Содержание к диссертации
Введение
1. Принципы построения и тенденции развития преобразователей частоты сигналов СВЧ диапазона 19
1.1. Микроэлектронный преобразователь частоты СВЧ диапазона 19
1.2. Оптоэлектронный преобразователь частоты сигналов СВЧ диапазона 37
1.3. Выводы 39
2. Моделирование и анализ резистивного микроэлектронного смесителя диапазона крайне высоких частот 41
2.1. Разработка модели гетероструктурного полевого транзистора СВЧ диапазона в пассивном режиме 41
2.2. Моделирование принципиальной схемы и расчет основных характеристик смесителя с накачкой на двукратной частоте гетеродина 47
Резистивный смеситель с ГПТ в диодном включении 48
Резистивный смеситель на основе ГПТ 53
Сравнение разработанных моделей резистивного смесителя с различным включением активных элементов .-. 60
2.3. Резистивный смеситель на основе транзисторов, разработанных фирмой UMS, Франция 61
2.4. Выводы 68
3. Моделирование и анализ оптоэлектронного смесителя диапазона сверхвысоких частот 70
3.1. Моделирование динамических характеристик полупроводникового лазерного излучателя с полосой модуляции в СВЧ диапазоне 70
Бесструктурная модель на базе электронной САПР 74
3.2. Моделирование динамических характеристик оптоэлектронного преобразователя частоты СВЧ сигналов 85
Модель с использованием нелинейности полупроводникового лазера на базе электронной САПР 85
Модель с использованием нелинейности полупроводникового лазера на базе оптоэлектронной САПР 87
3.3. Моделирование динамических характеристик оптоэлектронного размножителя частот сигналов СВЧ диапазона 92
Аналитическая модель на базе скоростных уравнений 95
Модель размножителя частот на базе оптоэлектронной САПР 107
3.4. Выводы .109
4. Макетирование и экспериментальная верификация результатов теоретических исследований 111
4.1. Макет микроэлектронного резистивного смесителя КВЧ диапазона в монолитном исполнении 111
4.2. Макет оптоэлектронного преобразователя частоты сигналов СВЧ диапазона 113
Разработка макетов лазерного модуля с полосой модуляции в СВЧ диапазоне на базе VCSEL 113
Разработка макетов оптоэлектронного преобразователя и размножителя частотна базе VCSEL 117
4.3. Лабораторный стенд для исследования характеристик микроэлектронного и оптоэлектронного преобразователей частоты 118
4.4. Экспериментальное исследование макета микроэлектронного преобразователя частоты 121
4.5. Исследование динамических характеристик (в частотной и временной областях) макета лазерного модуля 127
Экспериментальное исследование динамических характеристик VCSEL во временной области 131
4.6. Экспериментальное исследование макета ОЭПЧ 136
4.7. Экспериментальное исследование макета ОЭРЧ 144
4.8. Выводы 146
5. Сравнительный анализ полученных результатов 147
5.1. Сравнение результатов моделирования и экспериментальных исследований 147
Микроэлектронный преобразователь частоты 147
Оптоэлектронный преобразователь частоты 149
5.2. Сравнение с зарубежными аналогами 150
Микроэлектронный преобразователь частоты 150
Оптоэлектронный преобразователь частоты 152
5.3. Сравнение параметров микроэлектронного и оптоэлектронного преобразователей частоты СВЧ диапазона 153
5.4. Выводы 155
6. Изучение путей применения исследованных устройств в информационно телекоммуникационных системах следующих поколений 156
6.1. Схема обратного канала базовой станции системы класса RoF с использованием микроэлектронного смесителя с СГН 157
6.2. Схема обратного канала базовой станции системы класса RoF с
использованием микроэлектронного смесителя с СГН и оптоэлектронного размножителя частот СВЧ диапазона 159
Заключение 164
Список литературы 169
- Оптоэлектронный преобразователь частоты сигналов СВЧ диапазона
- Резистивный смеситель на основе ГПТ
- Моделирование динамических характеристик оптоэлектронного преобразователя частоты СВЧ сигналов
- Разработка макетов оптоэлектронного преобразователя и размножителя частотна базе VCSEL
Введение к работе
Актуальность темы. Преобразователи частоты представляют собой ключевой узел передающих и приемных устройств современных радиосистем и во многом определяют их общие техническо-экономические характеристики [1]. Настоящая диссертационная работа посвящена совершенствованию принципов построения преобразователей частоты с помощью традиционного микроэлектронного и сравнительно нового оптоэлектронного подходов.
В рамках микроэлектронного подхода наиболее перспективными преобразователями частоты в диапазоне сверхвысоких (СВЧ) и крайне высоких частот (КВЧ) являются так называемые резистивные смесители с субгармонической накачкой (СГН) [2], которые могут быть реализованы в виде монолитных интегральных схем (МИС).
Общими достоинствами резистивных смесителей на основе арсенид-галлиевых гетероструктурных полевых транзисторов (ГПТ) являются высокая линейность, практически нулевой ток потребления, отсутствие дробовых шумов, увеличенная развязка входов и выходов по сравнению с активными вариантами. Кроме того, применение схемы с СГН позволяет улучшить технико-экономические показатели устройства за счет снижения требуемой частоты гетеродина в два раза.
Монолитные интегральные схемы смесителей с СГН до сих пор не производятся отечественной электронной промышленностью, хотя они уже освоены рядом известных мировых производителей. Однако в производимых ими МИС повсеместно применена более простая схема с использованием активных элементов в диодном включении, что увеличивает потери преобразования, уменьшает порог линейности и ухудшает уровень развязки между входами и выходом смесителя.
Второй путь совершенствования преобразователей частоты состоит в использовании технологий СВЧ оптоэлектроники. Принципиальным достоинством оптоэлектронных преобразователей частоты (ОЭПЧ) считается предельная широкополосность, недостижимая для традиционных транзисторных и диодных преобразователей частоты СВЧ диапазона. Тем не менее, вследствие высоких потерь преобразования, ОЭПЧ пока не могут конкурировать с существующими преобразователями частоты в микроэлектронном исполнении.
В настоящее время, исследования ОЭПЧ носят в основном экспериментальный характер. В частности отсутствуют: теоретическая модель функционирования ОЭПЧ, детальный анализ оптимальных принципов построения, достижимых характеристик и конкретных вариантов применения ОЭПЧ, что ограничивает их внедрение в современную аппаратуру телекоммуникационного и радиолокационного назначения.
Целью диссертационной работы является совершенствование принципов построения, методов и процессов моделирования и разработки полупроводниковых преобразователей частоты СВЧ диапазона с использованием как традиционного микроэлектронного, так и нового оптоэлектронного подходов.
Цель данной работы достигается решением следующих основных задач:
Анализ принципов построения и современных требований к микроэлектронным и оптоэлектронным преобразователям частоты СВЧ диапазона;
Разработка модели гетероструктурного полевого транзистора СВЧ диапазона в пассивном режиме;
Моделирование принципиальных схем, расчет и сравнение основных характеристик смесителя с накачкой на двукратной частоте гетеродина в диодном и транзисторном включениях активных элементов;
Разработка аналитической и бесструктурной моделей и моделирование динамических характеристик полупроводникового лазерного излучателя с полосой модуляции в СВЧ диапазоне;
Моделирование динамических характеристик оптоэлектронного преобразователя частоты СВЧ сигналов с оптимизацией по критерию произведения потерь преобразования на требуемую мощность гетеродина;
Макетирование разработанных устройств и экспериментальная проверка теоретических результатов, полученных в работе;
Изучение путей применения исследованных устройств в информационно-телекоммуникационных системах следующих поколений.
Методы исследования. В ходе моделирования микроэлектронного преобразователя частоты использовались классические методы анализа линейных и нелинейных цепей СВЧ диапазона, в частности, волновой подход и итерационный метод гармонического баланса. Анализ характеристик преобразования нелинейного узла оптоэлектронного преобразователя частоты - полупроводникового лазерного излучателя проводился тем же методом гармонического баланса в частотной области, а также путем решения системы нелинейных скоростных уравнений во временной области с помощью BDF-метода (Backward Differentiation Formula).
Научная новизна. К основным новым научным результатам, полученным в ходе исследований по теме диссертации, относятся:
Уточненная модель гетероструктурного полевого транзистора СВЧ диапазона в пассивном режиме, обеспечивающая корректное описание его работы в миллиметровом диапазоне волн.
Бесструктурная компьютерная модель поверхностно-излучающего лазера с вертикальным резонатором схемотехнического уровня, пригодная для
использования при проектировании устройств СВЧ оптоэлектроники и аппаратуры аналоговых волоконно-оптических систем.
Аналитическая модель лазера в режиме прямой модуляции сверхбольшим сигналом и методика определения возникновения эффекта удвоения периода с использованием метода фазовой плоскости.
Объектно-ориентированная модель оптоэлектронного смесителя частот СВЧ сигналов.
Методика анализа области эффективного размножения частот в режиме модуляции лазера сверхбольшим сигналом.
Практическая ценность работы состоит в следующем:
Развиты принципы моделирования и проектирования преобразователей частоты СВЧ диапазона на базе микроэлектронного и оптоэлектронного подходов.
Разработаны и исследованы монолитные резистивные смесители с субгармонической накачкой миллиметрового диапазона волн на основе гетероструктурных полевых транзисторов в различных вариантах включения активных элементов и проведено их прямое сравнение.
Реализованы и исследованы макеты оптоэлектронных преобразователей частоты S- и Х-диапазонов на базе лазеров с поверхностным и торцевым излучением.
Реализован и исследован макет оптоэлектронного размножителя частот СВЧ диапазона. Предложен вариант его практического применения в современных системах волоконно-эфирной структуры, позволяющий существенно упростить схему базовой станции и снизить стоимость оборудования.
На защиту выносятся следующие положения:
Разработанная уточненная модель ГПТ в пассивном режиме позволяет проводить корректное моделирование резистивного смесителя в диапазоне свыше 10 ГГц.
Разработанный в рамках микроэлектронного подхода резистивный смеситель с субгармонической накачкой позволяет улучшить эффективность преобразования, расширить полосу и повысить порог линейности более чем на 10 дБ по сравнению с зарубежными аналогами.
Разработанные в рамках оптоэлектронного подхода бесструктурная модель поверхностно-излучающего лазера с вертикальным резонатором и методика быстрой экстраполяции параметров эквивалентной схемы, позволяют ускорить процесс проектирования передающей аппаратуры современных систем телекоммуникации и радиолокации.
Оптоэлектронный преобразователь частоты с прямой модуляцией поверхностно-излучающего лазера обеспечивает эффективность преобразования на 15-20 дБ выше по сравнению с преобразователями, использующими внешний оптический модулятор, и при одинаковых потерях требу-
ется на 14 дБ меньшая мощность гетеродина по сравнению с преобразователем на базе лазера с торцевым излучением.
5. Использование эффекта удвоения периода огибающей оптического излучения при прямой модуляции лазера сверхбольшим сигналом дает возможность создать новое устройство: оптоэлектронный размножитель частот СВЧ диапазона.
Внедрение результатов работы. Результаты проведенных теоретических и экспериментальных исследований использованы при выполнении НИР в ИСВЧПЭ РАН, а также вошли состав 7-ми отчетов по НИР в рамках аналитической ведомственной целевой программы Минобрнауки «Развитие научного потенциала высшей школы (2009-2011 годы)» и ФЦНТП «Исследования и разработки по приоритетным направлениям развития научно-технологического комплекса России на 2007-2012 годы», выполненных в Объединенной научно-исследовательской лаборатории «Сверхвысокочастотные и оптоэлектронные устройства» МГТУ МИРЭА.
Полученные результаты также использовались в учебном процессе МГТУ МИРЭА при проведении лабораторных практикумов в рамках программы Роснано опережающей профессиональной переподготовки, ориентированной на инновационные проекты по созданию индустрии волоконного лазеростроения.
Апробация работы. Основные результаты работы доложены и обсуждены на следующих международных и российских конференциях: International Conference "Functional Materials" - 2009; 52-я научная конференция МФТИ - 2009; 59-я научно-техническая конференция МИРЭА -2010; IEEE 18th International Conference on Microwaves, Radar and Wireless Communications - 2010; ІХ-я Всероссийской научно-технической конференции «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА» -2010; Российско-Швейцарский семинар «Современные полупроводниковые источники оптического излучения» - 2011; научный семинар лаборатории стандартов частоты отдела квантовой радиофизики ФИАН им. П.Н. Лебедева - 2011; European Semiconductor Laser Workshop - 2011; IEEE Conference on Microwaves, Communications, Antennas and Electronic Systems - 2011.
Публикации и личный вклад автора. По теме диссертации опубликовано 11 научных работ, в том числе 6 статей в ведущих российских и зарубежных журналах, входящих в перечень научных журналов ВАК Министерства образования и науки РФ, и 5 докладов в сборниках трудов российских и международных конференций. Также по теме диссертации подана заявка на изобретение и заявка на регистрацию топологии микросхемы. Все результаты диссертационной работы получены автором лично или в соавторстве, о чем свидетельствует приведенный ниже список публикаций по теме диссертации.
Структура и объем работы. Диссертация состоит из введения, четырех глав, списка литературы и приложения. Объем работы составляет 178 страниц машинописного текста, включая 15 таблиц, 116 рисунков, 94 наименования библиографии.
Оптоэлектронный преобразователь частоты сигналов СВЧ диапазона
С целью определения и обоснования оптимального направления исследований рассмотрим современное состояние устройств преобразования частоты СВЧ диапазона и конкретные проблемы, связанные с их разработкой и внедрением в современные и будущие радиосистемы.
Как следует из Введения, целью настоящей работы является совершенствование принципов построения, методов и процессов моделирования и разработки полупроводникового преобразователя частоты СВЧ диапазона с использованием как традиционного микроэлектронного, так и нового оптоэлектронного подходов. Конкретно в рамках микроэлектронного подхода исследуются вопросы моделирования и оптимального проектирования монолитной интегральной схемы (МИС) транзисторного преобразователя частоты СВЧ диапазона на базе смесителя с субгармонической накачкой (СГН). В рамках оптоэлектронного подхода предлагаются и детально исследуются экономичные схемы оптоэлектронного преобразователя частоты (ОЭПЧ) СВЧ сигналов, оптимизированные по критерию произведение потерь преобразования на требуемую мощность гетеродина.
Микроэлектронный преобразователь частоты СВЧ диапазона Оценка существующих проблем и путей решения современных задач Современное развитие МИС радиоприемных устройств для информационно-телекоммуникационных систем характеризуется освоением диапазона крайне высоких частот (КВЧ, 30...300 ГГц), хотя пока деятельность разработчиков аппаратуры в основном сосредоточена в его нижней части, в районе 30...60 ГГц. Ключевым узлом этих устройств, во многом определяющим его общие техническо-экономические показатели, является узел понижающего преобразователя частоты (ППЧ), принципиальными структурными элементами которого являются, как известно, смеситель и гетеродин. В связи с этим исследованиям теоретических и практических аспектов их функционирования, а также схем построения посвящено огромное количество публикаций в периодической и книжной научной литературе.
Тем не менее, современное развитие радиоэлектронной аппаратуры для информационно-телекоммуникационных систем КВЧ диапазона поставило перед ее разработчиками новые задачи, требующие компромиссных подходов. В частности: вышеуказанных задач на современном этапе считается использование в ППЧ, так называемого, резистивного (т.е. с нулевым потреблением) смесителя с субгармонической накачкой (СГН), в котором для смешения входного и гетеродинного сигналов используется частота, в четное число раз выше частоты сигнала внешнего гетеродина [9]. Данная частота, в отличие от традиционных СВЧ смесителей на гармониках, формируется за счет соответственного числа параллельно включенных активных элементов, которые управляются соответствующим образом сдвинутыми по фазе гетеродинными сигналами. В таком смесителе в качестве гетеродина обычно используется СВЧ генератор, управляемый напряжением (ГУН), частота которого в соответству-
ющее число раз меньше частоты гетеродина традиционного смесителя, что улучшает технико-экономические показатели ППЧ.
По мере повышения рабочих частот радиосредств и перехода при разработке основных узлов от набора микросхем к созданной по единой технологии однокристальной МИС значительно возрос уровень использования в качестве активного элемента гетероструктурного полевого транзистора. Причина состоит в том, что получаемые в нем более высокие граничные частоты, меньший коэффициент шума и больший коэффициент усиления по сравнению с гетероструктурным биполярным транзистором позволяют совместно оптимизировать практически все узлы ППЧ, и, следовательно, общие характеристики приемного устройства.
Принципы построения и функционирования преобразователя частоты КВЧдиапазона Несмотря на то, что в настоящее время общая теория смесителей достаточно хорошо разработана и на базе ее реализовано большое число разнообразных схем, отмеченные выше тенденции к повышению рабочей частоты, уровня функциональности и степени интеграции, а также интенсивное развитие СВЧ компонентной базы на основе ГПТ и переход к цифровому способу обработки сигналов в тракте промежуточной частоты (ПЧ) приемника привели к ужесточению основных требований и, как следствие, модернизации уже существующих и появлению новых вариантов схем. Краткая классификация МИС современных смесителей, пригодных для работы в КВЧ диапазоне, представлена в табл. 1.
Каждая из приведенных в таблице схем реализации имеет свои достоинства и недостатки, а их разнообразие явно свидетельствует об отсутствии универсальной схемы, обеспечивающей выполнение всех современных требований. Для поиска оптимальной схемы построения МИС смесителя КВЧ диапазона проводятся интенсивные исследования и разработки, результаты которых в настоящее время опубликованы в зарубежных журналах и материалах конференций по СВЧ тематике, а также реализованы в продукции известных мировых производителей СВЧ компонентов.
Резистивный смеситель на основе ГПТ
Анализ зарубежных работ по резистивным смесителям с ДЧГ на основе НЕМТ-технологии показал, что в КВЧ диапазоне исследования преимущественно проводятся для смесителей с двумя вариантами включения активных элементов: транзисторное с общим истоком и диодное с объединением истока и стока. Из приведенных в таблице данных можно сделать следующие выводы:
Типичные потери преобразования в КВЧ диапазоне составляют 10... 14 дБ. Из-за влияния разбаланса плеч пассивных мостовых схем потери могут увеличиться до 18 дБ (п. З в табл. 2, Б).
Требуемая для обеспечения этих потерь типичная мощность гетеродина составляет 5... 13 дБм. Разброс параметра объясняется использованием в некоторых вариантах встроенного усилителя цепи гетеродина.
Развязка входов гетеродина и сигнала Т,.с составляет 20...41 дБ. Причем более высокая развязка обеспечивается только в транзисторном включении ГПТ при относительно малой мощности гетеродина. Развязка между второй гармоникой гетеродина и входом сигнала, L2r.c составляет 25...50 дБ. Причем более высокая развязка обеспечивается только в диодном включении ГПТ. Развязка между входом гетеродина и выходом ПЧ составляет 25...32 дБ.
Ослабление по «зеркальному» каналу обеспечивается либо за счет фильтрации в относительно узком диапазоне частот сигнала (45 дБ по п. 6 табл. 2, А) либо за счет балансной однополосной схемы (16 дБ по п. 2 табл. 2, А).
Уровень линейности смесителя повышается с увеличением мощности гетеродина. В частности, в транзисторном смесителе достигается значение линейной входной мощности (по уровню -1 дБ) до 9 дБм при мощности гетеродина 13 дБм.
Далее, было проведено изучение достигнутых параметров МИС смесителей и преобразователей частоты КВЧ диапазона, выпускаемых в настоящее время известными мировыми производителями СВЧ компонентов: Agilent Technolohies, Hittite Microwave Corporation, United Monolithic Semiconductors (UMS), TLC Precision Wafer Technology (TLC), Northrop Grum-man/Velocium, Mimix Broadband. Результаты его представлены в табл. 3. Анализ вариантов построения МИС показывает, что для приемных устройств КВЧ диапазона выпускаются все рассмотренные выше типы ре-зистивных смесителей: однотактные, балансные и двойные балансные, с накачкой на основной и половинной частотах гетеродина, с диодной и транзисторной схемами включения активных элементов, специализированные МИС смесителей и многофункциональные МИС с встроенными УВЧ, УПЧ, усилителями и умножителями частоты гетеродинного сигнала. На выходе МИС преобразователей на основе балансных смесителей, как правило, используется внешнее квадратурное мостовое соединение (КМС) (см. п.п. 5-7, 9-10 таблицы). Накачка на двукратной частоте гетеродина реализуется как в «типичном» варианте (см. п.п. 2-3 таблицы), так и за счет встроенного ак тивного умножителя частоты гетеродина (см. п.п. 1, 4, 5, 10 таблицы), но при этом уже не обеспечивается нулевой ток потребления. Из приведенных в таблице данных можно сделать следующие выводы:
Типичные потери преобразования в КВЧ диапазоне составляют 7-13 дБ в пассивной схеме. При дополнительных встроенных усилителях обеспечивается общее усиление до 5 дБ при применении УПЧ (см. п. 8 таблицы) либо до 12 дБ при применении УВЧ (см. п. 5, 10 таблицы). Отметим, что последнее предпочтительнее для реализации, так как: а -уменьшается общий коэффициент шума приемника; б - могут быть упрощены наиболее трудно реализуемые требования по ослаблению сигнала гетеродина на входе смесителя. Однако при этом значительно ухудшается линейность смесителя (см. п. 10 таблицы).
Требуемая для обеспечения этих потерь типичная мощность гетеродина составляет 12...15 дБм при прямой подаче сигнала гетеродина и 0-2 дБм при наличии встроенного усилителя.
Развязка входов гетеродина и сигнала Lr.c составляет 15...20 дБ для небалансной схемы с накачкой на основной частоте гетеродина, увеличивается до 30...40 дБ для балансных и ДЧГ схем. Необходимо отметить, что наличие встроенного усилителя сигнала гетеродина даже в схеме с ДЧГ приводит к существенному уменьшению уровня развязки (см. п. 3 таблицы).
Развязка между второй гармоникой гетеродина и входом сигнала L2r_cB схеме с ДЧГ составляет 35...50 дБ.
Развязка между входом гетеродина и выходом ПЧ составляет 25...30 дБ для балансной и ДЧГ схем, увеличивается до 55 дБ при использовании балансной схемы с ДЧГ и также существенно уменьшается при наличии встроенного усилителя сигнала гетеродина (см. п. 3 таблицы). Выпускаются в основном небалансные схемы смесителей без требований к ослаблению по «зеркальному» каналу. В специализированных МИС ослабление по «зеркальному» каналу обеспечивается за счет фазового метода и достигает 16...20 дБ (см. п. 4, 5,1,9, 10 таблицы).
Линейная входная мощность (по уровню -1 дБ) в пассивных МИС достигает 12 дБм при мощности гетеродина 15 дБм (п. 6 таблицы). Данное соотношение мощностей может существенно измениться за счет встроенного усилителя сигнала гетеродина (см. п. 1,3, 4, 8, 9 таблицы). Наличие перед смесителем УВЧ приводит к значительному уменьшению линейной входной мощности (см. п. 5, 10 таблицы).
Моделирование динамических характеристик оптоэлектронного преобразователя частоты СВЧ сигналов
Нами разработана универсальная компьютерная модель VCSEL схемотехнического уровня, пригодная для исследования ВОСП, а также устройств СВЧ оптоэлектроники и оптических межсоединений. В ней лазер может быть представлен как отдельный кристалл, кристалл в корпусе либо как прибор в модуле. В ходе моделирования анализ и параметрическая оптимизация характеристик конкретного образца длинноволнового VCSEL с двойной внут-рирезонаторной конструкцией контактов [57] реализуются при помощи высокоразвитой электронной САПР AWR Design Environment.
Полная бесструктурная модель VCSEL [58], основанная на подходе Та-кера, представлена на рис. 45. Как следует из рисунка, модель разделена на две секции: линейную цепь и нелинейный эквивалентный преобразователь (НЭП) тока в напряжение. Секция НЭП содержит идеальный управляемый напряжением источник тока и библиотечный элемент LOOKUP программы AWRDE, представляющий собой, так называемую таблицу соответствия, в которой осуществляется преобразование входных данных в выходные. В ходе моделирования в этот элемент заносятся данные измерения ватт-амперной характеристики (ВтАХ) лазера (см. раздел 4.4). Компьютерная реализация линейной секции в виде физической эквивалентной схемы (ФЭС) показана на рис. 46. Основное преимущество представления в виде ФЭС заключается в том, что каждый ее элемент имеет ясную физическую интерпретацию. А именно, на рис. 46 элементы Ср и Rp описывают соответственно емкость и потери в контактной площадке кристалла лазера, Rs - последовательное сопротивление кристалла, R\ и С\ - соответственно сопротивление и емкость гетероперехода. Кроме того, элемент R(} моделирует потери на зеркалах VCSEL, а элемент L0 - эффект накопления фотонов. Данная схема подобна стандартному малосигнальному представлению [51], но с целью оценки влияния соединительных проводников от анодного и катодного контактов кристалла дополнительно введены индуктивные элементы Z,w} и Lw2. Помимо этого, для определения реальной, а не нормированной, как обычно, частотно-модуляционной характеристики (ЧМХ) в ФЭС рис. 46 введен идеальный управляемый напряжением источник напряжения CCVS.
Процедура моделирования начинается с экстракции параметров элементов малосигнальной ФЭС, что осуществляется в данной САПР путем автоматического последовательного перебора их числовых значений до близкого совпадения с результатами измерения характеристик и коэффициента стоя чей волны по напряжению (КСВН) и ЧМХ (модуль S21) испытуемого образца VCSEL, установленного в измерительную камеру, подробно описанную в [47]. Измерения и соответственно экстракция выполняются во всем рабочем диапазоне токов смещения и частот модуляции VCSEL.
Полная эквивалентная схема для проведения компьютерной экстракции также представлена на рис. 46. Как следует из рисунка, для повышения точности экстракции в схему добавлены следующие элементы и цепи: ФЭС измерительной камеры (слева), используемой для измерения динамических характеристик лазерного модуля и описанной в разделе 4.3. Эквивалентная схема измерительной камеры содержит индуктивный элемент L\, моделирующий соединительный провод от коаксиального разъема, элемент MLIN, моделирующий микрополосковую линию (МПЛ), и емкостный элемент Ст, моделирующий контактную площадку на конце МПЛ. Кроме того для описания используемого при измерении ЧМХ p-i-n фотодетектора, полоса пропускания которого много больше, чем у испытуемого лазера, в модель введен идеальный управляемый напряжением источник тока VCCS (справа).
Одновременная численная оптимизация такого большого набора параметров обычно не применяется в разработческой практике из-за опасности потери физического смысла какого-либо из параметров. Поэтому была принята пошаговая методика проведения их экстракции. А именно, на первом шаге осуществляется калибровка параметров измерительной камеры, основанная на измерении характеристики коэффициента отражения (Si і) в режиме холостого хода, что позволяет определить значения элемента L\, а также длины и ширины линии TL\ (см. рис. 46). На втором шаге, базируясь на измерении характеристики коэффициента отражения установленного в измерительную камеру образца VCSEL с закороченными (пробитыми) туннельным переходом и активной областью, определяются значения элементов ФЭС Lw\, Cp, 7?p и минимальное значение Rs. Оставшиеся пять параметров ФЭС, включая полное значение Rs , определяются путем одновременной калибровки по измеренным характеристикам КСВН и ЧМХ во всем рабочем диапазоне токов смещения лазера. Чтобы обеспечить эффективное использование модели при любом рабочем токе, по окончанию процедуры экстракции проводится полиномиальная аппроксимация полученных значений всех зависящих от тока смещения параметров ФЭС.
Корректность предложенных бесструктурной модели и методики экстракции ее параметров подтверждена модельными экспериментами для длинноволновых (-1310 нм) VCSEL производства BeamExpress, SA (Швейцария) . Соответствующие измерения параметров испытуемых образцов описаны в разделе 4.5. На их основе выполнена согласно вышеприведенной методике экстракция параметров ФЭС линейной цепи. В ходе моделирования и измерений использовались кристаллы VCSEL сплавной конструкции с типичным пороговым током 2 мА [57].
Калибровка измерительной камеры В соответствии с вышеизложенной методикой была измерена характеристика коэффициента отражения используемой измерительной камеры в полосе 0,1...10 ГГц и, используя полученные данные, выполнена экстракция параметров. Результаты ее представлены на рис. 47, в. Как следует из рисунка, во всех трех контрольных точках на частотах 0,1, 5 и 10 ГГц наблюдается достаточно близкое совпадение данных моделирования и измерения, что свидетельствует о высокой точности проведенной операции экстракции параметров измерительной камеры.
Разработка макетов оптоэлектронного преобразователя и размножителя частотна базе VCSEL
На этом выражении преимущественно основаны различные методы исследования ВЗВ полупроводникового лазера [74], среди которых наиболее пригодным для практического измерения параметров является прямой ос-циллографический метод с использованием измерительного фотодиода. Полоса пропускания данного фотодиода с целью устранения влияния его собственных параметров на результат измерения выбирается значительно шире (по крайней мере, в два раза) по сравнению с верхней граничной частотой полосы модуляции объекта исследования.
Поскольку типичные значения ВЗВ составляют менее 1 не, то для накачки лазера обычно используется специальный генератор импульсов пикосе-кундной длительности, а для регистрации ВЗВ - высокоскоростной стробоскопический осциллограф [75]. Общий недостаток такого подхода состоит в чрезмерно большой погрешности измерений вследствие относительно высокого собственного джиттера (фазового дрожания) осциллографов данного типа.
С целью упрощения при одновременном повышении точности измерений был применен другой подход, основанный на измерении ВЗВ с помощью импульсного генератора общего назначения и современного цифрового осциллографа. В данном случае измерение ВЗВ основывается на сравнении фронта электрического импульса на входе излучателя с фронтом задержанного импульса на выходе фотодиодного модуля. Это сравнение может быть реализовано с высокой точностью с помощью блока статистической обра 132 ботки осциллографа. Еще одним преимуществом предложенного метода является отсутствие необходимости применения в измерительной установке широкополосных устройств (адаптеров питания, усилителей и т.д.), которые также вносят дополнительную погрешность.
Структурная схема установки для измерения времени задержки включения лазера приведена на рис. 95. Для измерения использовался включающий широкополосный фотодетектор макет ОЭПЧ, структурная схема которого представлена на рис. 80, а.
Согласно вышесказанному, в основу метода положено сравнение задержек передних фронтов на определенном уровне (в данном случае на уровне 0,5 от амплитуды импульса) двух импульсов от одного источника: импульса на входе измерительной камеры и импульса на выходе усилителя, прошедшего электрооптическое и оптико-электрическое преобразования. Для исследования ВЗВ использовался измерительный стенд рис. 81с генератором импульсов типа Г5-72 (периодическая последовательность с длительностью импульса 5 не, амплитудой 10 В и скважностью 20), цифровым осциллографом Tektronix TDS5034B (полоса 350 МГц) и стандартным электрическим усилителем (полоса пропускания 10-600 МГц, коэффициент усиления 15±2 дБ).
Процесс измерения ВЗВ VCSEL делится на две части: калибровка испытуемого образца и измерительной установки, измерение ВЗВ при различных режимах постоянного смещения образца /off и амплитуды импульсного сигнала /оп (см. (4.3)). Для удобства обработки результатов оба вышеуказанных тока нормируются по определенному выше пороговому току /ft (см. рис. 93).
Калибровка испытуемого образца заключается в измерении его импульсной вольт-амперной характеристики1, на основе которой по значениям напряжения (на экране осциллографа) вычисляются значения амплитуды импульсного сигнала /оп. Калибровка производится следующим образом. Испытуемый образец смещается постоянным током примерно в 1,2 раза выше порогового значения, что исключает эффект задержки его включения. На вход измерительной камеры подается импульсный сигнал, и осциллограф настраивается так, чтобы на его экране отображались входной импульс и импульс на выходе усилителя. Для повышения точности измерений с помощью функции «Deskew» (регулировка задержки между входами осциллографа) производится компенсация задержки в измерительном тракте так, чтобы начальная задержка не превышала 100-200 пс.
Измерения ВЗВ проводятся при следующих условиях. Испытуемой образец последовательно смещается от источника постоянного тока в диапазоне (0,1. ..0,9) /th с шагом 0,1. В каждой точке постоянного смещения на вход макета подаются импульсные сигналы с амплитудой тока в диапазоне (1,5...6) /и, с шагом 0,5. Пример показаний осциллографа приведен на рис. 96. Опережающая осциллограмма соответствует сигналу на входе макета, запаздывающая — сигналу на его выходе (после усилителя).
Время задержки импульса определяется с помощью встроенной функции осциллографа как разность времени отображения передних фронтов импульсов на уровне 0,5 амплитуды (см. значение «Dely (СІ, СЗ)» на рис. 96) за вычетом полученной в ходе калибровки начальной задержки. Для повышения точности измерения проводятся на основании статистической обработки при числе измерений не менее 1000 (на рисунке п=1008). Из рисунка можно также сделать вывод о достаточной точности измерений. В частности, значение С целью устранения эффекта повышения температуры активной области лазера. среднеквадратического отклонения показаний составляет о =7,837 пс при уровне задержки 766 пс.
