Содержание к диссертации
Введение
1. Анализ методов снижения потребляемой мощности конвейерных АЦП ... 9
1.1 Аналого-цифровые преобразователи конвейерного типа 9
1.1.1 Принципы работы конвейерных преобразователей 9
1.1.2 Традиционная конвейерная архитектура 15
1.2 Методы снижения потребляемой мощности АЦП 17
1.2.1 Оптимизация традиционной архитектуры 18
1.2.2 Схемотехнические методы 22
1.3 Теоретический предел энергопоребления конвейерных АЦП 31
1.4 Характеристики современных промышленных КМОП АЦП 34
1.5 Распределенное питание СНК 35
1.6 Выводы 37
2. Исследование структурных блоков АЦП 39
2.1 Устройства выборки-хранения 39
2.1.1 Простейшее устройство выборки-хранения 40
2.1.2 Методы повышения точности базовой схемы УВХ 42
2.1.3 УВХ с переворачивающимся конденсатором 43
2.1.4 УВХ с перераспределением заряда 47
2.1.5 Сравнение УВХ по динамическим и шумовым характеристикам 53
2.1.6 Теоретический предел потребляемой мощности УВХ 54
2.2 Многофункциональные умножающие ПАП 57
2.2.1 Передаточная функция МЦАП 57
2.2.2 Теоретический предел потребляемой мощности МЦАП 59
2.2.3 Компараторы в традиционной архитектуре АЦП 65
2.2.4 Архитектура АЦП с уменьшенным числом блоков компараторов 65
2.2.5 Выводы 68
3. Снижение потребляемой мощности АЦП с помощью цифровой автокалибровки 70
3.1 Общий алгоритм автокалибровки 70
3.2 Самотестирование МЦАП 71
3.3 Калибровочные коэффициенты 74
3.4 Калибровка коэффициента усиления АЦП 77
3.5 Точность калибровки 80
3.6 Эффект снижения потребляемой мощности АЦП 82
3.7 Выводы 86
4. Разработка конвейерных АЦП с пониженным потреблением тока 87
4.1 Разработка СФ-блоков АЦП средней скорости и разрядности 87
4.1.1 СФ-блок 7-битного АЦП с быстродействием 20 Мвыб/с 88
4.1.2 СФ-блок 9-битного АЦП с быстродействием 20 Мвыб/с и низким энергопотреблением 98
4.2 Разработка быстродействующего АЦП высокой точности 102
4.2.1 Определение требований к параметрам блоков АЦП 104
4.2.2 Первый прототип АЦП 107
4.2.3 Быстродействующий АЦП с пониженным потребляемым током и калибровкой 116
4.3 Выводы 128
5. Разработка линейного регулятора напряжения для управления питанием СНК 130
5.1 Разработка СФ-блока ЛРН традиционной архитектуры 131
5.1.1 Архитектура 131
5.1.2 Требования к компонентам системы 135
5.1.3 Схемотехнические особенности разработанного ЛРН 141
5.1.4 Характеристики разработанного ЛРН 149
5.2 Выводы 150
Заключение 154
Список литературы 158
Список сокращений 167
Приложения 168
- Теоретический предел энергопоребления конвейерных АЦП
- Сравнение УВХ по динамическим и шумовым характеристикам
- Эффект снижения потребляемой мощности АЦП
- Разработка быстродействующего АЦП высокой точности
Введение к работе
Актуальность темы
Одной из тенденций последних десятилетий является быстрое развитие цифровых электронных систем. Вместе с тем, всегда необходимы средства, обеспечивающих их связь с внешним миром. Это аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи (АЦП и ЦАП). Рост производительности цифровых процессоров требует соответствующего роста быстродействия аналого-цифровых интегральных микросхем (ИМС).
Наблюдается тенденция решать основную часть задач обработки сигналов цифровыми средствами, а аналоговые использовать лишь там, где применение цифровых технологий пока ограничено. Это, в частности находит отражение в развитии современных радиочастотных систем, где минимизируется число аналоговых блоков в тракте обработки сигнала. Например, в радиоприемниках последнего поколения, в которых настройка и системная реконфигурация при смене частот и коммуникационных стандартов обеспечивается программными средствами, грани-ца между аналоговой и цифровой частью смещена максимально близко к антенне. Такое решение позволяет увеличить функциональную гибкость устройств, сделав
их более универсальными, повысить точность, надежность, снизить потребляемую мощность и стоимость.
С другой стороны это ведет к ужесточению требований к АЦП, которые должны обеспечивать высокую частоту преобразования, иметь широкую полосу пропускания и большой динамический диапазон. Такое сочетание параметров должно достигаться при возможно меньшем энергопотреблении, чтобы эффективно использовать АЦП в мобильных устройствах с автономным питанием.
Среди АЦП с частотой выборки более 10 МГц и разрядностью более 6 бит самое широкое применение нашли преобразователи конвейерного типа, в которых тракт обработки сигнала состоит из последовательно включенных каскадов малой разрядности. Достигнутые показатели точности и быстродействия конвейерных АЦП способствовали их использованию в разных областях (видеотехника, медицина, широкополосная проводная и беспроводная связь, измерительное оборудование и др.). При этом часто основным ограничивающим фактором их применения является относительно высокий уровень потребляемой мощности. Например, современный 10-битный АЦП имеет удельное энергопотребление около 0,25 мВт на каждый мегагерц частоты преобразования [1]. Это значит, что использование таких преобразователей при частоте выборки более 40 МГц в составе многих мобильных устройств с автономным питанием станет эффективным лишь при снижении уровня энергопотребления. Еще острее эта проблема стоит для преобразователей с эффективной разрядностью 12 бит и более.
Таким образом, массовое применение конвейерных АЦП в разных областях и особенно расширение их использования в портативных устройствах выдвигают на первый план задачу снижения потребляемой мощности этих АЦП.
Современные микросхемы высокой и сверхвысокой степени интеграции (СБИС), содержащие в своем составе АЦП конвейерного типа, часто реализуются как «системы на кристалле» (СНК). При проектировании СНК повторно используются готовые, верифицированные сложнофункциональные блоки (СФ-блоки), что позволяет существенно сократить время разработки таких изделий [2].
Выбор технологии создания аналого-цифровых СНК направлен на оптимизацию их цифровой части. Поэтому практически всегда применяется субмикронная КМОП технология, а основной тенденцией является переход к процессам с мень-
шими проектными нормами и более низкими напряжениями питания. Уменьшение проектных норм ведет к повышению быстродействия как цифровых, так и аналоговых схем. Напротив, снижение напряжения питания, если не принимать специальных мер, приводит к увеличению потребляемой мощности аналоговых узлов [3]. Таким образом, возможности улучшения качественных показателей АЦП благодаря применению субмикронных технологий оказываются ограниченными ростом энергопотребления. Поэтому задача снижения потребляемой мощности АЦП в составе СНК также является востребованной и актуальной.
Настоящая диссертационная работа посвящена проектированию конвейерных АЦП с быстродействием более 10 Мвыб/с (миллионов выборок в секунду), отличающихся пониженным энергопотреблением и реализуемых по субмикронным КМОП технологиям на базе схем с переключаемыми конденсаторами (ПК).
Цель и задачи диссертации
Целью диссертации является снижение энергопотребления быстродействующих АЦП конвейерного типа на основе развития методов динамического конфигурирования и автокалибровки блоков.
Для достижения этой цели необходимо решить следующие задачи.
Исследовать основные блоки конвейерных АЦП с целью нахождения зависимости между их энергопотреблением и характеристиками АЦП в целом, оценить пределы снижения потребляемой мощности этих блоков без снижения быстродействия и разрядности преобразователя.
Разработать схемные решения, реализующие предложенный метод снижения энергозатрат блоков компараторов, основанный на динамическом конфигурировании их структуры.
Разработать алгоритм и схемные решения, обеспечивающие работу предложенной системы цифровой автокалибровки АЦП конвейерного типа, предназначенной как для снижения погрешностей преобразования, так и для снижения потребляемой мощности АЦП.
На базе КМОП технологии с проектными нормами 180 нм и предложенных методов разработать 12-битный АЦП с быстродействием 100 Мвыб/с, а также
СФ-блок 9-битного АЦП с быстродействием 20 Мвыб/с и потребляемой мощностью 9 мВт для многоканальной СНК.
5. Разработать линейный микромощный регулятор напряжения для обеспечения локального питания СФ-блоков АЦП в составе СНК с распределенным питанием.
На защиту выносятся следующие положения:
Аналитические соотношения, устанавливающие связь между параметрами конвейерных АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков.
Алгоритм цифровой автоматической коррекции погрешностей преобразования (автокалибровки), который позволяет также снизить потребляемую мощность АЦП благодаря минимизации емкостей конденсаторов в каскадах и, соответственно, токов, требуемых для их перезарядки.
Метод уменьшения числа блоков компараторов конвейерных АЦП, основанный на совместном использовании их в смежных каскадах конвейера, позволяющий достичь снижения потребляемой мощности и уменьшения площади, занимаемой схемой на кристалле.
Научная новизна диссертации:
Соотношения, устанавливающие связь между точностными и динамическими параметрами АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков: входного УВХ и МЦАП.
Метод повышения энергоэффективности конвейерных АЦП, основанный на совместном использовании компараторов в смежных каскадах одного или двух параллельных трактов.
Алгоритм цифровой автоматической коррекции погрешностей преобразования, позволяющий также существенно снизить потребляемую мощность каскадов. Для первого каскада теоретически достижим почти пятикратный выигрыш в энергопотреблении. Суть алгоритма заключается в том, что на начальном этапе автокалибровки измеряются и сохраняются в памяти ошибки, вносимые каждым из конденсаторов ПАП, входящих'в состав каскадов конвейера, которые затем вычитаются из выходного кода в основном режиме преобразования. Снижение потребляемой мощности достигается благодаря уменьшению емкостей конденсаторов в
каскадах и, соответственно, токов, требуемых для их перезарядки. Дополнительные погрешности, связанные с уменьшением номиналов емкостей, снижаются системой автокалибровки.
Практическая значимость диссертации Практическая значимость заключается в том, что:
Сокращение временных затрат при выборе архитектуры преобразователя с минимальным энергопотреблением благодаря предварительным оценкам основных параметров схем в начальной стадии проектирования, которые могут быть сделаны с помощью полученных соотношений, устанавливающих связь между параметрами АЦП и потребляемой мощностью базовых блоков.
С использованием предложенных методов разработан СФ-блок 9-битного АЦП конвейерного типа с максимальной частотой преобразования 20 МГц и потребляемой мощностью 9 мВт. СФ-блок спроектирован для реализации по КМОП технологии с проектными нормами 180 нм и предназначен для использования в составе многоканальной СНК.
На основе предложенных методов разработана интегральная микросхема 12-битного конвейерного АЦП с максимальной частотой преобразования 100 МГц, системой автокалибровки и потребляемой мощностью 733 мВт.
Разработан СФ-блок быстродействующего линейного регулятора с малым падением напряжения между входом и выходом для использования в СНК с распределенной системой электропитания, реализуемой по КМОП технологии с проектными нормами 180 нм. Минимальная величина тока, потребляемого регулятором, составляет 130 мкА. При максимальном токе нагрузки 150 мА собственное энергопоребление блока не превышает 0,5 мА. Применение разработанного регулятора для управления питанием блоков АЦП позволяет улучшить динамические характеристики и повысить эффективность системы управления электропитанием СНК.
Результаты диссертации внедрены в Институте точной механики и вычислительной техники им. С.А. Лебедева РАН при разработке ИМС быстродействующего АЦП высокой точности, а также при создании библиотеки функциональ-ных блоков для реализации по 180 нм КМОП технологии предприятия ОАО «НИИМЭ и Микрон».
Далее диссертационная работа организована следующим образом. В разделе 1 рассматриваются основные принципы работы АЦП конвейерного типа, представлены результаты сравнительного анализа основных методов снижения потребляемой мощности конвейерных АЦП, приводятся оценки нижних пределов потребляемой мощности, затрачиваемой при аналого-цифровом преобразовании, представлена сравнительная таблица характеристик современных промышленных КМОП АЦП и прототипов, разработанных в данной работе.
В разделе 2 рассматриваются основные блоки конвейерной архитектуры, выявляется зависимость рассеиваемой ими мощности и точности работы АЦП. Также показывается, что энергопоребление и занимаемая площадь компараторов в некоторых случаях может быть значительной и нуждается в снижении. Представлен метод эффективного использования компараторов.
В разделе 3 описывается предложенный алгоритм цифровой автокалибровки АЦП с двухканальной конвейерной архитектурой с времяперемежением. Проводится анализ основных погрешностей преобразования, а также расчет возможного выигрыша в энергопореблении, если целью калибровки становится снижение рассеиваемой мощности АЦП.
Теоретический предел энергопоребления конвейерных АЦП
В отличие от обычной конфигурации при переходе в фазу формирования остатка не происходит заряд конденсаторов. Накопленный в режиме выборки заряд лишь перераспределяется между двумя параллельно включенными конденсаторами в цепи ОС. Коэффициент петлевого усиления равен 1 вместо Уг в обычном варианте, следовательно, при одинаковом быстродействии усилитель потребляет меньший ток, чем в схеме с перераспределением заряда. При использовании схемы в первом каскаде АЦП дополнительное преимущество состоит в том, что один усилитель используется вместо двух ОУ - усилителя входного УВХ и усилителя МЦАП первого каскада.
Главный недостаток метода - наличие временного сдвига между моментами коммутации ключей выборки и защелкивания компараторов не позволяет применять его в высокоточных быстродействующих преобразователях.
Применение переключаемых компараторов вместо усилителей Представляет интерес оригинальный метод перераспределения заряда в схемах на ПК, позволяющий заменить ОУ на более простой компаратор с существенно меньшим энергопотреблением [39]. В традиционных схемах наличие ОС обеспечивает состояние «виртуального нуля» -примерное равенство напряжений на входах усилителя. Окончательный переход в это состояние означает конец фазы перераспределения заряда и достижение установившегося значения сигнала на выходе каскада. В схемах на компараторах происходит детектирование условия «виртуального нуля» - определяется момент достижения равенства напряжений на входах устройства сравнения, по наступлению которого осуществляется фиксация выборки. В фазе выборки каскады на базе ОУ и компараторов функционируют одинаково. Отличия наблюдаются в фазе формирования остатка. Эквивалентная схема каскада, в котором усилитель заменен компаратором, для этого режима представлена на рис. 1.17.
В течение короткой фазы предзаряда выход Vout заземляется, заставляя потенциал Vx опуститься ниже Vcm. Затем источник тока 1Х включается, заряжая конденсаторы Сь Сг и CL. При этом на выходе и в точке Vx формируется линейно нарастающее напряжение (рис. 1.17). Рост продолжается до тех пор, пока компаратор не определит равенство входных напряжений (Vx— Vcm) и не выключит источник тока. Это соответствует моменту окончания перераспределения заряда. Преимущества метода [39]: При одинаковом с ОУ энергопотреблении шумовая полоса компаратора в 3 -5 раз более узкая, а приведенная к входу спектральная плотность шума в 2 -4 раза меньше. Отсутствуют проблемы с устойчивостью, поскольку отсутствует ОС. Основные недостатки: Невозможность осуществлять компенсацию смещения компаратора в фазе выборки. Искажение формы линейно нарастающего напряжения вызывает нелинейность преобразования. Развитие и эффективное применение методов снижения энергопоребления позволили достичь значительного прогресса в области проектирования маломощных конвейерных АЦП за последние десять лет. В связи с этим актуальным становится вопрос о том, каково значение минимальной энергии, требуемой для осуществления аналого-цифрового преобразования в конвейерной архитектуре, и как соотносится с ним уровень энергопоребления современных АЦП.
В работе [40] делаются оценки предельного энергопоребления с учетом и без учета архитектурных особенностей преобразователя. Для нахождения теоретического предела энергопоребления конвейерных преобразователей за основу берется полученное автором [40] приближение потребляемой мощности интегратора на ПК, используемого в современных сигма-дельта АЦП. Минимальная мощность,затрачиваемая на преобразование сигнала амплитудой VSig частоты Ig с частотой дискретизации 2fS[g и динамическим диапазоном SNR, ограничена следующим выражением: где Y— константа, учитывающая экспоненциальный переходной процесс на выходе ОУ, щ — дополнительный шум, вносимый структурой на ПК, а — отношение размаха сигнала к напряжению питания, rs — коэффициент, учитывающий структуру каскада.
С помощью формул (1.8 — 9) можно рассчитать предельное значение энерго-поребления конвейерного АЦП, состоящего из цепочки 1,5-битных каскадов с оптимальным распределением номиналов конденсаторов по каскадам (см. 1.2.1). На рис. 1.17 представлено распределение современных конвейерных АЦП по потребляемой мощности и динамическому диапазону по данным конференции ISSCC за 1998 - 2001 и 2002 - 2005 годы [40]. На график нанесена также асимптота, соответствующая теоретическому пределу энергопоребления для таких преобразователей. Из диаграммы видно, что средняя потребляемая мощность снизилась при смене поколения, приближаясь к теоретической асимптоте. Заметим также, что не все экспериментальные точки диаграммы соответствуют АЦП, оптимизированным по энергопоребл ению.
Следует отметить, что теоретический расчет минимального энергопоребления не является точным, поскольку он не учитывает многие факторы, влияющие на рассеиваемую мощность реальных устройств. Многие микросхемы (или СФ-блоки) АЦП расходуют дополнительную энергию на цепи смещения, получение опорных напряжений и генерацию набора импульсов синхронизации, на обеспечение широкой полосы пропускания входного УВХ и т.д. Учитывая это, можно сказать, что потребляемая мощность современных преобразователей сегодня вплотную приближается к теоретическому пределу, несмотря на то, что в среднем можно улуч- шить этот параметр еще на порядок.
Основные пути дальнейшего решения проблемы энергопоребления заключаются в следующем [40, 41]. Первый путь - это модернизация архитектур, осно- ванных на динамическом перераспределении энергетического и компонентного ресурсов схемы. Однако маловероятно, что методы оптимизации структуры, даже с учетом дальнейшего развития технологии производства ИМС, помогут снизить энергозатраты конвейерных АЦП на порядок без изменения архитектуры.
Сравнение УВХ по динамическим и шумовым характеристикам
Быстродействие и шумовые характеристики УВХ ограничиваются соответствующими характеристиками ОУ. Однако структура УВХ определяет как емкостную нагрузку усилителя, а, следовательно, его быстродействие, так и величину дополнительного теплового шума, вносимого конденсаторами УВХ. В табл. 2.1 приведена оценка постоянной времени, которая характеризует скорость изменения сигнала на выходе УВХ, а также теплового шума, источником которого служат конденсаторы. Здесь CL - емкость нагрузки, Cs, CF - конденсаторы выборки/хранения, Ср - входная паразитная емкость ОУ, CEQ= Ср + Cs, gm - крутизна ОУ. Как уже было упомянуто, в схеме с общим конденсатором достигается более быстрое установление сигналов при переходе в фазу хранения, чем в схеме с перераспределением заряда, при одинаковых коэффициентах усиления больших единицы. Кроме того, тепловой шум, вносимый емкостными элементами, в схеме с общим конденсатором меньше.
Точность работы АЦП напрямую зависит от характеристик входного УВХ. Поэтому доля мощности, потребляемой УВХ, в общей рассеиваемой мощности АЦП значительная. Актуальным представляется установка зависимости между энергопореблением УВХ и точностью всего АЦП, а таюке нахождение предельных значений энергопоребления, при котором обеспечивается требуемая скорость и точность преобразования.
Для определенности рассмотрим УВХ с перераспределением заряда. Первый случай, когда установление напряжения на выходе УВХ определяется полосой пропускания ОУ, и справедливы выражения (2.30) и (2.27). Крутизна усилителя зависит от тока через входную транзисторную пару /D следующим образом: где в правой части равенства Со = C0XWL - емкость затвора, в первом приближении равная паразитной емкости между входом ОУ и «землей». В работе [4] показано, что скорость установления на выходе ОУ в составе каскада на ПК максимальна, если его входная емкость пропорциональна эффективной емкости нагрузки, т.е. где к - коэффициент, определяемый топологией схемы на ПК. Выразив из (2.36) ток ID и подставив выражения (2.27) и (2.37), получаем Результат (2.38) означает, что потребляемый ток каскада на ПК пропорционален номиналу используемых конденсаторов, т.к. согласно (2.30) полоса пропускания ОУ в первом приближении не зависит от размера конденсаторов. Теперь, учитывая выражение (1.7), найдем минимальное значение CLttot, при котором среднеквадратичное значение (СКЗ) шума АЦП разрядности N бит будет равно СКЗ шума квантования. Для этого положим, что СКЗ шума, вносимого УВХ равно СКЗ шума, вносимого остальными каскадами преобразователя, т.е. где LSB — величина МЗР. Отсюда получаем минимальное значение эффективной емкости нагрузки
Теперь можно найти связь между минимальной потребляемой мощностью УВХ и полосой пропускания ОУ. Если потребляемый ток усилителя равен току, протекающему через дифференциальную пару, т.е. 1т = 21в, то минимальная мощность определяется выражением:
Зависимость минимальной потребляемой мощности УВХ от параметров АЦП для случая экспоненциального установления выходного напряжения найдем, подставив в (2.42) формулу (2.30):
Полученное выражение (2.44) показывает, что потребляемая мощность УВХ пропорциональна квадрату частоты дискретизации и обратно пропорциональна первой степени напряжения питания. Это согласуется с тезисом о том, что при снижении напряжения питания энергопоребление увеличивается.
При снижении напряжения питания можно добиться сохранения величины размаха рабочей шкалы FS= aVDD (т.е. увеличения а). В таком случае переменные FS и VDD перестают зависеть друг от друга, и выражение (2.44) выглядит следующим образом:
Минимальную мощность УВХ для второго случая, когда переходной процесс в фазе хранения определяется скоростью нарастания, найдем, выразив /шах в выражении (2.33):
Подставив (2.40) в (2.46), находим минимальную рассеиваемую мощность для случая линейного установления выходного напряжения:
Сравнивая выражения (2.47) и (2.44), можно сказать, что на линейное установление выхода УВХ тратится меньше энергии, чем на экспоненциальное. Кроме того, в первом случае нет зависимости от напряжения питания, значит, при переходе на современные технологии, не потребуется лишних энергозатрат.
В реальном УВХ установление выходного сигнала происходит последовательно: сначала линейно, затем экспоненциально. Значит реальная зависимость энергопоребления от параметров АЦП - нечто среднее между выражениями (2.44) и (2.47). Кроме того, эти выражения получены для однокаскадного ОУ с однополюсной частотной характеристикой, что в реальности труднодостижимо. В формулах не учтены дополнительные схемы-потребители мощности, например цепи смещения. Номиналы конденсаторов, которые учитывались при получении этих выражений, минимальны и определялись только исходя из требований по шумам. В реальных схемах используются конденсаторы больших номиналов, чтобы ослабить влияние паразитных емкостей (емкости ключей, межсоединений и т.д.). Все это говорит о том, что реальная потребляемая мощность больше оценочных значений, выраженных (2.44) и (2.47).
Тем не менее, полученные выражения очень важны, т.к. позволяют понять характер зависимости энергопоребления УВХ от параметров АЦП и сделать предварительные оценки его потребляемой мощности.
Эффект снижения потребляемой мощности АЦП
Внедрение настоящего метода цифровой автокалибровки требует минимальных энергозатрат [73]. Дополнительные каскады, повышающие точность, используются только в процессе самотестирования и могут быть отключены в ходе нормальной работы АЦП. Никакие другие аналоговые блоки, потребляющие значительный ток, в данном методе не применяются. Усложнение цифровых схем, внедрение калибровочных автоматов вносит относительно малый вклад в общую рассеиваемую мощность.
Предложенный метод позволяет исправить искажения передаточной характеристики АЦП, вносимые вследствие технологического разброса конденсаторов. В соответствие с (2.60) величина этих искажений обратно пропорциональна квадратному корню из номинала конденсаторов, используемых в каскаде. Следовательно, внедрение метода позволяет снизить данный номинал без ухудшения линейности преобразователя.
Уменьшение размеров конденсаторов позволяет снизить не только площадь, занимаемую каскадом на кристалле, но и энергопоребление всего АЦП. В разделе 2 было установлено, что рассеиваемая мощность каскада в первом приближении пропорциональна номиналу используемых конденсаторов - см. (2.38). В результате более точного анализа, учитывающего разрядность каскада, были получены два предельных значения мощности: когда размер конденсаторов ограничен уровнем шума и технологическим разбросом. При этом обеспечение малой дифференциальной нелинейности требовало увеличения размеров конденсаторов, что приводило к росту энергопоребления (для каскадов разрядностью к Ъ — 4). Теперь минимальное значение номинала конденсаторов и в этом случае (для к 4 это всегда так) ограничивается тепловым шумом, а не нелинейными искажениями, т.о. потребляемая мощность не увеличивается.
Итак, благодаря внедрению метода автокалибровки теоретически потребляемая мощность каскада ограничивается выражениями (2.56, 59): В то время как в классической архитектуре - выражениями (2.63, 65):
Воспользовавшись данными выражениями, можно найти выигрыш по энергопо-реблению в первом каскаде для случая экспоненциального установления, т.е. во сколько раз энергопоребление без калибровки больше энергопоребления с калибровкой.
Для случая линейного установления сигнала на выходе первого каскада эффективность калибровки можно оценить, воспользовавшись выражениями (2.59) и (2.65). Таким образом, в первом приближении калибровка позволяет снижать энер-гопоребление в 1 - 5 раз. С ростом температуры эффективность метода уменьшается, а при увеличении шкалы преобразования - увеличивается. На рис. 3.8 показано отношение энергопоребления каскада без калибровки к энергопореблению с калибровкой в зависимости от разрядности каскада к при условии \/ = 10. Метод калибровки эффективен (отношение больше единицы) для к Ъ. При больших разрядностях метод не помогает снижать размеры конденсаторов, т.к. в этом случае их размер определяют требования по шумам (см. рис. 2.17). Следовательно и эффективность его низкая.
В качестве примера определим эффективность метода для АЦП разрядностью N= 12 бит, при Т= 300 К, первый каскад которого имеет разрядность к- 2 и полную шкалу aFDD = 2 В.
Применение калибровки теоретически позволяет снизить энергопоребление каскада в пять раз (для случая линейного установления еще больше).
Таким образом, можно сделать вывод, что использование калибровки для снижения энергопоребления наиболее эффективно в преобразователях, каскады которых имеют минимальную эффективную разрядность.
Полученные зависимости являются теоретическими предельными значениями и не учитывают многие факторы, влияющие на энергопоребление реальных АЦП. В частности предполагается, что использование калибровки позволяет выбирать минимальный номинал конденсаторов исходя только из уравнения шума. Но в реальности, выбранные таким образом номиналы, сравнимы с паразитными емкостями, кроме того, они оказываются слишком чувствительными к влиянию технологического процесса. Не учитываются и другие факторы: топология ОУ, дополнительные схемы, потребляющие ток и т.д.
Формулы (3.28) и (3.30) были получены для первого каскада АЦП. Следует отметить, что для последующих каскадов эффективность метода снижается вследствие влияния коэффициентов усиления предыдущих каскадов. Поэтому полученное снижение энергопоребление в п раз в первом каскаде не означает, что энергопоребление АЦП будет снижено в п раз. Реальная цифра, учитывающая также дополнительных потребителей, будет значительно меньше.
Однако данные зависимости позволяют оценить, как калибровка влияет на энергопоребление каскада, насколько можно снизить потребляемую мощность в каскаде определенной разрядности. Такие оценки дают возможность сократить временные затраты при выборе архитектуры конвейерного АЦП с калибровкой, позволяющей минимизировать рассеиваемую мощность.
Разработка быстродействующего АЦП высокой точности
Одной из важнейших сфер применения высокоскоростных АЦП с широким динамическим диапазоном являются телекоммуникационные и радиотехнические системы, где все чаще используются методы прямого преобразования сигналов в тракте высокой или промежуточной частоты без предварительного сдвига в основную полосу частот. В таких приложениях важно, чтобы АЦП имел широкую полосу пропускания и широкий динамический диапазон для регистрации слабых сигналов на фоне сильных помех, поскольку основная селективность обеспечивается цифровыми средствами.
Несмотря на наличие большого числа семейств АЦП рассматриваемого класса, производимых рядом зарубежных компаний, очевидна актуальность создания быстродействующих АЦП высокой точности российского производства. В настоящее время потребность в таких микросхемах стала особенно острой в связи с тем, что они являются важной составной частью т.н. программно-определяемых (конфигурируемых) радиосистем, используемых в специальной технике и в перспективных устройствах связи массового применения.
В данном разделе представлены результаты инициативной работы по разработке такого АЦП, проведенной автором совместно с коллективом дизайн-центра Института точной механики и вычислительной техники (ИТМиВТ) им С.А. Лебедева РАН.
Цель - разработать быстродействующий АЦП разрядностью 12 бит и частотой дискретизации 100 МГц. Учитывая инициативный характер работы, финансирование которой осуществлялось разработчиком (ИТМиВТ), был выбран минимальный по стоимости технологический процесс, позволяющий обеспечить нужное быстродействие - технология цифровых КМОП БИС с проектными нормами 0,18 мкм.
Из-за отсутствия необходимых технологических ресурсов в РФ, где этот процесс сейчас находится в стадии промышленного освоения, в качестве производителя первой партии опытных образцов была выбрана фабрика компании X-FAB в Германии. Основные требования к разрабатываемой ИМС представлены в табл. 4.4.
Параметры конденсаторов определяют несколько составляющих общей погрешности АЦП. Точность преобразования ограничивает конечное время перезаряда конденсаторов, взаимное рассогласование величин емкостей, эффект «памяти» и вносимый шум. Шум конденсаторов является тепловым и обычно называется шумом типа кТІС в соответствии с выражением для дисперсии шумового напряжения. Вклад каждого конденсатора зависит от порядкового номера каскада. Общий тепловой шум конденсаторов, приведенный к входу:
Погрешность конвейерного АЦП, обусловленная конечностью коэффициентов передачи операционных усилителей, не должна превышать общей погрешности преобразователя разрядностью N бит, что позволяет получить качественную оценку ограничения на величину ее максимального значения:
Если конвейер состоит из а каскадов с эффективной разрядностью Ва и из Ъ каскадов с эффективной разрядностью В , то (4.5) эквивалентно:
Номинал конденсаторов и допустимый уровень собственных шумов усилителей определяются из условия, чтобы сумма дисперсий их шумовых компонент не превосходила дисперсии шума квантования идеального АЦП соответствующей разрядности:
Фликкер-шум ОУ в схемах на переключаемых конденсаторах обычно можно не учитывать из-за трансляции низкочастотных спектральных компонент в область частот коммутации. Динамические параметры ОУ Емкость нагрузки определяется с учетом масштабируемости номиналов конденсаторов вдоль конвейера: где CL - емкость конденсаторов следующего каскада, Спар - паразитная емкость следующего каскада, Спар 0у - входная паразитная емкость ОУ, Cs CF - емкости выборки и хранения соответственно. Минимальная скорость нарастания SR и время установления Ts усилителей определяется исходя из условия достижения максимального размаха AK0Ut max за время, равное трети длительности фазы хранения: гДе fso = fJM\ fs — частота дискретизации параллельного АЦП; М - число каналов АЦП. При отсутствии ограничения по скорости нарастания полоса пропускания ОУ определяет длительность времени установления. Произведение полосы пропускания на коэффициент усиления для установления с 7У-битной точностью должно удовлетворять соотношению [4]: Рассогласование конденсаторов вносит вклад в погрешность коэффициента усиления каскада. Предельно допустимая величина рассогласования определяется из условий:
