс; - диапазон сдвига сигнала по частоте (fd): -100 КГц fd -И 00 КГц; - динамический диапазон входного сигнала, не менее 40 дБ. Проведя анализ математических моделей и методов реализации цифрового преобразователя сигналов, рассмотрим структурные подходы к решению поставленной задачи.
Разработка проекта для программируемой логической интегральной схемы
В приведенной схеме (см. рис. 2.6), во время работы преобразователя, возникает аппаратная задержка Ata, которая возникает при формировании отсчетов сигнала v[n]. Она вызвана тем, что арифметические операции выполняются за время отличное от нулевого. Следовательно, отсчеты u[n] также должны быть задержаны на время Ata. Такую задержку можно реализовать при помощи того же сдвигового регистра, осуществляя вывод сигнала u[n] с отвода регистра левее (по схеме), чем отвод с отсчетом и[16] (см. рис.2.6). Для оценки времени было проведено моделирование в системе проектирования Quartus. В результате получено значение Ata=22HC, что соответствует (при Atr=l 1нс) выводу сигнала u[n] с отвода и[14].
Для получения сигнала с частотным сдвигом, необходимо выходные сигналы формирователя дискретного комплексного сигнала умножить на косинус и синус частоты сдвига (см. рис.2.7).
Так как схема работает в реальном времени, то для генерирования гармонических сигналов cos[pn] и sin[pn] применена схема табличной выборки, а в качестве умножителей используются соответствующие мегафункции САПР "Quartus" с установленной опцией оптимизации схемы по быстродействию. Частота выборки табличных значений определяется тактовой частотой, формируемой в ПЛИС при помощи программируемого генератора. Используемая ПЛИС семейства АРЕХ20К позволяет работать с частотой переключения счетчиков до 350 МГц. На каждый период формируемых гармонических сигналов отведено 512 отсчетов, что обеспечивает величину скачков фазы не более 0,7 град.
Для решения задачи формирования частот сдвига сигналов, выбрана опорная частота fon=500 КГц. Тогда, тактовая частота схемы, формирующей частоту сдвига, составит fr=512-fon=256 МГц, что допустимо для данной ПЛИС. Определим шаг Afj , определяющий приращение между двумя последовательными значениями частот и определяющий точность установки результирующей частоты сдвига. Определение значений частот используется целочисленные вычисления, что позволяет получить максимальное быстродействие устройства и применить двоичные счетчики в делителях. Для чего производится деление опорной частоты на коэффициент деления Кд. Параметры смещения сигнала по частоте поступают в виде данных от ПК, обрабатываются в микроконверторе и вводятся в квадратурный модулятор, реализованный в ПЛИС. На рис. 2.9 приведена схема, формирующая комплексные отсчеты v[n] дискретного сигнала [24], сопряженного вещественному сигналу u[n] при помощи дискретного преобразования Гильберта (см. рис. 2.6). В схеме использованы мегафункции САПР "Quartus". Так как b-j =1, то потребовалось 8 сумматоров и 7 оптимизированных по быстродействию умножителей, со встроенными сумматорами. Важной задачей решаемой в рамках проектирования схемотехнической модели преобразователя является обеспечение синхронизации обмена данными между функциональными элементами схемы при выполнении арифметических и логических операций. Решение поставленной задачи, применительно к данной ПЛИС, лежит в области применения глобальных цепей синхронизации проекта. ПЛИС АРЕХ20К позволяет определить до 8 глобальных сигналов синхронизации, которые распределяются таким образом, что обеспечивают использование минимальных путей связи в структуре ПЛИС. Эта возможность позволяет минимизировать задержки для сигналов, определенных как глобальные, в качестве которых выбраны сигналы синхронизации регистров, сумматоров и умножителей. Для обеспечения стабильной работы схемы формирования комплексных отсчетов, необходимо также синхронизировать передачу данных от входных сигналов Uj до v[n]. В данной схеме, для обеспечения максимального быстродействия, сигнал синхронизации активирован для входных сумматоров (вычитателей). Выходной сигнал v[n] поступает на регистр, также имеющий вход синхронизации. Таким образом, все вычисления в рамках данной схемы выполняются за один период частоты дискретизации, а синхронизация выходных данных выполняется дополнительным регистром, что позволяет достичь максимального быстродействия с соблюдением синхронизма работы проекта в целом. Для получения цифровых отсчетов входного аналогового сигнала используется аналого-цифровой преобразователь и регистр сдвига данных, состоящий из 31 регистра параллельной записи данных с общей синхронизацией (CLK). С выхода регистров выводятся отсчеты цифрового сигнала (см. рис. 2.8) с нечетными номерами индексов Uj, где 1= 1,3, ...,31.
Исследование характеристик модуля с моделью частотно-временного сдвига сигнала на основе квадратурного модулятора
Перед исследованием модели со сдвигом по времени и частоте на основе цифровой линии задержки рассмотрим процессы протекающие в схеме модуля. Для реализации требуемой начальной задержки сигнала необходимо записать в ОЗУ No отсчетов с периодом дискретизации At=l/fT, исходя из задаваемой начальной задержки N0 = Гіо/Atl, где Г. Л - взятие целой части. После записи N0 отсчетов в первое ОЗУ, схема управления переключается и начинается запись отсчетов поступающих из АЦП во второе ОЗУ с частотой дискретизации fT. При этом одновременно начинается считывание и обработка отсчетов из первого ОЗУ для последующего вывода в ЦАП и получения выходного сигнала.
Если начальная задержка сигнала не меняется (частота сдвига coj = 0), то такой процесс записи/считывания продолжается без изменения массива записанных данных. Если дальность должна меняться, то коммутатор адреса (см. рис. 2.2) обеспечивает сдвиг (прореживание) на один отсчет данных [95], записанных в одно из ОЗУ. Период сдвига Td определяется сигналом блока управления в соответствии с частотой сдвига: Td =[f0/fd]At, где fd - частота сдвига, f0 - частота сигнала.
Более подробно алгоритм функционирования работы цифровой линии задержки иллюстрирует рис. 3.3. Для [T0/AI] = 7, m = [co0/G)d] = 4. При этом u[n] - входная последовательность отсчетов сигнала, поступающая с АЦП (п=0,1, ) с тактовой частотой fT= 1 / At. Таким образом, схема обеспечивает как задержку сигнала относительно входных отсчетов, поступающих от АЦП, так и изменение задержки в процессе работы относительно начальной задержки в соответствии с заданной частотой сдвига.
Работа модуля с моделью со сдвигом по времени и частоте на основе цифровой линии задержки характеризуется скачками фазы и при этом, как было показано в 1 главе, спектр сигнала становится сложным с появлением дискретных компонент на частотах кратных cod/(co0At). При этом увеличивается скорость временного сдвига модулирующих функций пропорционально отношению частоты излучения к промежуточной частоте (сос/(0о).
Эти выводы были подтверждены при экспериментальном исследовании (согласно рис. 3.2-а) спектрального состава выходного сигнала модуля с данной моделью при введении частотного сдвига в исходный сигнал.
При измерении параметров амплитудно-частотной характеристики также использовалась схема приведенная на рис. 3.2-а. Была установлена частота дискретизации входного сигнала fT=120 МГц и получена характеристика с нижней частотой полосы пропускания fH=50 КГц и верхней частотой полосы пропускания fB=50 МГц. Неравномерность характеристики в полосе пропускания составила не более 3 дБ.
При измерении введенного сдвига сигнала во времени, использовалась схема, приведенная на рис. 3.2-6. Для чего на персональном компьютере запускалась программа управления модулем, устанавливался начальный временной сдвиг сигнала (задержка сигнала) при нулевом сдвиге по частоте. На вход модуля подавался радиоимпульс длительностью 5 мкс с периодом повторения 5 мс и промежуточной частотой 30 МГц. Измеренные значения введенного временного сдвига выходного сигнала по отношению ко входному соответствовали установленным значениям оператором на персональном компьютере. Получен диапазон задержек сигнала от 3 мкс до 4,5 мс (для fT=120 МГц) и 5,8 мс (для ,.=90 МГц). Экпериментальные испытания на промежуточной частоте РЛС "Иртыш 2М" показали работоспособность модели. В частности установленные скорости и дальности имитируемых целей однозначно определялись РЛС.
Однако при исследованиях на РЛС типа ЗП95 для сигналов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) наблюдались искажения обработанных сигналов. Причиной искажений являются скачки фазы (как следствие операций децимации и интерполяции отсчетов сигнала при сдвиге частоты), из-за которых происходит срыв режима сопровождения РЛС. Поэтому данную математическую модель (на основе цифровой линии задержки, без квадратурного модулятора) можно использовать ограниченно и лишь для тех РЛС, где не используется ЛЧМ, если нет других ограничений.
Проведенные экпериментальные исследования цифрового преобразователя сигнала с математической моделью на основе цифровой линии задержки показали соответствие с расчитанными параметрами теоретической модели.
Функционирование модуля с моделью частотно-временного сдвига сигнала на основе квадратурного модулятора отличается от модели на основе цифровой линии задержки тем, что в рамках первой модели производится дополнительная обработка сигнала по частоте, т.е. реализуется цифровой поточный формирователь дискретного комплексного сигнала на основе преобразования Гильберта в составе квадратурного модулятора. Подробное описание схемы приведено в параграфе 2.2. При исследовании параметров модуля с данной моделью были проведены измерения при введении в сигнал сдвига во времени. Использовалась схема, приведенная на рис. 3.2-6. Также как и в первой модели измеренные значения введенного временного сдвига выходного сигнала по отношению ко входному соответствовали установленным значениям оператором на персональном компьютере.
