Содержание к диссертации
Введение
1. Обзор методов обеспечения электромагнитной совместимости бортовых антенн 19
2. Характеристики излучения волноводных антенн, расположенных на общей импедансной плоскости 27
2.1. Постановка задачи 27
2.2. Излучение с открытого конца плоскопараллельного волновода с бесконечным импедансным фланцем 28
2.3. Излучение с открытого конца плоскопараллельного волновода в присутствии приемной волноводной антенны 46
2.4. Основные параметры антенн 51
2.5. Выводы 66
3. Характеристики излучения волноводных антенн, расположенных на импедансном цилиндре 68
3.1. Постановка задачи 68
3.2. Решение задачи 69
3.3. Основные параметры антенн 77
3.4. Выводы 84
4. Синтез импедансных развязывающих структур 85
4.1. Синтез импедансной плоскости по заданному ослаблению полного поля 85
4.2. Поточечный синтез 95
4.3. Синтез неоднородной импедансной плоскости по заданному отраженному полю 98
4.4. Синтез импедансного цилиндра по заданному ослаблению полного поля 105
4.5. В ы воды 113
5. Результаты численных и экспериментальных исследований 116
5.1. Развязка антенн на импедансной плоскости 116
5.2. Оптимизация импедансных структур 134
5.3. Результаты экспериментальных исследований 140
5.4. Выводы 151
Заключение 154
Литература 157
- Обзор методов обеспечения электромагнитной совместимости бортовых антенн
- Излучение с открытого конца плоскопараллельного волновода с бесконечным импедансным фланцем
- Синтез неоднородной импедансной плоскости по заданному отраженному полю
- Оптимизация импедансных структур
Введение к работе
Анализ динамики роста числа радиоэлектронных средств показывает, что число действующих радиотехнических систем (РТС) непрерывно растет. Так, количество передвижных радиостанций удваивается каждые 4...5 лет, Еще быстрее увеличивается число РЛС. Многие РТС работают в непосредственной близости друг от друга. Особенно это относится к бортовым системам, установленным на кораблях, самолетах и спутниках.
Помимо увеличения числа радиоэлектронных систем (РЭС), наблюдается тенденция к увеличению их мощности излучения. Например, существуют клистроны со средней мощностью 1 МВт, а импульсной — до 100 МВт и магнетроны со средней мощностью 1 кВт, а импульсной — до 10 МВт. В силу своей неидеальности радиопередающие устройства, наряду с генерацией на основной частоте, имеют в спектре генерируемой мощности побочные гармоники и субгармоники, уровень которых составляет 50...90 дБ и может достигать сотен Ватт, чувствительность же современных приемников на несколько порядков выше и составляет -130...-160 дБ/Вт [1]. При этом становится чрезвычайно актуальной проблема электромагнитной совместимости приемного и передающего модулей РТС, связанная с их взаимным влиянием друг на друга.
Под электромагнитной совместимостью (ЭМС) для различных РЭС понимается обеспечение совместной работы этих систем с входящими в них антеннами, при которой не возникают нежелательные электромагнитные связи, нарушающие функционирование с требуемым качеством этих и других электронных систем. Другими словами, проблема ЭМС — это проблема помехоустойчивости и защита от воздействия естественных помех различного происхождения, она имеет много общего с проблемой помехозащищенности от преднамеренных помех [2, 3].
Проблема обеспечения ЭМС включает в себя очень много аспектов, из которых можно выделить в первую очередь следующие:
проблема источников непреднамеренных помех, прежде всего радиопередающих устройств. Причины и механизм возникновения помех, способы их учета, контроля и борьбы с ними;
проблема рецепторов непреднамеренных помех, прежде всего радиоприемных устройств. Механизм прохождения помех через приемник, способы учета и измерения помех — борьба с помехами;
методы расчета и оценки ЭМС.
Среди существующих методов обеспечения ЭМС РЭС можно выделить технические и организационные [4]. Технические в свою очередь можно разделить на внутриаппаратурные и внеаппаратурные. К внеагшаратурным относятся использование частотно-селективных пространственных фильтров, а также методы обеспечения ЭМС, основанные на повышении помехозащищенности за счет улучшения параметров антенных систем.
На начальном этапе развития радиоэлектроники ЭМС обеспечивалась одним из двух путей: распределением частот или схемно-конструктивным усовершенствованием каждым разработчиком РТС отдельных узлов и блоков.
Однако на сегодняшний день технические возможности двух этих направлений практически исчерпаны и поэтому возникло новое направление в радиоэлектронике (РЭ), направленное на проектирование, разработку и эксплуатацию РЭС в условиях существующих ограничений.
Работы по решению задач ЭМС, проводимые в настоящее время во многих странах мира, включают в себя как разработку более помехозащи-щенных РЭС, так и вопросы оптимального проектирования с точки зрения уменьшения создаваемых помех. Большое внимание в этих работах уделяется антеннам, так как из почти 30 основных параметров радиоэлектронного оборудования, оказывающих влияние на ЭМС, 12 определяется именно антенной системой [5, 6]. Частотная и пространственная селекция помех, осуществляемая антенными системами, позволяет существенно улучшить ЭМС. При разработке и конструировании новых антенн основное внимание уделя-
ют не только их внутренним параметрам, таким как усиление, согласование, диапазонность и т.п., но и вопросам ЭМС между ними [7-10].
В настоящее время известен ряд способов, направленных на уменьшение взаимодействия антенн, среди которых можно выделить следующие:
две передающие антенны питаются с некоторым сдвигом фаз, и в узле тока между ними располагается приемная антенна. К недостаткам подобной системы можно отнести сложность в реализации, значительные габариты и малую диапазонность [11];
приемная антенна располагается в области, где токи от передающей антенны минимальны или их направление таково, что они не возбуждают приемную антенну. Однако такой способ тоже не лишен недостатков. В частности, в этом случае требуется определенная взаимная ориентация антенн, что накладывает ограничения на положение в пространстве диаграмм направленности этих антенн и их поляризационные характеристики [11];
между передающей и приемной антеннами располагается металлические продольные и поперечные дифракционные экраны [24-35], которые выступает над плоскостью антенн и имеет значительные размеры. По данным, приведенным в работе [12], при использовании экрана высотой Л.можно достичь ослабления примерно 20 дБ в полосе частот с перекрытием 1,5;
на металлической плоскости между антеннами располагается радио-поглощающий слой (РПС) (например, графит) постоянной толщины, либо ребристая структура [13]. При использовании поглощающего слоя ослабление поля можно рассчитывать по формуле Шулейкина-Ван-дер-Поля, согласно которой при малых расстояниях ослабление пропорционально расстоянию, а при больших - квадрату расстояния [11]. При использовании для развязки ребристой структуры с индуктивным импедансом постоянным по длине, большой развязки получить не удается, поскольку по импедансной поверхности распространяются поверхностные волны. Если же использовать ребристую структуру с емкостным импедансом, то поле на достаточном удалении спадает обратно пропорционально расстоянию в степени 3/2 [11].
7 Недостатком радиопоглощающих покрытий [15-20] является громоздкость, снижающая аэродинамические качества объекта, так как необходимо укрывать весь объект или значительную его часть. Также к недостаткам покрытий относится зависимость коэффициента отражения от частоты и от угла падения электромагнитных волн (ЭМВ). В отличие от интерференционных покрытий импедансная нагрузка подключается к локальной области, размеры которой значительно меньше размеров всего отражающего объекта [20]. В настоящее время разработаны более эффективные радиопоглощающие материалы и покрытия, так называемые — бестоковые (спиновые) радиопоглощающие материалы и покрытия. Отличительными особенностями этих материалов и покрытий является то, что импеданс их поверхности полу бес конечного объема обеспечивает всенаправленное согласование с импедансом свободного пространства [20].
В связи с этим актуальным и закономерным является повышение эффективности существующих и разработка новых способов обеспечения развязки антенн.
Как показал обзор работ [11-13], [21-23], [38-42, 47, 48] одним из наиболее распространенных и успешных в решении проблемы ЭМС антенных устройств являются импедансные структуры и, как частный случай их реализация — ребристые структуры. Впервые импедансный подход в решении проблемы ЭМС был предложен О.И. Терешиным и А.Ф. Чаплиным
[11,13].
В настоящее время вопросу проектирование импедансных развязывающих структур посвящено достаточно большое число работ [11-13], [21-23], [38-42, 47, 48], однако в них, как правило, рассматривается лишь задачи анализа различных параметров структур (глубина и ширина канавок на плоскости и на поверхности цилиндра) на уровень развязки антенн. Для эффективного же решения данной проблемы необходимо постановка и решение обратных задач электродинамики или решение задач синтеза.
s В связи с этим решение задач синтеза развязывающих импедансных структур является актуальной задачей.
Целью диссертационной работы является: исследование электромагнитных полей (ЭМП) апертурных антенн, расположенных на общей импе-дансной поверхности; разработка методики синтеза импедансных структур и создания на их основе развязывающих устройств, обеспечивающих требуемую ЭМС антенн.
Для достижения поставленной цели предполагается:
решить задачи излучения и приема ЭМП антеннами в виде плоскопараллельных волноводов, расположенных на общей импедансной поверхности и круговом цилиндре;
исследовать поведение электромагнитного поля на импедансной поверхности и в раскрывах антенн;
разработать и реализовать методику синтеза импедансных развязывающих структур;
рассчитать, разработать конструкции и провести экспериментальные исследования макетов развязывающих структур.
Научная новизна диссертационной работы заключается в следующем:
исследовано поведение векторов электромагнитного поля вдоль импедансной развязывающей структуры и в раскрывах апертурных антенн в виде плоскопараллельных волноводов;
исследована особенность вектора напряженности электрического поля на ребре волновода с импедансным фланцем;
разработана методика синтеза импедансных развязывающих структур для антенн, расположенных на общей импедансной плоскости и круговом цилиндре. Исследовано влияние активной и реактивной составляющих импедансной структуры на поведение ЭМП и степень развязки антенн;
проведена оптимизация параметров синтезированных импедансных структур;
рассчитаны, разработаны и экспериментально исследованы импедансные развязывающие структуры с коэффициентом перекрытия диапазона 5.
Таким образом, в диссертационной работе на основании выполненных автором исследований и разработок осуществлено решение научной проблемы имеющей важное теоретическое и практическое значение в области систем связи СВЧ диапазона.
Основные положения и результаты, выносимые на защиту:
результаты исследования поведения векторов ЭМП апертурных антенн, расположенных на общей импедансной плоскости и круговом цилиндре с учетом особенности на ребре;
методика синтеза импедансных развязывающих структур по заданному поведению ЭМП. Результаты оптимизации параметров синтезированных развязывающих структур;
результаты численных и экспериментальных исследований разработанных макетов развязывающих структур.
Обоснованность и достоверность полученных в диссертации результатов определяется строгой постановкой решаемых задач, применением физических и математических моделей, правильно отражающих реальные технические объекты, использованием эффективных вычислительных методов. Контроль за достоверностью результатов осуществляется теоретическими средствами — выполнением основных законов электродинамики, анализом внутренних сходимостей методов решения, контролем точности результатов, сравнением с результатами расчетов других авторов и результатами проведенных в работе экспериментальных исследований разработанных макетов развязывающих структур.
10 Практическая значимость результатов, полученных в диссертационной работе, определяется полученными в работе результатами численных и экспериментальных исследований, разработанными алгоритмами и программами, которые могут быть использованы для как совершенствования существующих, так и для разработки новых импедансных развязывающих структур, созданными развязывающими устройствами. Некоторые результаты работы включены в рабочие программы лекционных курсов и специальных практикумов, входящих в учебный план кафедры антенн и радиопередающих устройств ТРТУ.
Апробация работы. Результаты работы докладывались и обсуждались на конференциях:
Научные конференции студентов и аспирантов ТРТУ в 2001-2003 годах.
VI Всероссийская научная конференция студентов и аспирантов «Техническая кибернетика, радиоэлектроника и системы управления», г. Таганрог, ТРТУ, 2002 г.
Всероссийская, с международным участием, дистанционной научной технической конференции молодых ученых и студентов «Современные проблемы радиоэлектроники», г. Красноярск, 2002 г.
Международная научная конференция «Информационные технологии в естественных, технических и гуманитарных науках», г. Таганрог, ТРТУ, 2002 г.
Международная научная конференция «Динамика процессов в природе, обществе и технике: информационные аспекты», г. Таганрог, ТРТУ, 2003 г.
Девятая международная научно-техническая конференция студентов и аспирантов «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика», г. Москва, 2003 г.
Десятая Всероссийская межвузовская научно-техническая конференция студентов и аспирантов «Микроэлектроника и Информатика - 2003», г. Москва, 2003 г.
Международная научно-техническая конференция «Излучение и Рассеяние ЭМВ», ИРЭМВ - 2003, Таганрог, ТРТУ, Россия, 2003 г.
IV международная конференция «Antenna Theory and Techniques»,
ICATT - 2003, г. Sevastopol, Украина, 2003 г.
XIII международная конференция "Electromagnetic Disturbances", EMD'2003, г. Bialystok, Poland, 2003 г.
Международная научная конференция «Системный подход в нау-
ках о природе, человеке и технике», г. Таганрог, ТРТУ, 2003 г.
12. Международная научная конференция «Анализ и синтез как мето-
ды научного познания» (АС-2004), г, Таганрог, ТРТУ, 2004 г.
Публикации. По материалам диссертации опубликовано 15 печатных работ в том числе 12 статей и 3 тезиса докладов в сборниках научных трудов и трудах всероссийских и международных научных конференций [49-63].
Структура работы. Диссертационная работа состоит из введения, пяти разделов и заключения.
В первом разделе проведен обзор и краткий анализ существующих методов обеспечения электромагнитной совместимости РЭС. Отмечены основные достоинства и недостатки существующих методов увеличения развязки между антеннами. Намечены направления дальнейших исследований в диссертационной работе.
Во втором разделе в строгой постановке решены задачи анализа характеристик излучения одиночной антенны в виде открытого конца плоско-параллельного волновода с бесконечным плоским импедансным фланцем и в присутствии приемной антенны такой же конструкции. Задача с помощью леммы Лоренца, благодаря выбору вспомогательного источника в виде син-
12 фазной нити магнитного тока над идеально проводящей плоскостью, сведена к решению системы интегральных уравнений (ИУ) Фредгольма 1-го рода относительно касательной составляющей вектора напряженности электрического поля в раскрывах антенн и на импедансной части поверхности фланцев. Учтены и исследованы особенности электрического поля на ребре, образованном идеально проводящей стенкой волновода и импедансным фланцем. Дана оценка порядка особенности а (коэффициент ослабления). Получены расчетные соотношения для основных параметров антенн (ДН в режиме приема и излучения, КСВ, мощность в приемной антенне, коэффициент развязки К). Получены расчетные соотношения для основных параметров антенн (ДН, КСВ, мощность в передающей и приемной антеннах, коэффициент развязки). Исследовано взаимное влияние антенн на эти характеристики. Численно показано, что наибольшим искажениям подвержена ДН слабонаправленных антенн. В качестве теста рассмотрено влияние постоянного чисто реактивного импеданса (как математическая модель ребристых структур) на ДН, КСВ и уровень развязки антенн. Решения всех тестовых задач совпали с известными ранее результатами. С помощью постоянного импеданса (ребристой структуры с постоянной глубиной канавок) у антенн фиксированной геометрии при длине развязывающей структуры, равной длине волны, удалось достичь развязку в -42 дБ. Численно показано, что при идеально проводящем фланце при последовательном удвоении длины развязывающей структуры развязка возрастает примерно на 2-^3 дБ, а при импедансном на — 6-^8 дБ. Наличие ёмкостного импеданса на фланце приводит как к увеличению уровня развязки между антеннами, так и к сужению ДН. Кроме того, ёмкостной характер импеданса приводит к недопустимому росту КСВ в тракте. Особенно это критично для малых апертур. Введение потерь в диэлектрик, заполняющий канавки, не привело к существенному росту развязки, в то же время рабочая полоса частот развязывающей структуры сузилась.
13 В третьем разделе методом интегральных уравнений получено строгое решение задачи анализа характеристик излучения одиночной антенны в виде открытого конца плоско-параллельного волновода, установленной на поверхности кругового импедансного цилиндра, и в присутствии приемной антенны такой же конструкции. Как и во втором разделе, интегральное уравнение получено с помощью леммы Лоренца со вспомогательным источником в виде синфазной нити магнитного тока у поверхности идеально проводящего цилиндра. Учтены особенности электрического поля на ребрах, образованных идеально проводящими стенками волновода и импедансной поверхностью цилиндра. Осуществлено улучшение сходимости рядов в ядрах интегральных уравнений. Получены расчетные соотношения для основных параметров антенн (КСВ, коэффициент развязки К, ДН в режиме излучения). Оценено влияние постоянного чисто реактивного импеданса (как математическая модель ребристых структур) на ДН, КСВ и уровень развязки антенн. Проведена сравнительная оценка уровня развязки на плоскости и на поверхности кругового цилиндра.
В четвертом разделе решена задача синтеза импедансных граничных условий (ГУ) на плоскости и поверхности кругового цилиндра, обеспечивающие заданное распределение полного поля вдоль импедансной структуры. В качестве источника поля взята продольная нить синфазного магнитного тока. Задача синтеза сводится к решению интегрального уравнения Фред-гольма 1-го рода. Методика решения задачи синтеза состоит в следующем:
задается закон поведения полного магнитного поля на рассматривае
мой поверхности;
* из ИУ определяется касательной составляющей вектора напряженности
электрического поля на импедансной части развязывающей поверхно
сти;
из граничных условий с учетом условия физической реализуемости
(Re Z > О) находится поверхностный импеданс.
14 Выполнение этого условия добивались выбором закона распределения полного магнитного поля, т.е. поиском класса реализуемых законов убывания поля с помощью пассивного поверхностного импеданса. Рассмотрено несколько вариантов представления заданной напряженности полного магнитного поля. Такая методика дала в результате искомый закон распределения импеданса в виде положительной активной части и отрицательной реактивной. Проведенные расчеты показали, что большее затухание поля а и меньшее Q достигается при большей скорости роста импеданса и большем абсолютном значении положительной резистивной и реактансной (емкостной) его частей. Наличие резистивной составляющей в законе распределения импеданса дополнительно увеличивает степень развязки антенн на 3-5 дБ. В то же время, доминирующую роль в снижении уровня полного поля за импеданс-ной структурой играет реактивная часть импеданса (с емкостным характером). Исследована возможность замены монотонно меняющегося импеданса на импеданс, изменяющийся периодически (сжатие его закона распределения в два, три раза). Использование нескольких периодов изменения импеданса дает дополнительное подавление поля на 10-5-40 дБ по сравнению с монотонным законом распределения импеданса. Проанализировано влияние структуры с нулевым импедансом на её начальном и конечном участке. Расчеты показывают, что основную роль в распределении поля между антеннами играет начальный участок («взлетная» полоса), непосредственно прилегающий к раскрыву передающей антенны. Как показали расчеты, наиболее эффективным способом снижения взаимной связи антенн, расположенными на одной плоскости, является размещение между ними структуры с большим значением реактивного (ёмкостного) импеданса возле передающей антенны. Однако, при этом резко возрастает КСВ. Причем, чем меньше размер раскрыва антенны, тем больше КСВ. Следовательно, данный способ развязки пригоден лишь для антенн с большим размером апертуры (а>Л).
Рассмотрен вариант решения задачи синтеза поверхностного импеданса методом линейного программирования (поточечный синтез) в предполо-
15 жении малой зависимости токов от величины поверхностного импеданса. Методика синтеза в этом случае состоит в следующем:
полагаем Re(Z) = 0,
мнимую часть ищем из условия обеспечения наименьшей невязки в ГУ.
Полученный закон импеданса в результате является чисто реактивным. Расчеты показывают, что синтезированный таким образом реактанс существенно отличается от первоначального, так как он помимо емкостного имеет еще и индуктивный характер. В результате на импедансном участке такой структуры, по сравнению с исходным распределением импеданса, получено большее затухание полного поля на 10-20 дБ. За импедансной структуры выигрыш не столь значителен.
Решена задача синтеза неоднородной импедансной плоскости по заданному отраженному полю. Вторичное поле представлено в виде суммы — отраженной в заданном направлении плоской волны и зеркально отраженной волны. Обе волны представлены аналитически. В результате, импеданс удалось определить также аналитически, причем в явном виде. Результаты проведенных расчетов показали, что главную роль в увеличении развязки играет не столько сам закон распределения импеданса, сколько его значение вблизи антенны. Большое значение импеданса ведет к возникновению противофазного отраженного поля, то есть к резкому снижению поля излучения антенны. Особенно это сильно сказывается на антеннах с малым размером апертуры, приводя к резкому росту КСВ и, вследствие этого, потере излучающей способности антенной.
Решена задача синтеза импедансной структуры на поверхности кругового цилиндра по заданному закону затухания полного поля. Показано, что на поверхности цилиндра, по сравнению с плоскостью (при использовании постоянного закона распределения импеданса), те же уровни снижения поля можно получить при меньших значениях реактанса. Проблемы синтеза им-
педансных структур, обеспечивающих развязку антенн на цилиндре, во многом схожи с аналогичными проблемами для плоскости.
Пятый раздел диссертации посвящен анализу развязывающих свойств синтезированных в четвертом разделе импедансных структур, оптимизации из их параметров, разработке плоских импедансных развязывающих структур, экспериментальным исследованиям их макетов. Исследовано поведение ЭМП вдоль импедансных развязывающих структур и в раскрывах антенн. Для однородной развязывающей структуры наличие емкостного импеданса существенно влияет на поле в раскрыве приемной антенны лишь до величины Z = —Юг. КСВ при этом для антенны с размером раскрыва а = 0.3 4А уже превышает 2.32. При выполнении условия (-10 S ImZ>-100) степень ослабления возрастает всего лишь на — 1-3 дБ (КСВ же растет до 10 и выше). Результаты расчетов полного поля вдоль импедансной поверхности и в раскрывах антенн показал, что апертура приемной антенны существенно (на 10-5-40 дБ) повышает уровень поля в ее' раскрыве. Синтезированный импеданс дал на 5 дБ меньшую развязку между антеннами, чем однородная импеданс-ная структура с Z <-10і, в то же время он обеспечивает значительно меньший КСВ. Так, для а = к при а = 0.34Л он составляет 1.929, что практически полностью совпадает с КСВ при идеально проводящей плоскости (1.926). Искажения ДН передающей антенны с синтезированным импедансом фланца меньше (максимум излучения совпадает с нормалью), чем со структурой, имеющей постоянный закон распределения импеданса. Развязка антенн существенно зависит от размеров апертуры приемной антенны. За счет уменьшения раскрыва до 0.02Х, удалось увеличить развязку на 10 дБ. Однако, это в значительной мере обусловлено ростом КСВ в тракте.
Исследована возможность обеспечения развязки с помощью синтезированного импеданса сжатого в два раза (в два раза увеличена скорость изменения импеданса). Уровень развязки к структуры, длинной L = Я, для антенн с а = 0.34/1 составил -34 дБ. При этом КСВ передающей антенны равен
17 1.9, что совпадает с КСВ для идеально проводящей структуры. Анализ полученных значений К показал, что синтезированный в работе импеданс позволяет реализовать неоднородные развязывающие структуры, обеспечивающие тот же уровень развязки, что и однородные, но со значительно меньшим КСВ, что очень важно для антенн, работающих в режиме излучения.
Импеданс, синтезированный по заданному уровню ослабления 0 = 10-4 обеспечил уровень развязки = -38дБ(а = 0.34Л, L = Л). КСВ при этом, из-за большого емкостного реактанса вблизи раскрыва антенны, составил 2.4. Чтобы снизить КСВ, необходимо отодвинуть импедансную структуру от раскрыва антенны, с тем, чтобы возле раскрыва был нулевой или малый индуктивный реактанс. Эта мера позволила уменьшить КСВ до 1.8 во всех рассмотренных случаях. Уровни развязки для структур длиной L = Л со смещением от раскрыва антенны с а = 0.34Л на 0,1 Я, составили К ~ -35 дБ
(П -10"3, Q = 10"2), К = -30 дБ (а = Ю-1) и К = -20 дБ (2 = 0). Проведенные исследования показали, что при синтезе развязывающих структур по заданному ослаблению П полного поля нет смысла задавать уровень Q меньше 0,01. Реактанс, полученный в этом случае имеет гораздо меньшие абсолютные значения и его проще реализовать с помощью ребристой структуры (меньшее значение реактанса требует меньшей точности реализации структуры). Распределения импеданса, полученные методом поточечного синтеза, не привели к существенному росту развязки. Для антенн с размером раскрывав а = 0.34Л такая структура, длиной L = Л, на расчетной частоте обеспечила развязку К = -38 дБ с КСВ= 2,37.
Исследована возможность создания развязывающих структур на основе импеданса, синтезированного в разделе 4 по заданному рассеянному полю. Наилучшие результаты дали параметры: й = 0.5Д и $?0 = 60 (ЛГ = -40дБ;
КСВ = 2.36). Анализ синтезированных законов распределения импеданса показал, что эти законы имеют вид, близкий по своему характеру к тангенсу или котангенсу. В результате оптимизация получен закон распределения им-
18 педанса, дающий развязку К = -30-5- -40 дБ в диапазоне частот с коэффициентом перекрытия 5:1. По найденному закону распределения реактанса был разработан и изготовлен макет ребристой развязывающей структуры с переменной глубиной канавок. Результаты численных исследований показали, что такая структура может обеспечить развязку указанных антенн до - 40 -ь -80 дБ в диапазоне частот 6-КЇ0 ГГц. Результаты численных и экспериментальных исследований зависимости уровня развязки разработанной структуры от частоты хорошо согласуются в широком диапазоне частот, подтверждая достоверность полученных в диссертации результатов теоретических и численных исследований.
В заключении сформулированы основные выводы и результаты, полученные в диссертационной работе, намечены пути и перспективы дальнейших научно-технических исследований в области разработки импедансных структур, обеспечивающих пространственную развязку антенн, размещенных на общей поверхности.
Обзор методов обеспечения электромагнитной совместимости бортовых антенн
Для антенн в свободном пространстве развязка определяется уровнями ДН (в долях коэффициента усиления (КУ)) в направлении линии связи (с учетом поляризации) и пространственным разносом. В случае бортового размещения электромагнитное поле антенны будет зависеть от конфигурации объекта, при этом связь осуществляется как по пространству, так и вдоль геодезических линий по поверхности объекта [9, 18, 36, 37, 38, 66, 67].
Одним из наиболее распространенных способов уменьшения связи между антеннами является применение импедансных ребристых структур [11-13, 40, 41, 47, 48 , 68-71]. Суть этого способа состоит в том, что при определенных условиях такая структура «отжимает» поле от своей поверхности, уменьшая тем самым количество энергии, поступающей в приемную антенну. Под критерием развязки понимается степень ослабления в точке расположения приемной антенны той составляющей поля, которая определяет интенсивность возбуждения приемной антенны выбранного типа. Так, для щелевой приемной антенны такой составляющей поля будет тангенциальная к щели составляющая магнитного поля передающей антенны; для вибраторной приемной антенны — составляющая электрического поля, тангенциальная к оси вибратора, Поверхностные "развязывающие" устройства расположены вне антенны на поверхности объекта по линии связи антенн с целью уменьшения уровня приповерхностного поля. Подобные меры необходимы лишь для поля с поляризацией, перпендикулярной поверхности объекта. Поле с параллельной к металлической поверхности поляризацией равно нулю на этой поверхности, а под малыми углами к ней ослабевает как (кгУ .
Работу развязывающих устройств на основе ребристых структур проще всего изучать с помощью импедансного подхода.
Если Zx имеет индуктивную мнимую часть, то амплитуда поля при наличии потерь в подстилающей поверхности будет пропорционально уменьшаться как по у, так и вдоль направления распространения z. Если же импеданс имеет чисто реактивный (емкостной) характер, то амплитуда поля, воз 21 растает при удалении от нее по нормали у, т.е. волна, оставаясь замедленной, будет псевдоповерхностной. Возрастание развязки приповерхностных антенн при этом будет обусловлено снижением уровня сигнала связи, в первом случае за счет омических потерь, во втором — за счет уменьшения приповерхностного поля. Реальная развязка между антеннами определяется не только развязывающей структурой, но и вкладом от всего поля, возбуждаемого передающей антенной, а оно помимо поверхностных и псевдоповерхностных будет также содержать и пространственные волны [65].
В первой группе методов решается задача рассеяния плоской волны периодической структурой и по ее результатам определяется эквивалентный импеданс Z(0) периодической структуры, соответствующий нормальному падению плоской волны на бесконечную плоскую структуру, равный [72] Z 0) = Z0(1-7?(0))/(1 + (0)), где R(0) — коэффициент отражения в задаче о нормальном падении. Суть импедансного метода заключается в том, что для любого угла падения полагают Z = Z(0), а периодичность структуры не учитывается. Это предположение, разумеется, справедливо лишь для частопериодических структур, для которых выполняется условие 0,05 Ь/Л 0,3 (где Ъ — глубина канавок).
Вторая группа — более точные результаты могут быть получены лишь с использованием строгих электродинамических методов, таких как метод интегральных уравнений в результате численных исследований [73, 74].
Наиболее распространенным типом развязывающих структур являются металлические структуры с прямоугольным профилем канавок. Геометрические размеры ребристых структур можно подбирать, анализируя бесконечные периодические структуры. Однако решить вопрос об оптимальном местоположении развязывающего устройства, с точки зрения получения наибольшей развязки, на основе такого подхода невозможно [21].
В работах [12, 13, 21-23] рассмотрена двумерная задача о связи волноводных антенных решеток при расположении между ними ребристых импедансных структур. Результаты исследования показали, что величина развязки зависит в основном от электрических и геометрических параметров импедансных структур. На изменение величины связи существенное влияние оказывают близлежащие к антеннам области. Отмечено [22], что на выпуклых поверхностях можно получить более значительное чем в плоском случае ослабление связи между антеннами в широкой полосе частот. В качестве примера показаны использование ребристых структур для развязки двух антенн расположенных на плоскости (рис. 1 я) и на выпуклой поверхности (рис. 1 б).
Излучение с открытого конца плоскопараллельного волновода с бесконечным импедансным фланцем
На первом этапе рассмотрим решение задачи излучения ЭМП из открытого конца плоскопараллельного волновода с бесконечным импедансным фланцем в следующей постановке (рис. 2.2). Пусть плоскопараллельный волновод возбуждается волной основного типа Е ,н! (2.2), на бесконечном фланце (у = 0; хє(- х ,0]&[а,оо)) выполняются импедансные граничные условия Щукина-Леонтовича (2.1).
Определение диаграммы направленности передающей антенны. Одним из основных параметров любой антенны является её диаграмма направленности (ДН) [86]. Выражение для ДН рассматриваемой антенны с учетом наличия импедансного участка фланца и приемной антенны можно получить из интегрального соотношения (2.7), устремив в нем точку наблюдения (расположения источника вспомогательного магнитного тока) р на бесконечность (рис. 2.20)
Ниже, в качестве примера, приведены диаграммы направленности одиночной волноводной антенны с идеально проводящим и импеданс-ным фланцем и в присутствии приемной антенны, исследована степень влияния импеданса на характер поведения ДН.
На рис. 2.22 показаны ДН одиночной волноводной антенны с размером апертуры а=0.4Л с идеально проводящим (кривая 2) и емкостным (кривая 1) фланцем (Z = -10i;ii =Lj = 1.0/L). Кривая 3 показывает вклад импедансной части фланца в ДН. Как видим, ёмкостной импеданс действительно отжимает волну, увеличивая направленность антенны. Для сравнения на рис. 2.23 приведены аналогичные результаты для той же антенны, но меньшими размерами импедансных участков фланцев (a = 0.4Х;Z = -\0і;Ц L2 =.2/1). Как видно, уменьшение величины импедансного участка приводит к расширению ДН, которая в пределе (при Ц 0иЬ2= 0) стремится к ДН антенны с идеально проводящем фланцем F0( p). Численные исследования показали, что при Ц 0.5Д и L2 2:0.5Я дальнейшее влияние размеров импеданс ного участка фланца уже незначительны.
Таким образом, с помощью постоянного импеданса (ребристой структуры с постоянной глубиной канавок) у антенн фиксированной геометрии не возможно добиться сколь угодно малого уровня взаимной связи антенн. В рассмотренном случае максимально достижимая развязка составила -42 дБ. На рис. 2.29 приведены зависимости коэффициента развязки от расстояния между антеннами при нулевом импедансе (кривая 1) и Z—10І (кривая 2). Как видим, при идеально проводящем фланце при каждом удвоении расстояния развязка возрастает примерно на 2+3 дБ, а при импедансном на 6+8 дБ.
На рис. 2.30 а приведены результаты исследования зависимости уровня развязки от глубины ребристой структуры d длиной L=X, канавки которой заполнены воздухом. Для сравнения на рис, 2.30 б показана та же зависимость, для той же структуры, канавки которой заполнены диэлектриком с =2 и тангенсом диэлектрических потерь tgAE -0.001. Как видно из сопоставления рисунков, введение потерь в диэлектрик, заполняющий канавки, не приводит к росту развязки. Более того, заполнение канавок диэлектриком приводит к сужению рабочей полосы частот развязывающей структуры.
На основании проведенных в данном разделе теоретических и численных исследований можно сделать следующие выводы: в строгой постановке решены задачи анализа характеристик излучения одиночной антенны в виде открытого конца плоско-параллельного волновода с бесконечным плоским импедансным фланцем и в присутствии приемной антенны такой же конструкции; получены расчетные соотношения для основных параметров антенн (ДН в режиме приема и излучения, КСВ, мощность в приемной антенне, коэффициент развязки К); учтены особенности электрического поля на ребре; исследованы порядок особенности в зависимости от характера импеданса; исследовано взаимное влияние антенн на эти характеристики. Численно показано, что наибольшим искажениям подвержена ДН слабонаправленных антенн; в качестве теста рассмотрено влияние постоянного чисто реактивного импеданса (как математическая модель ребристых структур) на ДН, КСВ и уровень развязки антенн. Все решения тестовых задач совпали с известными результатами; показано, что с помощью постоянного импеданса (ребристой структуры с постоянной глубиной канавок) у антенн фиксированной геометрии при длине развязывающей структуры, равной длине волны максимально достигнутый уровень развязки составил -42 дБ; численно показано (см. рис. 2.29), что при идеально проводящем фланце при каждом удвоении развязывающей структуры развязка возрастает примерно на 2- 3 дБ, а при импедансном на — 6- -8 дБ. наличие ёмкостного импеданса на фланце приводит (см. рис. 2.26, 2.27) как к увеличению уровня развязки между антеннами, так и сужению ДН. Кроме того, ёмкостной характер импеданса приводит к недопустимому подчас росту КСВ в тракте (см. рис. 2.17-2.19). Особенно это критично для малых апертур (см. рис. 2.19). Рост развязки в этом случае обусловлен уменьшением излучения антенны Ах за счет роста КСВ в тракте. исследована зависимость уровня развязки от глубины ребристой структуры, имитируемой постоянным импедансом (см. рис. 2.30 а, б). Показано, что введение потерь в диэлектрик, заполняющий канавки, не приводит к существенному росту развязки, а приводит к сужению рабочей полосы частот развязывающей структуры.
Таким образом, для достижения требуемых уровней развязки между антеннами необходимы структуры со сложным законом изменения импеданса на фланце антенн. Для этого нужна постановка и решение задач синтеза таких структур.
Синтез неоднородной импедансной плоскости по заданному отраженному полю
Рассмотрим решение двумерной задачи синтеза в следующей постановке. Пусть над плоскостью S {у = 0) на высоте расположена бесконечная нить синфазного магнитного тока. На поверхности S выполняются импедансные граничные условия Щукина-Леонтовича (2.1). Необходимо опреде лить закон распределения пассивного поверхностного импеданса (Re(Z) 0), обес печивающего преобразование цилиндрического фронта волны источника в отражен Рис. 4.20. К постановке задачи ную плоскую неоднородную волну, распространяющуюся в заданном направлении, исследовать поведение поля в верхнем полупространстве.
Решение задачи синтеза. Введем декартову систему координат так, чтобы плоскость xoz совпала с импеданснои плоскости, а ось z направим параллельно нити тока (рис. 4.20.) [90].
В общем случае полученное соотношение дает закон распределения импеданса, реальная часть которого может принимать как положительные, так и отрицательные значения. Рассмотрим задачу синтеза чисто реактивного импеданса Re(Z) = 0.
В рассматриваемой в диссертации задаче синтезируемая импе-дансная структура должна обеспечить развязку апертурных антенн, расположенных на одной плоскости. Высота таких антенн над плоскостью равна нулю.
Формулой (4.13) можно воспользоваться, считая величины h и (р0 некоторыми параметрами структуры, неотносящимися к геометрии задачи, подлежащими оптимизации, например по критерию минимального связи. LOL 4.3.4. Исследуем поведение полного поля Н2 (х) на импедансной поверхности в зависимости от ее размеров и параметров h и tp0. На рис. 4.21 приведен график закона распределения импеданса (4.13) с параметрами й = 0.5Л и $?0=30 (кривая 1), pQ=45 (кривая 2), р0=60 (кривая 3). _... І 1 ;! V! 0ї — ; Im[2(x)] 50 25 О 0.25 --" trace 1 — trace trace З 0.5 хД, 0.75 -25 -50 Рис. 4.21. Распределение импеданса На рис. 4.22 показана зависимость Hz{x) для фиксированного угла 30 = 45 и различных значениях параметра h (0.4А —4 , "1 Ї ._. .».» V і s н СзО Hz« кривая 2 и 0.6/L — кривая 3) при длине импедансной структуры L = Л. о -3D -50 dB 1.3 3 s/5L G.3 1 trace 1 trace 2 trace 3 DJ 1 trace 1 trace 2 trace 3 1.3 2 -10 -Я Рис. 4.22. Распределение полного поля вдоль структуры Рис. 4.23. Распределение полного поля вдоль структуры 102 На рис. 4.23 приведено поведение Hz(x) при фиксированном h = 0.5Я и различных углах $?0=30 (кривая 1), pQ =45 (кривая 2) и # 0 = 60 (кривая 3). Результаты проведенных расчетов показывают, что наилучшие результаты дают параметры h и щ, при которых импеданс принимает большие емкостные значения вблизи источника излучения. Наибольший уровень развязки получен при рц = 60е и h = 0.5А.
Следует иметь в виду, что синтезируемый импеданс, дающий наилучшие результаты по увеличению уровня развязки, имеет большое отрицательное значение реактивной части в непосредственной близости от антенны. Это приводит к тому, что импеданс создает практически противофазное относительно идеально проводящей поверхности поле. В результате вся энергия ЭМП переходит в запасенную вокруг антенны энергию. Структура превращается в резонатор без потерь (для реактивного импеданса), в том числе и на излучение. В качестве примера на рис. 4.24 представлены диаграммы направленности F(9) антенны, расположенной над идеально проводящей (кривая 2) и импедансной (кривая 1) поверхностях с параметрами 0=60, й = 0.5Л.
Оптимизация импедансных структур
Структурная схема измерений в диапазоне частот 8-16 ГГц подобна структурной схеме обычного панорамного измерителя в режиме измерения ослабления. Генератор Г соединяется с индикатором И коаксиальным кабелем для передачи сигнала системы АРМ (системы автоматической регулировки уровня генерируемой мощности) и многожильным кабелем для обмена служебной информацией. Кроме того, для обеспечения возможности производить относительные измерения сигнал со встроенного датчика падающей мощности через выносной усилитель подаётся на вход R (канал падающей мощности) И. Все эти соединения соответствуют штатному режиму работы измерителя Р2 - 116, поэтому на рис. 5.37 они показаны одной стрелкой, соединяющей Г и И.
Однако энергетического потенциала (энергетический потенциал определяется отношением мощности передатчика к чувствительности приёмника) измерителя Р2 - 116 недостаточно для измерения развязки антенн. Поэтому в измерительную установку введён малошумящий твёрдотельный УВЧ, который увеличивает чувствительность приёмника примерно на 20.. .25 дБ.
В качестве передающей и приёмной антенн используются антенны в виде открытого конца прямоугольного волновода сечением 23x10 мм с стандартным фланцем. Конструктивно эти антенны представляют собой стандартные коаксиально-волноводные переходы (КВП).
СВЧ сигнал с выхода генератора Г через коаксиальный кабель подаётся на передающую антенну (КВП). Принимаемый сигнал с выхода приёмной антенны (КВП) подаётся на вход УВЧ. С выхода УВЧ усиленный сигнал подаётся на датчик ослабления (детекторную секцию со встроенным предварительным усилителем сигнала амплитудной модуляции генератора СВЧ). Продетектированный и усиленный сигнал с выхода датчика ослабления подаётся на вход А индикатора. Поскольку в измерительной установке не измеряется КСВ, то датчик ослабления можно подключать и ко входу А индикатора, так как каналы А и В при измерении ослабления имеют одинаковые характеристики.
Таким образом, сигнал бокового излучения передающей антенны проходит через развязывающую структуру PC и принимается боковым лепестком приёмной антенны. Необходимость в увеличении развязки антенн между собой обычно появляется в том случае, когда антенны расположены на металлической поверхности одного объекта. Поэтому металлическая поверхность между антеннами является естественной исходной PC и все специализированные PC необходимо исследовать по отношению к имеющейся исходной металлической поверхности.
Методика измерений, Перед началом измерений устанавливается требуемый частотный диапазон и затем проводится калибровка. Для этого между приёмной и передающей антеннами устанавливается металлическая плоскость, которая обеспечивает естественную исходную развязку антенн. На цифровом табло канала А, в режиме А устанавливается уровень сигнала не более -17 дБ (на частоте, где сигнал максимален). Уровень сигнала регулируется ручкой «Уровень» на Г. Затем устанавливается режим B/R и производится нормализация. В измерителях Р2 - 116 нормализация выравнивает неоднородности АЧХ которые появляются за счёт АЧХ приёмной и передающей антенн, АЧХ УВЧ, частотной дисперсии исходной развязки и т.д. Нормализация производится нажатием кнопки V под цифровым табло. При нажатии этой кнопки микропроцессор индикатора И вводит поправочные коэффициенты в каждую из 256 точек рассматриваемого рабочего диапазона. В результате этого все неравномерности исчезают с индицируемой АЧХ, и на экране появляется примерно прямая линия с уровнем сигнала 0 дБ.
Затем металлическая плоскость заменяется развязывающей структурой и на экране появляется АЧХ развязки PC относительно развязки, обеспечиваемой металлической плоскостью.
По результатам численных исследований, проведенных в разделах 2-4 и подразделах 5.1, 5.2 диссертации, разработан макет в виде ребристой структуры с переменной глубиной канавок (см. рис. 5.38). Ребристая структура приведена на рис. 5.39 и имеет следующие параметры: длина L = 20 см, максимальная глубина канавок d = 15 мм, ширина канавок а = 3 мм, толщина ребер 1 мм. По результатам расчетов, проведенных в разделах 2-4 и подразделах 5.1, 5.2 диссертации, разработан макет развязывающей структуры с постоянной глубиной канавок d = 1 см (см. рис. 5.43).
