Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Разработка моделей активных и пассивных элементов для гибридно -монолитных интегральных схем (ГМИС) СВЧ 10
1.1. Введение 10
1.2. Модели полевых транзисторов с барьером Шотки 11
1.3. Моделирование пассивных элементов 35
1.4. Выводы 67
Глава 2. Разработка и проектирование генераторов СВЧ 69
2.1. Введение 69
2.2. Типы твердотельных генераторов 70
2.3. Особенности создания генераторов СВЧ 70
2.4. Методика расчета генераторов на ПТШ во временной области 7Г
2.5. Проектирование автогенератора на ПТШ стабилизированного диэлектрическим резонатором 73
2.6. Генератор на ПТШ с низкими фазовыми шумами 90
2.7. Генераторы управляемые напряжением и 4-х полюсники с отрицательным дифференциальным входным сопротивлением 92
2.8. Выводы 103
Глава 3. Умножители и делители частоты на ПТШ 104
3.1. Введение 104
3.2. Выбор схемы аналогового делителя частоты 107
3.3. Конструктивно - технологические особенности ГМИС АДЧ 119
3.4. Экспериментальные результаты 122
3.5. Проектирование и разработка умножителей частоты 126
3.6. Экспериментальные результаты 130
3.7. Выводы 132
Глава 4. Балансные преобразователи частоты и смесители на ПТШ на основе МИС АБПЧ 133
4.1. Введение 133
4.2. Выбор и обоснование схемы преобразователя и смесителя 135
4.3. Конструктивно-технологические особенности ГМИС преобразователей частоты и смесителей 137
4.4. Экспериментальные результаты 138
4.5. Выводы 139
Заключение 140
Литература 143
- Модели полевых транзисторов с барьером Шотки
- Проектирование автогенератора на ПТШ стабилизированного диэлектрическим резонатором
- Генераторы управляемые напряжением и 4-х полюсники с отрицательным дифференциальным входным сопротивлением
- Конструктивно - технологические особенности ГМИС АДЧ
Введение к работе
Последние годы характеризуются доминирующим положением полупроводниковых приборов в технике СВЧ малой мощности. Стремление к миниатюризации аппаратуры, повышению ее надежности привело к созданию сначала гибридных интегральных схем (ГИС), а в дальнейшем гибридно - монолитных (ГМИС) и монолитных (МИС) схем СВЧ.
Технология изготовления ГМИС относительно МИС существенно проще, однако так же имеет групповой характер, что позволяет сократить затраты времени и средств на проектирование и изготовление изделий.
Наиболее общий подход к проектированию и разработке твердотельных устройств СВЧ описан в работах [1-5], где рассматриваются модели твердотельных устройств различных уровней сложности и точности.
Высшему уровню точности соответствует совместное решение наиболее общих уравнений, описывающих движение носителей заряда в полупроводнике, и уравнений Максвелла для электрического поля в полупроводнике и контурной системе. Такие общие модели, исключающие раздельный расчет активного элемента и пассивной электродинамической системы (ПЭДС), ввиду чрезвычайной сложности, пока практически не используются. К более низким уровням строгости относятся модели, в которых активный элемент (АЭ) описывается квазистатиче-ски, как четырехполюсник, включенный во внешнюю электрическую цепь. Именно такие модели лежат сейчас в основе практических расчетов большинства твердотельных устройств СВЧ. Они позволяют независимо описывать АЭ и ПЭДС и различным образом объединять их модели при расчете устройств СВЧ. При этом можно выделить два основных метода такого объединения: совместный расчет моделей АЭ и ПЭДС во временной области [1, 6, 7] и расчет выходных характеристик устройств по известным частотным характеристикам АЭ и ПЭДС [8-Ю].
Таким образом, проектирование ГМИС твердотельных устройств СВЧ представляет собой совместное решение различных по характеру задач, а именно: раз-
работку физических и математических моделей СВЧ активных элементов и элементов ПЭДС и способов их сочленения и схемотехническое проектирование ГМИС СВЧ - генераторов и преобразователей частоты в широком интервале рабочих частот.
При серийном выпуске рассматриваемых в работе устройств круг перечисленных задач расширяется за счет вопросов, связанных с минимизацией разброса характеристик устройств при использовании различных экземпляров АЭ и при воздействии дестабилизирующих факторов [5,11-14].
На этапе создания твердотельных устройств необходимо решать широкий круг конструкторско - технологических задач: оптимизация размещения АЭ и элементов ПЭДС на подложке, оптимизация топологии устройства с целью увеличения «плотности упаковки», упрощение технологического процесса и др.
Постановка задачи и цель работы. В диссертационной работе из всего многообразия твердотельных устройств рассматриваются СВЧ - генераторы и преобразователи частоты (смесители, преобразователи, делители, умножители). Такое их объединение связано с тем, что СВЧ - генераторы также можно рассматривать как преобразователи сигнала нулевой частоты (постоянного тока питания АЭ) в СВЧ - сигнал. Поэтому, несмотря на различие этих устройств, между ними есть много общего, что позволяет использовать единый подход к их созданию и исследованию.
Миниатюризация твердотельных устройств в направлении создания монолитных интегральных схем привела к необходимости использования в них по -возможности однотипных активных элементов. В настоящий момент такими элементами являются GaAs триоды - полевые транзисторы с барьером Шотки (ПТШ), работающие в более широком диапазоне частот, по сравнению с биполярными транзисторами, и более стабильно, по сравнению с СВЧ-диодами [15-16].
СВЧ - генераторы и преобразователи частоты можно отнести к классу устройств малой мощности (0,01...0,1 Вт), что упрощает их анализ и исследование. В то же время ПТШ во всех этих устройствах работают в существенно нели-
нейных режимах, поэтому для описания ПТШ требуются нелинейные модели транзисторов [1, 7,17].
Для широкого применения рассматриваемых твердотельных устройств они должны быть выполнены в виде ГМИС, которые помимо активных элементов содержат планарные и миниатюрные навесные пассивные элементы. В верхней части диапазона частот (1...18 ГГц) проявляется распределенный характер пассивных элементов, который необходимо учитывать при проектировании и создании ГМИС СВЧ [2, 5].
Использование ограниченного числа унифицированных активных и пассивных элементов позволяет на основе идентичных схем создавать устройства в различных поддиапазонах СВЧ [18-20].
Несмотря на значительное число исследований, посвященных вопросам проектирования и создания твердотельных устройств СВЧ [2 - 5], к началу работы над диссертацией оставался нерешенным широкий круг задач, относящихся, прежде всего, к проектированию, созданию и исследованию ГМИС СВЧ - генераторов и преобразователей частоты.
Основными активными элементами ГМИС СВЧ являются ПТШ, освоение которых в технике СВЧ началось в конце 70-х годов [16]. К моменту начала работы над диссертацией в СВЧ генераторах на ПТШ использовались транзисторы с однородным профилем легирования примеси, что не позволяло в полной мере раскрыть преимущества этих приборов перед биполярными транзисторами и СВЧ - диодами. Расчет параметров таких ПТШ и устройств на их основе требовал более точных моделей. Описанные в литературе модели носили частный характер и не позволяли исследовать многие структуры ПТШ и режимы их работы, позволяющие получить высокие выходные параметры СВЧ - устройств на их основе.
Пассивные электродинамические системы ГМИС СВЧ строятся на основе планарных распределенных элементов (отрезков линий, шлейфов и т.п.) и планар-ных сосредоточенных элементов (емкостей, индуктивностей и т.п.). К моменту начала работы над диссертацией имелись многочисленные публикации о методах
расчета этих элементов, размещенных на диэлектрической подложке [9,12-14,18]. Как правило, они основывались на строгих моделях, требующих значительного времени счета, либо относились к низкочастотному диапазону, когда размеры элементов малы по сравнению с длиной волны и, что особенно важно, практически не были исследованы пассивные элементы, размещенные на GaAs - подложке, применяемые в ГМИС.
К моменту начала работы над диссертацией конструктивно ГМИС выполнялись на диэлектрической подложке с включенными в них навесными корпусными или бескорпусными ПТШ. Такое их построение существенно усложняло получение высоких выходных параметров устройств СВЧ. В частности, в большинстве преобразователей частоты использовались балансные схемы включения транзисторов, имеющие лучшие выходные параметры по сравнению с однотактными схемами, но требующими высокой идентичности используемых ПТШ. Применение навесных ПТШ не позволяло реализовать все преимуществ балансных преобразователей частоты.
Создание СВЧ - генераторов и преобразователей частоты требовало больших усилий как конструкторского, так и технологического характера. К моменту начала работы над диссертацией такие устройства были выполнены лишь в единичных экземплярах. Отсутствовал единый подход к разработке унифицированных рядов СВЧ - генераторов и преобразователей частоты в широком диапазоне частот.
Все это сдерживало дальнейшее продвижение по пути «монолитизации» СВЧ - генераторов и преобразователей частоты. Необходим был кардинальный сдвиг в подходах к созданию СВЧ компонентов генераторного и преобразовательного типа.
Цель работы состояла в научно обоснованном объединении минимального набора активных и пассивных элементов на одной подложке, и изготовлении на их основе многофункциональных универсальных активных GaAs МИС с целью создания рядов СВЧ- генераторов и балансных устройств преобразования частоты
(смесителей, преобразователей, делителей, умножителей и т.п.), работающих в широком диапазоне частот (1... 18 ГГц).
Научная новизна. В работе получены следующие основные результаты, которые в большинстве своем являются новыми:
Предложены оригинальные структуры и выполнены исследования полевых транзисторов с барьером Шотки с неоднородным профилем легирования и полевых транзисторов на гетероструктурах и показано, что в таких приборах реализуется низкая чувствительность параметров нелинейных элементов эквивалентной схемы ПТШ к НЧ флуктуациям заряда в канале и на поверхности канала ПТШ, что способствует снижению модуляционных шумов генераторов [23-25].
Разработана методика восстановления параметров нелинейной модели ПТШ, позволяющая выполнять анализ и оптимизацию различных гибридно - монолитных устройств на ПТШ [26-27].
Предложена конструкция и выполнено теоретическое и экспериментальное исследование энергетических и диапазонных характеристик генераторов на ПТШ с неравномерным профилем легирования. Показано, что оптимизация профиля легирования примеси активного слоя позволяет на 6... 12 дБ снизить спектральную плотность мощности фазовых шумов генераторов [28-30].
Выполнено исследование генератора на ПТШ с перестройкой частоты с помощью другого ПТШ [35].
Разработан функционально-полный ряд гибридно-монолитных интегральных схем СВЧ (4-х полюсных генераторных модулей, преобразователей, смесителей, умножителей и делителей частоты) в диапазоне 1... 18 ГГц для синтезаторов частот и трактов преобразования частоты и приємно - передающих модулей аппаратуры РЭБ, РЛС [34-38].
Ценность работы состоит в том, что в ней в рамках единой научной задачи рассмотрена методология проектирования ГМИС СВЧ - генераторов и преобразователей частоты, когда полупроводниковые приборы описываются моделями с
существенно нелинейными параметрами, и созданы параметрические ряды ГМИС
СВЧ - генераторов, смесителей, преобразователей, умножителей и делителей частоты в различных частях СВЧ диапазона с применением ограниченного числа универсальных GaAs МИС.
Результаты диссертационной работы использовались в ФГУП «НЛП «Исток» при выполнении НИР «Отель», ОКР: «Овод», «Орден», «Репей», «Синтетика», «Созвездие - 4» и других. В 10 НИОКР автор являлся главным конструктором разработки. Все устройства разработанных в ОКР, освоены в серийном производстве в ФГУП «НЛП «Исток».
Апробация работы Основные результаты работы обсуждались на семинарах Московского отделения НТО им. А.С. Попова (Москва, 1978 -81, 1989, 1991, на 16-й Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» 11-15 сентября 2006 г., Севастополь, Украина.
Публикации. В основу диссертации положены работы, опубликованные в 11 статьях, 3 патентах РФ, одном авторском свидетельстве.
В результате выполнения работы получен ряд новых результатов, основные из которых сформулированы в виде следующих научных положений, выносимых на защиту:
Неоднородный профиль легирования активного слоя структуры GaAs ПТШ, включающий тонкий слой с повышенной концентрацией на границе с буферным слоем, существенно уменьшает зависимость емкостей затвор-исток, затвор-сток и крутизны ПТШ от первичных НЧ флуктуации зарядовых состояний на поверхности и в объеме канала и тем самым позволяет на 6...12 дБ снизить спектральную плотность мощности фазовых шумов генераторов, созданных на основе таких ПТШ (патент РФ № 2093925).
4-х полюсные ГМИС на основе ПТШ с неоднородным профилем легирования с нормированным отрицательным дифференциальным входным сопротивлением в 50-омном тракте в заданном диапазоне частот и 50-омным выходом, могут служить универсальными активными элементами малошумя-
щих генераторов СВЧ, при этом генерация происходит на резонансной частоте внешней колебательной системы, подключаемой к входу ГМИС. Применение таких ГМИС существенно упрощает и удешевляет разработку и производство малошумящих ГУН и генераторов, стабилизированных ДР (патент РФ №2012102).
3. МИС на структуре GaAs, состоящая из двух идентичных ПТШ, соединенных стоками и имеющих перекрестное соединение затворов и истоков через разделительные емкости, и третьего ПТШ, затвор которого через разделительную емкость соединен со стоками пары ПТШ, а сток через разделительную емкость и воздушный мост соединен с затвором одного из парных ПТШ, в зависимости от конфигурации внешней подключенной к МИС схемы, выполняет одну из функций: делителя частоты на 2, балансного умножителя частоты на 2, двойного балансного смесителя, преобразователя частоты, в диапазоне частот 1...18 ГГц. При этом длина затвора всех ПТШ должна быть не более 0,5 мкм.
Диссертация состоит из введения, четырех глав и заключения. Список цитируемой литературы содержит 80 наименований, в том числе в 15 - ти автор диссертации выступает в роли автора.
Модели полевых транзисторов с барьером Шотки
Широкому применению ПТШ в целом ряде устройств, например в автогенераторах, препятствует сравнительно высокая интенсивность низкочастотных (НЧ) флуктуации в ПТШ, обусловливающих, в частности, высокий уровень фликерного шума в цепи исток—сток, который на 20... 30 дБ превышает уровень НЧ - шума в биполярных транзисторах.
Из-за нелинейного характера электронных процессов в транзисторе НЧ - флуктуации, смешиваясь с полезным СВЧ - сигналом, преобразуются в СВЧ - диапазон, существенно увеличивая спектральную плотность мощности фазового шума в автогенераторах, усилителях, преобразователях частоты и других устройствах на ПТШ.
Существуют три основных способа улучшения шумовых характеристик СВЧ - устройств на ПТШ: оптимизация электронной схемы и конструкции этих устройств; снижение интенсивности первичных источников флуктуации в ПТШ; оптимизация структуры ПТШ.
В настоящем разделе рассматривается один из возможных вариантов реализации последнего способа — оптимизация рабочего слоя ПТШ, минимизирующая влияние первичных флуктуации на модуляционный шум автогенераторов на этих транзисторах [23-25].
Теоретические и экспериментальные исследования низкочастотных шумов [41-43] свидетельствуют о том, что основным фактором, вызывающим модуляции частоты или фазы в СВЧ - устройствах на ПТШ, являются флуктуации входной емкости транзистора Сиз. Объясняется это тем, что величина Сиз является основным реактивным параметром эквивалентной схемы ПТШ, так что ее изменение в наибольшей степени влияет на модуляцию частоты (фазы) построенных на ПТШ СВЧ - устройств, а также тем, что величина коэффициента преобразования НЧ - флуктуации в диапазон СВЧ К определяется преимущественно нелинейностью Сиз, т. е. зависимостью этой емкости от разности потенциалов исток—затвор ииз.
Согласно [41], в рабочем режиме спектральную плотность мощности флуктуации частоты генератора на ПТШ на расстоянии по частоте v от не сущей частоты fo можно с погрешностью менее 20% представить в виде: где Sc(v) — спектральная плотность флуктуации входной емкости ПТШ на низкой частоте v; K(fo, v) — коэффициент преобразования НЧ - колебаний в колебания СВЧ, который можно приближенно считать независимым от fo, v и пропорциональным производной входной емкости по напряжению на затворе [44]: в связи с чем спектр НЧ - флуктуации переносится в СВЧ - диапазон без искажений, образуя так называемый модуляционный шум. Из (1.1), (1.2) следует, что для уменьшения коэффициента преобразования Кс необходимо минимизировать зависимость входной емкости транзистора от разности потенциалов U3H.
Нетрудно убедиться, что и второй сомножитель в (1.1) - Sc(v) - также пропорционален отношению (dCH3/dU„3). В пренебрежении диффузионным размытием границы обедненного слоя формула для удельной входной емкости ПТШ имеет вид: где є - диэлектрическая проницаемость полупроводника; х - координата в направлении вдоль канала от электрода истока; хи, хс - границы обедненного слоя со стороны истока и стока; h(x) - толщина обедненного слоя под затвором в сечении х.
В приближении плавного, бесконечного по оси z канала [45], толщина h(x) будет связана с разностью потенциалов V[h(x)] между истоком и каналом функциональным соотношением: справедливом при произвольном распределении плотности заряда в обедненном слое р (х, у). Разность потенциалов V[h(x)] является суммой приложенной разности потенциалов U„3, встроенного потенциала рб и локального значения потенциала в сечении х проводящего капала VK(x) («текущего потенциала»):
Из этих трех слагаемых только текущий потенциал зависит от флуктуации в полупроводниковой структуре транзистора. Каков бы ни был механизм этих флуктуации (локальные флуктуации заряда в объеме рабочего слоя ПТШ или на его границах, флуктуации интенсивности примесного или фоноинного рассеяния электронов в проводящем канале, приводящие к флуктуациям их подвижности и т. д.) все они вызывают флуктуации текущего потенциала S VK(X, t) и, следовательно, флуктуации разности потенциалов 5V[h(x),t], хотя, разумеется, интенсивность и спектр этих флуктуации будет зависеть от природы первичных флуктуации, их интенсивности и локализации относительно сечения х.
Проектирование автогенератора на ПТШ стабилизированного диэлектрическим резонатором
В настоящей работе исследуются генераторы с более сложными пассивными цепями. 1. Исходя из требований технического задания на выходную мощность, КПД и частотный диапазон генератора выбирается тип полевого транзистора. Определяются параметры структуры (толщина активного слоя и профиль концентрации примеси в нем), а также размер электродов, в том числе длина и ширина затвора. 2. Измеряются или рассчитываются по точным моделям статистические вольтам-перные (ВАХ) и вольт - фарадные (ВФХ) характеристики транзистора [46]. 3. Для получения В АХ и ВФХ выбираются аппроксимирующие выражения, параметры которых вычисляются из критерия максимальной близости измеренной характеристики и ее аппроксимации [47]. 4. Выбирается предполагаемый режим работы ПТШ (напряжения питания ). Для этого режима в интервале рабочих частот измеряются малосигнальные S - параметры транзистора. 5. Рассчитываются элементы эквивалентной схемы транзистора в режиме малого сигнала: крутизна, выходная проводимость, емкости между электродами и сопротивления потерь и в режиме большого сигнала (нелинейная модель). Таким образом определяются все элементы полной эквивалентной схемы ПТШ. 6. По измеренным S - параметрам в частотной области предварительно синтезируется пассивная цепь генератора. 7. Вариацией параметров пассивной цепи на центральной частоте рабочего диапазона добиваются равенства нулю реактивной составляющей входного сопротивления цепи со стороны нагрузки и отрицательного значения его активной составляющей. 8. Разрабатывается ГИС генератора на основе планарных и сосредоточенных элементов. 9. Расчет мощностных и диапазонных характеристик проводится с помощью программ для ПЭВМ [48,55]. 10.
Изготавливается ГИС генератора и выполняется ее экспериментальное исследование. 11. В случае необходимости когда экспериментальные характеристики не удовлетворяют техническому заданию процесс проектирования повторяется в новом цикле. В работе используется структура ПТШ с однородным профилем легирования рабочего слоя. Результаты расчета ВАХ и ВФХ транзистора с толщиной рабочего слоя А = 0,17 мкм, концентрацией примеси N = 1017 см"3, длиной затвора L = 0,5 мкм и шириной затвора W = 300 мкм [9] демонстрируют существенную нелинейную зависимость элементов эквивалентной схемы транзистора от напряжения затвор - исток изи (рис.2.2,а). Для аппроксимации ВАХ (рис.2.2,а) в интервале напряжений сток - исток-UCM, меньших напряжений лавинного пробоя ив воспользуемся следующей формулой [10-11]: где 1со- величина тока насыщения при U3U=0; Up-напряжение отсечки; а,т,«-параметры аппроксимации. Значения /,,_„ и Up могут быть рассчитаны при помощи рис.2.2,а. Показатель нелинейности п определяется из формулы (2.1): где Е3 и Ес- напряжение питания на затворе и стоке ПТШ. Величина Ес выбирается на участке насыщения тока стока Ic. Для расчета параметров т и а необходимо решить уравнение где g0 - выходная проводимость транзистора; р = аЕс l{E3 -UP} При помощи выражений (2.2) - (2.4) можно определить значения парамет ров аппроксимирующей функции (2.1) для рассматриваемого типа ПТШ.
Для это го выберем значение напряжения в начале участка насыщения ВАХ (ЕС = 1,55) На пряжение питания на затворе (Е3 =-15) соответствует границе участка с резким уменьшением крутизны gmo и емкости Сзи. Для транзистора с однородным про филем легирования при Е3=-\,5В и ЕС=1,5В имеем Ico =0,07A, UP =-2В, Ic =0,02A, g0 =0,002См. Подставляя эти значения в формулы (2.2) и (2.3), получим п = 1,2 и (2,8a)m « 2,3. Одна из возможных комбинаций значе ний а и т, соответствующих последнему равенству, выглядят так: а = \, т = \. Зависимость входной емкости Сзи от изи вблизи выбранной рабочей точки может быть аппроксимирована функцией где / . «0,85-контактная разность потенциалов; Сзио =0,27пФ и «0,4-параметры аппроксимации. Проходная Сзс и выходная Сси емкости ПТШ имеют значительно меньшие величины, чем Сзи, и слабо зависят от напряжений изи и иси (рис.2.2,б). Поэтому в дальнейших расчетах принимается, что Сзи = 0,02пФ и Сси 0,03иФ. С помощью программы [55] была также вычислена величина активного сопротивления во входной цепи транзистора R3li, равная 10 Ом. В настоящем разделе исследуется генератор на ПТШ, принципиальная схема которого приведена на рис. 2.3,а [ЗО]. Контур в цепи истока с параметрами RK, LK и Ск обеспечивает положительную обратную связь в схеме. Диэлектрический резонатор (ДР) связан с микрополосковой линией, имеющей волновое сопротивление Z0, описывается эквивалентным сопротивлением где QR и fR- добротность и собственная частота резонатора; рсв- коэффициент связи резонатора с микрополосковой линией. Схема генератора содержит ДР, поэтому в основное внимание уделено расчету автоколебаний с частотой /0, совпадающей с собственной частотой резонатора fR, а также определению параметров схемы, реализующей условие равенства частот. Согласно (2.6), при /0 =fR резонатор вносит в схему активное сопротивление ZR=Z0fiCB. Однако из-за трансформирующего действия отрезка микро полос-ковой линии длиной X сопротивление цепи на клеммах затвор - исток ZT будет комплексным
Генераторы управляемые напряжением и 4-х полюсники с отрицательным дифференциальным входным сопротивлением
Генераторы, управляемые напряжением (ГУН), применяются в качестве гетеродинов при преобразовании частоты и в измерительной аппаратуре. В этих практических приложениях используются свойство ГУН изменять частоту колебаний при изменении величины напряжения, подаваемого на управляющий элемент. При этом важнейшим параметром ГУН является диапазон перестройки частоты, ширина которого зависит, как от типа активного (генераторного) элемента, так и от типа управляющего элемента. В последнее время в большинстве конструкций твердотельных ГУН в качестве активных элементов используются ПТШ. Такое предпочтение ПТШ перед СВЧ - диодами и биполярными транзисторами (БПТ) связано с тем, что ПТШ, уступая диодам и БПТ в величине выходной мощности, превосходят их по ширине полосы частот, в которой проявляются активные свойства транзистора. От ГУН как правило требуется небольшая мощность ( 100 МВт) и широкий диапазон перестройки частоты ( 50%).
В подавляющем большинстве конструкций ГУН в качестве управляющего элемента используется варактор - полупроводниковый диод, емкость которого зависит от приложенного к нему напряжения.
Вопросы проектирования и конструирования генераторов, управляемых напряжением, исследовались в ряде работ [56-59]. Для аппаратуры СВЧ требуется, чтобы такие генераторы перестраивались в широком диапазоне частот, а перепад выходной мощности по диапазону был минимальным. Эти, вообще говоря, взаимоисключающие значения параметров определяют специфику решения задачи проектирования перестраиваемых генераторов.
Полный расчет диапазонных и энергетических характеристик генераторов проводится с учетом зависимости сопротивления активного полупроводникового прибора от частоты f и амплитуды U СВЧ напряжения. Для анализа максимально достижимых полос перестройки частоты генератора можно использовать малосигнальный импеданс Z(f) или S - параметры. Измерить или рассчитать Z(f) и S(f) значительно проще, чем нелинейные зависимости Z(f,U) и Sj(f,U), поэтому большая часть известных работ посвящена исследованию только диапазонных характеристик генераторов.
Для стабилизированных генераторов требуются колебательные системы с высокой нагруженной добротностью. Очевидно, что такие цепи не могут быть реализованы по технологии МИС и ГМИС. Подробно исследовался вопрос наилучшей сочетаемости преимуществ технологии МИС с присущей ей универсальностью, широкой полосой рабочих частот и преимуществ технологии ГИС составной частью, которых могут быть диэлектрические резонаторы и другие высокодобротные резонансные системы. Автором выдвинута идея о необходимости конструктивного разделения активной части генератора и колебательной системы. Предложено изготавливать активную часть генератора в виде ГМИС 4-х полюс-ника с микрополосковыми 50-омными входом и выходом. Принципиальная электрическая схема генератора на ПТШ с перестройкой частоты с помощью варактора приведена на рис.2.12.
Параметры эквивалентной схемы ПТШ приведены в разделе 1.2.2. Как уже отмечалось, в ряде случаев для исследования генераторов средней мощности могут быть использованы малосигнальные характеристики полного сопротивления (импеданса) генераторной цепи со стороны нагрузки. Такие исследования, в частности, позволяют выявить область частот возможной генерации.
Для решения принципиальных вопросов, связанных с кривой перестройки частоты, можно не рассматривать всю схему генератора, а исследовать лишь цепь, определяющая частоту генератора [35]. Обозначим через L2, С2, R2 эквивалентные параметры схемы генератора, приведенной к клеммам управляющего ПТШ Ть а через Lb Сі, Ri - эквивалентные параметры этого ПТШ (рис.2.13).
Частота последовательного резонанса контура определяется из выражения: где L = Li + L2. Емкость ПТШ Cj зависит от приложенного к нему напряжения U. Для анализа диапазона перестройки генератора используем функцию: где Uk - контактная разность потенциалов; п - показатель нелинейности; Сю - величина емкости при U = 0. Обозначим через UOTC напряжение отсечки ПТШ, а через С н = Ci(UOTC) -минимальную величину емкости ПТШ. Тогда из (2.17) получим выражение для коэффициента перекрытия IQ: Проанализируем максимальное увеличение диапазона перестройки частоты, если известны параметры L2 и С2, значение частоты f0i в начале кривой перестройки (U = 0). Учитывая, что foi = fo(0), a fo2=fo(UOTC), из формулы (2.16) определим отношение крайних частот диапазона перестройки: Как видно из (2.19), при небольших величинах Кс требуемого диапазона перестройки можно достичь лишь при значениях отношений емкостей Сю/Сг, меньших определенной величины.
Конструктивно - технологические особенности ГМИС АДЧ
Разработка и изготовление АДЧ проводились на основе технологии гибридно - монолитных схем СВЧ [69]. Технология ГМИС имеет ряд важных преимуществ, особенно при создании принципиально новых приборов, перед чисто монолитной технологией: возможность проводить сравнительно быстрое макетирование промежуточных образцов; подстройка элементов схемы в процессе настройки прибора.
В то же время полученный при разработке ГМИС АДЧ конструкторский задел может с успехов применяться при разработке чисто монолитных приборов.
Схема АДЧ размещается на подложке из сапфира размером 5,5x4 мм, причем непосредственно топология прибора занимает площадь 3x4,5 мм. Вместе с платой, обеспечивающей переход с копланарных входа и выхода схемы на микрополосковые линии передачи, размеры прибора составляют 6x7,5x1,8 мм. При необходимости закрепить прибор в аппаратуре механическим способом, плата АДЧ припаивается к металлическому основанию (кристаллодержателю) размерами 13x7,5 мм. Вход и выход прибора - микрополосковые с волновым сопротивлением 50 Ом. Внешний вид АДЧ одной из литер приведен на рис. 3.7. В состав схемы входят 2 навесные компонента - кристалл АДЧМ и защитный диод (стабилитрон) для защиты схемы от бросков питающих напряжений и статического электричества. Навесные компоненты приклеиваются к плате клеем ЭЧС, развода осуществляется золотой проволокой диаметром 20 мкм. Внешний вид ГМИС АДЧ с керамической крышкой и на кристаллодержателе приведен на рис. 3.8.
На этапе проведения исследовательских экспериментальных работ были изготовлены образцы в трех участках сантиметрового диапазона. Центры полос пропускания находились в точках 3, 7 и 10 ГГц, в дальнейшем изложении это, соответственно, литеры 1,2, 3. На полученных образцах проведены измерения диапазонных, амплитудных и спектральных характеристик. Результаты измерений приведены на рис. 3.9-3.12. Из приведенных зависимостей можно сделать следующие выводы: 1. Существует ярко выраженная зависимость между уровнем входной мощности и диапазоном рабочих частот АДЧ. В частности, для АДЧ с центром полосы рабочих частот около 3 ГГц (литер 1) при величине входной мощности 0,5 мВт относительная ширина полоса рабочих частот составляет 22 %, при мощности болей 4 мВт - 60 %. 2. С точки зрения потребительских свойств АДЧ существенно наличие большого интервала разрешенных входных мощностей прибора. При этом наиболее характерные зависимости приведены для АДЧ на среднюю частоту 7 ГГц. Как следует из зависимостей на рис. 3.10, при изменении входной мощности на 6 дБ работоспособность АДЧ сохраняется, а выходная мощность изменяется менее чем на 3 дБ. 3. Высокочастотные литеры АДЧ уступают более низкочастотным по величине абсолютной и относительной полосы рабочих частот. Объясняются это, во-первых, падением коэффициента усиления усилительного каскада и, во-вторых, ухудшением условий согласования между смесителем и усилителем. Улучшение параметров АДЧ продвижение в более высокочастотную область возможно при условии применения транзисторов с длиной затвора менее 0,5 мкм. 4. Пороговая чувствительность АДЧ находится в интервале значений 5...10 мВт, которая обеспечивает их стыковку с типовыми твердотельными генераторами СВЧ. 5. Потери преобразования для приборов литеров 1 и 2 при небольшой входной мощности имеют положительную величину, т.е. выходная мощность превышает входную. При входной мощности 10 мВт в средней части диапазона потери преобразования находятся в интервале от 0 до 3 дБ. Таким образом, выходная мощность АДЧ такова, что, во-первых, позволяет осуществить каскадирование делителей и, во-вторых, использовать их как оконечные приборы генераторных устройств. Последнее означает, что АДЧ можно использовать для деления частоты генераторов стабилизированных ДР, работающих в коротковолновой части сантиметрового диапазона, и таким образом реализовать стабильные, малошумя-щие источники колебаний СВЧ в длинноволновой части диапазона с существенно уменьшенными (в 4... 8 раз) массогабаритными параметрами.
6. Типичные спектральные характеристики выходных колебаний АДЧ показаны на рис. 3.12. Подавление входной частоты относительно поделенной составляет около 8 дБ, что достаточно для нормальной работы последующих делителей при их каскадировании, но не достаточно для АДЧ, работающих в оконечном каскаде генератора. Доведение величин подавления до приемлемого уровня (20 дБ) потребует применения фильтра, который сравнительно просто реализуется.
На основе проведенных расчетных и экспериментальных работ разработан ряд промышленных литерных делителей частоты на 2. Основные параметры изделий приведены в таблице 3.1.
Несмотря на то, что выходная мощность делителей частоты меньше входной, изделия разных литер хорошо каскадируются. Это объясняется тем, что указанная выходная мощность гарантируется при работе на нагрузку с КСВ = 2 в произвольной фазе. При непосредственной стыковке делителей частоты разных литер, мощности предыдущего каскада достаточно для работы последующего. Сказанное гарантируется техническими условиями на изделия. Все приведенные параметры гарантируются в диапазоне частот минус 60... плюс 85 С.
