Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Анализ литературных источников 16
1.1. Характеристики современных детекторов излучений и требования к считывающей электронике
1.2. Основные характеристики интегральных микросхем для современных аналоговых трактов 20
1.3. Тенденции в развитии элементной базы 33
1.4. Структурная схема каналов детекторной электроники 35
1.5. Состав интегральных микросхем для аналоговых трактов 40
1.6. Технология интегральных схем для аналоговых трактов 45
1.7. Конструктивное исполнение 47
1.8. Выводы .48
ГЛАВА 2. Структурное и схемотехническое проектирование аналоговых трактов и их узлов : 50
2.1. Принципы построения узлов аналоговых трактов 50
2.2. Структура предусилителя 51
2.3. Структура формирователей (формирующих каскадов) 55
2.4. Дифференциальный усилитель постоянного тока с токовой обратной связью (обобщенный случай) 61
2.5. Шумовой анализ аналоговых трактов 64
2.6 Расчет шумовых параметров в частотной области и их связь с расчетом во временной области 67
2.7. Согласование аналоговых трактов с детектором. Эквивалентная схема детекторного элемента 73
2.8. Выводы. 88
ГЛАВА 3. Технологическое проектирование интегральных микросхем для аналоговых трактов 90
3.1. Технологическая классификация аналоговых трактов
3.2. Этапы (процедура) проектирования аналоговых трактов 93
3.3. Сравнительный анализ существующих технологических подходов реализации интегральных микросхем для аналоговых детекторных трактов 98
3.4. Требования к активным компонентам и особенности их проектирования ПО
3.5. Требования к пассивным компонентам и особенности их проектирования 124
3.6. Создание и уточнение параметров SPICE-моделей элементов интегральных схем 126
3.7. Выводы .127
ГЛАВА 4. Практическая реализация узлов аналоговых трактов 129
4.1 Интегральные микросхемы усилителей-формирователей на основе серийного аналогового базового матричного кристалла и печа гные узлы на их основе 130
4.2 Комплект многоканальных специализированных интеграл иных микросхем усилителей формирователей и компараторов для многопроволочных камер 135
4.3 Особенности схемотехники усилителей-формирователей 135
4.4 Особенности схемотехники компараторов
4.5. Топологии микросхем 144
4.6. Проектирование специализированных базовых матричных кристаллов 145
4.7. Реализация аналоговых трактов в виде законченных печатных узлов 153
4.8. Выводы 158
Заключение 160
Список литературы
- Тенденции в развитии элементной базы
- Структура формирователей (формирующих каскадов)
- Этапы (процедура) проектирования аналоговых трактов
- Комплект многоканальных специализированных интеграл иных микросхем усилителей формирователей и компараторов для многопроволочных камер
Тенденции в развитии элементной базы
Широкое разнообразие детекторов ионизирующих излучений (далее для краткости просто - детекторов излучений) можно разделить на несколько групп в зависимости от требований к детекторной электронике.
Кремниевые координатные (стриповые) детекторы и ПЗС (приборы с зарядовой связью) не имеют собственного усиления, и уровень сигнала определяется лишь числом зарядов, образовавшихся при прохождении частицы (на образование одной пары зарядов в Si расходуется очень небольшая энергия W,=3,6 эВ). Кроме того, величина емкости детектора (— 1... 100 пФ) зависит от напряжения питания и других параметров. Кремниевые координатные детекторы отличаются также повышенным быстродействием (время сбора электронов на анодных стрипах -10 не). К этой же группе можно отнести различные типы полупроводниковых диодов и так называемые точечные (pixel) детекторы, имеющие еще меньшую емкость вплоть до десятых и даже сотых долей пФ.
В результате к входной части аналогового тракта — предусилителю-фермирователю. как правило, предъявляются повышенные требования по коэффициенту усиления, уровню шума и быстродействию: - коэффициент усиления 50 мВ/Mips; - шумовой заряд (без дополнительного охлаждения входного каскада) 200е+50е/пФ: - постоянная времени формирования (CR-RC") 50...200 не; - время нарастания фронта предусилителя 10 не; - тип предусилителя — токовый или зарядочувствительный с полевым или КМОП-транзистором на входе, что довольно часто связано с возможностью интеграциі детекторных элементов и интегральных микросхем на одном кристалле. Газовые детекторы (многопроволочные пропорциональные камеры, минидрейфовые камеры, время-проекционные камеры и др.) имеют значительное внутреннее усиление (до 105). Помимо эквивалентной электрической схемы таких детекторов в виде параллельного соединения источника тока и емкости (2..50 пФ) для этих детекторов на высоких частотах (при длительности фронта или среза сигнала, меньшей удвоенного времени его распространения по анодной проволочке) должна быть использована эквивалентная схема в виде длинной линии с волновым сопротивлением порядка 300...400 Ом. Т; кая величина волнового сопротивления определяется фактически цилиндрической геометрией электрического поля, возникающего вблизи анодной проволочки, где происходит газовое усиление. При этом импульс тока детектора имеет быструю электронную составляющую (время нарастания фронта 2... 10 не, амплитуда 1...300 мкА) и медленную ионную компоненту (постоянная времени спада -50...400 не с амплитудой - 10...50% JT амплитуды электронной составляющей). Сигнал детектора в форме заряда имеет типовой диапазон 10 ...10 электрон. При этом информационная площадь сигнала (т.е. заряд соответствующий электронной компоненте) составляет -20% от общей. При высоких загруз ах (в случае обработки сигналов с высокой частотой повторения до 10-20 МГц) ионная составляющая носит паразитный характер и должна быть устранена (отфильтрована или поі авлена) после прохождения через предусилитель-формирователь.
Это предъявляет следующие требования к считывающей электронике: - динамический диапазон изменения входного сигнала предусилителя-формирователя при сохранении линейности в несколько процентов 10 1 - время достижения пика (максимума по модулю амплитуды) сигнала на выходе формирователя 10..30 не; - длительность импульса по основанию (науровне 5... 10% от пика) 30.. 70нс; - смещение базовой линии сигнала на выходе формирователя при высокой загрузке (до единиц - десятков МГц) - 1. .5 %; - сигналы, поступающие с детектора, являются. одчополярными, как правило, отрицательными; - возможность быстрой и недорогой модификации детекторной электроники (коррекция формы аналогового сигнала) под конкретные требования детектора. - компаратор (дискриминатор) должен отслеживать длительность вході ого сигнала и работать при загрузке до ,0...20 МГц; - он должен обеспечивать уровни выходного сигнала в соответствии с требованиями последующей цифровой системы считывания: ТТЛ, ЭСЛ, КМОП, NIM и воз южно других нестандартных низкоуровневых логик (например, типа GTL - низкоуровневой КМОП логики); - должна быть предусмотрена регулировка (и/или подстройка) попога и схема противошумового гистерезиса; - все узлы трактов (особенно многоканальных) должны строиться по во шожности по дифференциальным схемам для минимизации помех (пульсаций) по шинам пи ания и земли. различных «эфирных» наводок.
Газовые детекторы наиболее часто используются в качестве трековых детекторных систем, в которых по пространственному срабатыванию отдельных, как правило, анодных проволочек определяется трек частицы, вызывающей ионизирующее излучение. Поэтому достаточно важным для них является фиксация в электронном канале считывания не амплитуды импульса, а лишь наличия или отсутствия такового. При этом для минимизации потерь информации о времени прихода частицы (как правило, содержащейся в переднем фронте сигнала) порог дискриминатора должен устанавливаться на возможно более низком уровне.
Перечисленным требованиям отвечает токовый (биполярный) тип п эедусилителя. Быстродействующие формирователи (фильтрующие каскады) и компаратор также проще всего реализовать на биполярных транзисторах. При этом не мало валено от vteTHTb, что в линейном режиме (например, для усилителей, работающих в классе «А» І биполярные транзисторы по сравнению с полевыми позволяют обеспечить более высокую крутизну при одинаковом режимном токе. При реализации схемы по биполярной технологии, кроме того упрощается интеграция схем усилителей и компараторов на одном полупроводниковом кристалле.
В случае, когда наряду с информацией о треке частицы требуется амплитудная обработка сигналов в тракте более жесткие требования (и в первую очередь по динамическому диапазону) предъявляются к входным линейным узлам. Он -і могут быть реализованы по МОП технологии, но непременно обеспечивать высокую крут пну входного усилительного каскада (точнее отношения крутизны к ёмкости), малые входные токи, низкий уровень шума типа І/f и компенсацию возможных токов утечки детектора. Для этого во входном каскаде используются коротко-канальные МОП транзисторы с длиной канала, определяемой возможностями технологии (например, 0.8 мкм), и максимально возможной шириной, фактически определяемой габаритными размерами полупроводникового кристалла. Типовые величины ширины канала составляют единицы тысяч микрометров (единицы миллиметров).
Детекторы с использованием фотоумножителей (ФЭУ) (электромагнитные и мюонные калориметры, черенковские счетчики и др.) имеют характеристики существенно зависящие от типа и материала используемого сцинтиллятора. ФЭУ представляет собой почти идеальный генератор тока с небольшой емкостью 1..5 пФ, имеет высокое усиление 104... 106 (иногда до 10 ) и поэтому обеспечивает сравнительно большой тж. на выходе (десятки мкА - единицы мА). Сцинтилляторы на основе органических фл /оресцентных материалов (нафталин, антрацен и др.) обеспечивают заметно меньшее время нарастания (5...50 не) и общую длительность импульса тока (-200 не), чем неорганические кристаллы (Nal, Lil, Csl и др.)- соответственно 0.2... 1 мке и -15 мкс.
Структура формирователей (формирующих каскадов)
Спадающая ("хвостовая") часть выходного импульса Su(t) (рис 2.4) тянется фактически до бесконечности. Поэтому для того чтобы избежать наложения последующих сигналов (особенно при высоких загрузках) на эту часть импульса необходимо специальным образом компенсировать (подавить) ее остаточное влияние.
Это достигается либо нелинейным усилением в случае однополярных сигналов от детектора (при этом подавляется обратная полярность продифференцирован] ых сигналов) или использованием линейной техники компенсации одного из полюсов передаточной функции Su(p) (см. выражение (2.1)) нулем и использованием дополнительных формирующих, (интегрирующих) каскадов. Второй вариант является более универсальным (может быть использован в любом случае) и поэтому его следует рассмотреть специально.
Формирователь фактически компенсирует влияние полюса при р{ = 1/т()С . образованного цепью ОС с тос = Сос Roc , и вводит один или, как правило, более полюсов при pi = \/TS ,i = \...n, где п - количество вновь вводимых полюсов. На следующем рис. 2.6 показана структурная схема последовательного соединения предусилителя и формирователя. где п - количество шагов интегрирования (формирующих каскадов) і постоянной интегрирования rs..
По мере увеличения количества формирующих интегрирующих каскачов выходной импульс становится более широким по длительности и более симметричным пс своей форме. все более напоминая Гауссиановскую форму. Заметим, что при реализации в интегральном исполнении точнее, чем для схем на дискретных элементах удается обеспечить повышенную относительную точность постоянных интегрирования отдельных формируюиих каскадов. Это обеспечивает более точную реализацию передаточной функции Кф (р). определяемую выражением 2.2.
Поскольку одна из целей при проектировании аналоговых трактов - обеспечение малошумящего согласования с детектором, то целесообразно решить вопрос об оптимизации количества интегрирующих звеньев, а значит и определения шумовой полось. пропускания аналогового тракта, с точки зрения достижения оптимума по шумовым характеристикам. Общая передаточная функция структуры показанной на рис.2.6 определяется следующим образом:
На рис. 2.7 показаны типовые импульсные отклики предусилителя-форм чрователя для различного числа интегрирующих каскадов усиления п. При этом на рис. 1.1,а показаны соответствующие реакции с соблюдением масштаба эпюр напряжения, а на рис 2.7,6 - с использованием для каждой эпюры напряжения нормировки по максимальному амплитудному значению. Из соотношения 2.3 нетрудно получить выражение, описывающее экстремум SuV,x импульсного отклика Su(t), который достигается в момент времени thHX=n-zs, а именно:
Анализируя рис.2.7 и выражение 2.5, отметим также, что суммарный коэффициент усиления по заряду KQZ С увеличением количества формирующих (интегрирующих) каскадов уменьшается, а время достижения максимума для импульсного отклика (так называемый "peaking time") увеличивается. Причем увеличение длительности выходного импульса (по основанию) происходит за счет увеличения фронта сигнала, а спад остается постоянным (с постоянной времени спада rs). Это хорошо видно из выражения 2.3 (на больших временах спад определяется экспоненциальной функцией) и и; рис.2.8, где представлены соответствующие пространственные графики отклика предусилителя-формирователя (Z-координата) во временной области (Х-координата) при различных величинах п (Y-координата). Данное обстоятельство крайне, важно при проектировании аналоговых трактов, работающих при высоких загрузках (в единицы и даже в десятки МГц).
Графики отклика предусилителя-формирователя (Z-координата) во временной области (Х-координата) при различных величинах п (Y-координат; ) Импульсный отклик, описываемый выражением 2.3, позволяет неї осредственно оценить выходное напряжение формирователя и, так называемое, разрешение по парным импульсам только в случае идеальных безинерционных детекторов.
При высоких загрузках аналоговых трактов необходимо особое вникание уделять форме входного для этих трактов (детекторного) сигнала. Он, как правило, содержит две компоненты: быструю электронную и медленную - ионную. Первую факт, (чески всегда можно рассматривать по форме как 5 -функцию Дирака, тогда как втор; h зависит от геометрии конкретного детектора. Так, например, пропорциональные проволо1 ные счетчики имеют цилиндрическую геометрию, дающую сильно неоднородное поле. Газовое усиление происходит в области большой напряженности поля около проволочки, являюі дейся анодом. Поэтому после окончания очень быстрого процесса газового усиления полный заряд Овх находится вблизи анода. Электроны при движении к аноду должны пройти очень малую разность потенциалов, так что электронной компонентой сигнала в первом приближении можно пренебречь. Весь ток сигнала обусловлен ионами, которые за счет цилиндрической геометрии создают форму импульса детектора, описываемую гиперболической функцией вида 1/(1+t) /12/. Если эту функцию в первом приближении заменит - спадающей экспонентой с постоянной времени г,., то в этом случае форма напряжения на выходе формирователя будет описываться следующим выражением.
Известным решением данной задачи является использование коми бисированной дифференцирующей цепи, показанной нарис. 2.9,а /12/. Для этой цепи передаточная функция имеет следующий вид: р + кр= -г1—- (2-б) P+(R]\\R2)-Cp Этот принцип расчета, состоящий в определении преобразования Лапі:аса, импульса необходимой формы, аппроксимации его в соответствии с требуемой точностью полиномом и синтезировании цепи по полученному выражению, может быть использован и для формирования импульсов более сложной формы. Однако следует отметить и недостаток известной методики, а именно - интезируемая цепь обычно является пассивной ЯС-цепью. Альтернативой являет:я решение, использованное автором при проектировании ряда усилителей-формирователей для проволочных детекторов (см. главу 4). Особенностью предложенной методи и коррекции передаточной функции является использование не чисто пассивной раздели гельной RC-цепи, а использование активных і?С-корректирующих (блокирующих) це пек Так на рис. 2.9,6 показан один из простейших вариантов активной ЯС-цепи, передато тая функция которой при замене С на Сбл совпадает с аналогичной функцией пассивней /?С-цепи на
Преимущество активных і?С-цепей становится еще более очевидной при реализации аналоговых трактов в интегральном исполнении. В этом случае за счет введе -іия во внутрь интегральных микросхем формирующих цепей удается уменьшить число внец них навесных компонентов, а в ряде случаев и вообще отказаться от них (учитывая возможность интеграции на кристалле реактивностей все большего номинала). При этом в частности, удается также сократить общее количество выводов микросхем за счет і ( пользования дополнительных схем электронной регулировки. Так, например, электроннач регулировка (потенциалом) номинала подключаемой емкости позволяет в приемлемо широї ом диапазоне перестраивать форму аналоговых сигналов на выходе формирователя.
Этапы (процедура) проектирования аналоговых трактов
В качестве основной шумовой характеристики импульсных предварительных усилителей для физических экспериментов широко используется шумовой заряд QUI /31, 40, 117-119/. Известные методы расчета и измерения шумового заряда существеню отличаются от хорошо развитых методов расчета и измерения шумовых характеристик широкополосных усилителей (коэффициент шума F„„ приведенные ко входу шумовые ток іш и н і пряжение еш и т.д.). В данной главе предлагается единый подход к определению шумовых . арактеристик импульсных и широкополосных усилителей, исключающий необходимости проведения дополнительных трудоемких расчетов и измерений. Приводится методика расчета шумового заряда с помощью SPICE программ в частотной области, позволяющая у прост; і ть процедуру получения конечного результата по сравнению со стандартным подходом, пре полагающим проведение расчетов как в частотной, так и во временной областях.
Шумовой заряд в соответствии с классическим подходом /31/ определяется экспериментально как значение сигнала (см. рис.2.13), выраженного в единицах заряда Ог=1!г Сгр, поступающего от генератора сигналов (детектора ионизирующих влучений) на вход предварительного усилителя (на рис. он обозначен ПУ), при которс м отношение сигнал-шум "по заряду" на выходе всего усилительного тракта равно единице. г ПСГР ПУ Осн.У ly М Z ДЕТ Рис. 2.13. Схема для измерения эквивалентного шумового заряда На рис. 2.13 Осн.У - основной усилитель (-формирователь), выпо ітяющий как правило функции дополнительного усиления и согласованного полосового ф:шьтра; Zdem -цепочка (как правило і?С-цепочка), имитирующая выходное сопротивление детектора.
Собственно измерение величины Qw производится обычно с помощью многоканального амплитудного анализатора. При этом расчет приведены то ко входу предусилителя эквивалентного шумового заряда производится на основе соотн шения: z m ш.вых и О где и ш !Ь1ХМ =(ШШ11ЫХ Af-df)1 - интегральное среднеквадратичное значеі ие шумового о напряжения на выходе усилительного тракта, и]111ЫХ Af - спектральная плотнс сть шумового напряжения на выходе, K0=UHiQr - коэффициент передачи усилительного тракта "по заряду". Иначе К0 = max.S v{t)\, где Su(t) = UH і,- - крутизна по напряжению усилительного тракта, a S a (t) - импульсная характеристика этого тракта. Величина коэффициента усиления по заряду с одной стороны может і ыть получена на основе выражения 2.5: Г - иМАХ _ RQC П _ (0.37-л)" , _ . гдеО„=- —,п=\,2,3... п\ Постоянная интегрирования т$ обратно пропорциональна верхней гранг ной частоте усилительного тракта fB, а величина сопротивления Roc определяет іередаточную характеристику в области средних частот. С другой стороны при однополюсной . аппроксимации Sl;(p) = , . (1 (\ + рт) и Таким образом, коэффициент передачи К0 оказывается пропорциональным площади усиления (Пус - Suo- fB), которая может быть определена в частотной области. При использовании для расчетов с применением SPICE программ удобно заменить произведение S[f0 K0 = mux\sl,{t)\ = y ]\SuU o)\df = Y- ]\Vim{Jco)\df, ./, . /i где fi.-fi - диапазон расчета по частоте, )и,(./й )[ - модуль напряжения на выходе усилительного тракта (в узле с именем out) при подаче на его вход единичі ого ( на всех частотах) тока, у - поправочный коэффициент. По результатам расчетов в частотной области ( в режимах .АС и .NOISE) может быть определен шумовой заряд О,. для вывода которого на экран в виде графика целесообразно предварительно создать макрс У. Q{out) = sqrt(s(V(onoise) V(onoise))) І у I s(VM(out)) 11.6e -19, где V(onoise) = yJUl вых /Af , константа 1.6-10 9 Кл - заряд электрона. Данная методика расчета Qui использовалась наряду с традиционной методикой при проектировании трактов для многоканального физического эксперимента. На рис. 2.14 показан фрагмент используемой схемы, выполняющей функции узлов пре т усилителя и усилителя-формирователя и предназначенный для изготовления на базовое матричном кристалле типа А3201, выполненного по биполярной технологии на прп транзисторах.
В этой схеме R6 иС1 - внешние компоненты, которые предназначены для устранения так называемого ионного хвоста в импульсе, снимаемом с детектора ионизирующих излучений типа straw. В качестве примера на рис. 2.15 и 2.16 показаны результаты расчетов данной схемы в частотной и временной областях.
На рис. 2.15 показана амплитудно-частотная характеристика при мне говариантном анализе схемы при изменении величины сопротивления общей обратной связи , ІЗ =2 кОм; 4 кОм; 8 кОм (номинальное значение) и 16 кОм. При аналогичном анализе ю временной области амплитуда импульсного отклика (см. рис. 2.16) фактически (с точностью около 10%) оказалась не зависящей от сопротивления резистора общей обратной связи. Этс означает, что предусилитель является зарядо-чувствительным, а не токовым, а его передаточная функция определяется в первом приближении емкостями (в данной схеме паразитными).
Импульсная характеристика схемы на рис.2.14 При расчете импульсной характеристики параметры градуировочной аепочки (рис. 2.13) были выбраны следующими: UTM =Ю мВ, СГр =1 пФ, 2ДЕТ=300 ОМ (волновое сопротивление детектора straw в рабочем диапазоне частот). Время нарастания сигнала генератора составило 0,5 не.
На рис.2.17 показан график зависимости величины поправочного коэффициента у как функция сопротивления обратной связи, полученная в результате частотного анализа. Из его анализа следует, что во всем диапазоне изменения сопротивления обратной связи поправочный коэффициент у изменяется незначительно в пределах: у =/, 52... 1,67. Это изменение фактически объясняется изменением амплитуды максимума импуль ;ного отклика (см. рис.2.16). Таким образом в пределах вполне приемлемой для практики 10%-ной точности возможно рассчитывать эквивалентный шумовой заряд QUJ.
Комплект многоканальных специализированных интеграл иных микросхем усилителей формирователей и компараторов для многопроволочных камер
Реализация аналоговых трактов на основе микросхем общего (широкой ) применения и дополнительных дискретных (навесных) элементов. При таком подх( де не удается обеспечить требуемых спецификаций в первую очередь по микроминиатюризации каналов в составе многоканальной аппаратуры. Поэтому этот под эд пожалуй обоснован лишь на этапе проверки функциональной работоспособное! и аналоговых трактов. При этом, как правило, не предъявляются жесткие (предельнее) требования по полной совокупности электрических параметров отдельных і аналов. Так. например, обычно не ставится никаких ограничений по потребляемой мощности. Между тем этот вариант построения бывает довольно принципиальным при разработке отдельных узлов сложных систем, особенно учитывая его небольшую продолжительность. Последняя фактически определяется пр тяженностью разработки, изготовления и настройки печатных узлов и обычно составляет сроки в несколько недель;
Реализация аналоговых трактов с максимально возможным использованием полузаказных интегральных микросхем на основе базовых матричнь : кристаллов широкого назначения. Такой подход безусловно является целесообразным (в первую очередь по экономическим соображениям) для построения многоканальной аппаратуры аналоговых трактов при общем количестве каналов с итывания до единиц тысяч, либо на длительном этапе разработки сложных ус: ановок (типа спектрометров), таких как ATLAS (ЦЕРН), HADES (Дармштадт) , требующих нескольких итераций по изменению прототипных аналоговых трактов (и для них соответственно схемотехнически различных интегральных микросхе vt) все более приближающихся к своей финальной версии. При этом по сравнению с описанным выше вариантом удается, как правило, минимизировать число компонентов на печатной плате и повысить в целом плотность компоновки тракте е. Временная продолжительность такого подхода увеличивается за счет необходимое гл разработки полузаказной интегральной микросхемы и оценивается в несколько месяцев. Однако, учитывая недостаточную номенклатуру и степень интеграции имеющихся в настоящее время российских аналоговых базовых матричных кристал юв широкого назначения, приходится считаться с рядом их недостатков. Основны- среди них -небольшое количество элементов (не более нескольких сотен), небольш : е количество контактных площадок (не более 24...28); ограниченность номенклатуры элементов (отсутствие малошумящих транзисторных структур, диодов Шоттки и т.п.) и их недостаточно хорошие электрические параметры, в первую очередь определяющие быстродействие (fpp 1 ГГц, Скп IpF) в схемах аналоговых трактов. Э ги недостатки фактически делают невозможным применение этих базовых матричньх кристаллов для создания многоканальных интегральных микросхем, обладаюі шх хорошей повторяемостью характеристик от канала к каналу. Причина состог і в том, что подобные базовые матричные кристаллы проектировались фактически как простые матрицы компонентов (однотипных транзисторов, резисторов, конден :аторов) и не имели требуемых специализирующих для каналов аналоговых трактов э іементов. Реализация аналоговых трактов на полностью заказных интегральных микросхемах становится оправданным при построении весьма многоканальных устрс йств (десятки и сотни тысяч каналов). При этом безусловно предполагается более продолжительный этап (обычно превышающий одногодичный период) проектирования как схемотехники узлов трактов, так и отработки технологии их реализации. В настоящее время заказные интегральные микросхемы для современных аналої / вых трактов разрабатываются в виде чрезвычайно сложных функционально устройств (которые не возможно реализовать на основе других подходов) или так называемых "многопроектных" кристаллов, содержащих в себе несколькс различных схемотехнических решений. При этом на этапе лабораторного прототипного тестирования отбирается лучшее и далее оно изготавливается.
Вариант построения аналоговых трактов на основе специализированных для определенного круга задач базовых матричных кристаллов (СБМК) или другими словами на основе функционально-ориентированных базовых матричных, кристаллов. Такой вариант занимает промежуточное положение между построением аналоговых трактов на полностью заказных интегральных микросхемах и на основе базовых матричных кристаллов широкого назначения. От последних (от их явн выраженной матричной структуры) основное отличие состоит в канальном постро :нии. Важной особенностью является деление отдельных каналов многоканальной структуры на области, предназначенные для создания определенных функциональных узлов, и наличие в этих областях специализирующих элементов (таких как -і ало шумящие транзисторы на входах областей предусилителей, согласованных пар транзисторов в зонах (или областях) входных каскадов компараторов, мощные транзисторы в зонах выходных каскадов (драйверов)). Кроме того, от базовых матричных кристаллов широкого назначения функционально-ориентированные отличаются ассиметричностью расположения элементов и тем самым похожи на полностью заказные схемы. Однако расположение элементов отражает структур; не отдельно взятой заказной схемы, а некую типовую схему, наиболее часто встречающуюся на практике построения трактов.
Вариант построения аналоговых трактов на основе заказной большой интегральной схемы базового кристалла, содержащего по возможности обширную библиотеку различных функциональных узлов (таких как предусилители усилители-формирователи, компараторы, триггеры, простейшие логические схе ы, выходные драйвера, опорные источники напряжения, различные управляющие и сервисные схемы и т.п.). Такой подход к построению аналоговых трактов эффективен на этапе проверки его функциональной работоспособности. Разработчик) фактически остается использовать лишь новую схему разварки в заданные корпуса уже имеющейся интегральной микросхемы. - При этом не трі. буется этап схемотехнического проектирования, однако приходится мириться с фиксированностью набора и электрических параметров функциональных узлов, составляющих базовый кристалл. Кроме того, при массовом производстве оказывается избыточным расход кремния, поэтому многоканальное] ь схем этого класса в принципе не может быть высокой (не более 2...4 каналов в составе интегральной микросхемы). Вполне очевидно, что большинство схеъ входящих в подобные базовые кристаллы должны быть достаточно универсальными и иметь возможность электронной перестройки параметров. Такие базовые кристаллы, которые вполне логично назвать библиотечными базовыми матричными кристаллами, занимают промежуточное полож - ниє между многопроектными полностью заказными интегральными схемами и ф\ нкционально-ориентированными базовыми матричными кристаллами.
