Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Анализ методов и устройств формирования когерентного опорного колебания 9
1.1. Синхронный прием 7
1.2. Особенности синхронного приема аналоговых ЧМ и однополосных сигналов 14
1.3. Допустимый асинхронизм при синхронном детектировании ОБП AM сигналов 16
1.4. Классификация методов и устройств формирования когерентного опорного колебания. 27
1.5. Особенности тактовой сетевой синхронизации (ТСС) цифровых систем. 37
1.6. Выводы и формулировка задач исследования 50
ГЛАВА 2. Совершенствование методов синхронной обработки аналоговой информации
2.1. Обобщенная трактовка аналитического сигнала 52
2.2. Разработка нового способа когерентного приема ЧМ и однополосных сигналов 55
2.3. Разработка нестандартного следящего гетеродина когерентного приема 58
2.4. Еще один разработанный метод синхронного приема ЧМ-сигналов 59
2.5. Метод сравнения помехоустойчивости приема аналоговых сигналов ЧМ и ОБП AM 65
2.6. Обобщение критерия помехоустойчивости аналогового сигнала 72
2.7. Анализ и модернизация модема ЧМ сигналов стандарта цифровой сотовой связи GSM 73
2.8. Оценка помехоустойчивости приема сигналов истиной ОБП ЧМ 78
2.9 Использование формирования ОБП ФМ для синхронно-фазовой компенсации зеркального канала приема
2.10. Выводы по главе 2 86
ГЛАВА 3. Совершенствование способов формирования когерентного опорного колебания детекторов сигналов с ОФМн 87
3.1. Уточнение помехоустойчивости приема сигналов ОФМн 87
3.2. Разработка способа формирования опорного колебания без скачков его фазы 180 .
3.3. Исследование принципиальной схемы параметрона - основы предложенного метода 96
3.4. Особенности канала синхронизации демодулятора сигнала с двукратной ОФМн 100
3.5. Разработка простейшего фазового модулятора для экспериментального исследования опорного канала когерентного детектора 113
3.6. Выводы по главе 3 117
ГЛАВА 4. Новые способы исключения скачков фазы на 180 опорного колебания фазового детектора сигналов с абсолютной ФМн НА 180
4.1. Способ приема-передачи сигналов с фазовой манипуляцией на угол 140<2ф<160 118
4.2. Способ формирования опорного сигнала путем деления фазы входного сигнала с ФМн на 180 124
4.3. Вопросы общей теории деления фазы сигнала и синхронизации генераторов 127
4.4. Сигнально-кодовые конструкции 144
4.5. Особенность синхронного приема сигнала с двойной модуляцией. 148
4.6. Единая методика оценки помехоустойчивости синхронного приема дискретных (ФМн) и аналоговых сигналов. 150
4.7. Сравнительная количественная оценка помехоустойчивости приема сигналов ФМн и АМн 152
4.8. Выводы по главе 4 156
ГЛАВА 5. Разработка способов борьбы с асинхронизмом (джиттером) синхросигналов в ТСС
5.1. Анализ фазового блуждания синхроимпульсов 157
5.2. Разработка компенсатора джиттера на базе аналоговой ФАПЧ 163
5.3. Использование цифровых ФАПЧ для борьбы с джиттером 165
5.4. Борьба с джиттером с помощью сигналов навигационных спутников 167
5.5. Выводы по главе 5. 171
Заключение 172
Литература 174
Приложения 180
- Допустимый асинхронизм при синхронном детектировании ОБП AM сигналов
- Еще один разработанный метод синхронного приема ЧМ-сигналов
- Разработка простейшего фазового модулятора для экспериментального исследования опорного канала когерентного детектора
- Способ формирования опорного сигнала путем деления фазы входного сигнала с ФМн на 180
Введение к работе
Одним из приоритетных направлений развития Федерального железнодорожного транспорта является создание единого информационного пространства как основы эффективного управления отраслью. С этой целью осуществляется интенсивная модернизация информационной среды отрасли.
Сегодня в качестве информационных коммуникаций используются цифровые системы передачи с нетрадиционными видами модуляции. Так в сотовых системах — минимальная частотная манипуляция с гауссовской фильтрацией (GMSK) или без нее (MSK), а в транкинговых системах -дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция со сдвигам фазы на я/4 радиан (л/4-DQPSK) и т.д. Причем, манипулируется гармоническая несущая.
Используются также и традиционные виды модуляции: относительная фазовая манипуляция (ОФМн) на 180 гармонической несущей, аналоговые виды модуляции - ЧМ, ФМ, ОБП AM.
ОФМн используется в системах железнодорожной спутниковой связи (станции VSAT системы Транстелесат) и навигации (системы КЛУБ-У), в наземных системах передачи дискретной информации.
Аналоговые виды модуляции используются в действующих системах железнодорожной радиосвязи. И те, и другие должны обеспечивать максимальную помехоустойчивость связи, способствующую повышению безопасности движения железнодорожного транспорта.
В цифровых волоконно-оптических системах связи используется тактовая сетевая синхронизация (ТСС). Однако, период синхроимпульсов непостоянен (джиттер), что уменьшает качество приема информации (речи).
В любом случае для когерентной демодуляции дискретных и аналоговых модулированных сигналов надо иметь гармоническое опорное колебание, точно совпадающее с колебанием несущей частоты входного модулированного сигнала как по частоте, так и по фазе, т.е. надо иметь
7 когерентное опорное колебание, при котором обеспечивается максимальная помехоустойчивость приема информации и качество речи. Реально сформированное такое опорное колебание не является полностью когерентным: есть расхождение или по частоте, или по фазе, или по тому и другому вместе, что снижает качество речи и помехоустойчивость приема.
Цель данной работы - анализ и разработка систем синхронизации полностью когерентных, т.е. с максимальной помехоустойчивостью приема сигналов и максимальным качеством речи.
Для достижения поставленной цели в диссертации решаются следующие задачи по повышению помехоустойчивости приема информации:
Изыскание способа формирования когерентного опорного колебания без высокочастотной модуляции для когерентного детектирования аналоговых сигналов с однополосной и частотной модуляцией;
Изыскание способа формирования когерентного опорного колебания без скачков фазы на 180 для когерентного детектирования сигналов с относительной ФМн на 180;
Изыскание способа формирования когерентного опорного колебания без скачков фазы на 180 для когерентного детектирования сигналов с абсолютной ФМн на 180;
Разработка единой методики оценки помехоустойчивости аналоговых и дискретных сигналов;
Разработка способов исключения асинхронизма (джиттер) в тактовой сетевой синхронизации.
Исходная основа диссертации являются:
- фундаментальных работах по теории информации К. Шеннона, теории потенциальной помехоустойчивости В.А. Котельникова, теории синхронного приема Е.Г. Момота, В.И. Сифорова, А.А. Писталькорса, Н.Т. Петровича, Д.В. Агеева, С Брени, Л.М. Финка, Э.Д. Витерби, В.В. Шахкильдяна, М.В. Капранова, А.Ф. Фомина и др.
- теоретических, прикладных исследованиях систем синхронизации А.В. Рыжкова, М.Н. Колтунова, А.А. Волкова, Г.В. Горелова, Л.А. Баранова, и др.
Диссертационная работа проводилась с целью развития теории моделирования речевого сообщения и разработки методов оценки помехоустойчивости, способов формирования опорного колебания, как для аналоговых, так и для цифровых систем передачи информации.
Методика исследований предполагает использование теории вероятностей, математического анализа, экспериментального и компьютерного моделирования.
Практическая ценность диссертационной работы состоит в разработке способов формирования опорного колебания без скачков фазы на 180, позволяющих использовать абсолютную фазовую манипуляцию на 180 вместо относительной (ОФМн), что уменьшает вероятность ошибки приема элементарной посылки в 2 раза (на ЗдБ) и упрощает аппаратуру. При этом, повышается также и помехоустойчивость приема сигналов с ОФМн методом сравнения полярностей, широко используемая на практике.
Разработанный способ формирования когерентного опорного колебания без высокочастотной модуляции из аналоговых сигналов с однополосной и частотной модуляцией, позволяет повысить помехоустойчивость приема сигналов в действующих аналоговых системах.
Материалы диссертации докладывались на одиннадцатой, тринадцатой межрегиональной конференциях НТК НТОРЭС им. А.С. Попова, один доклад сделан на международной НТК «Транссибирская магистраль на рубеже XX-XXI веков: Пути повышения эффективности использования перевозочного потенциала», и один доклад на 56-студенческой НТК МТУ СИ.
Допустимый асинхронизм при синхронном детектировании ОБП AM сигналов
Поскольку приняли 8 = со 0 - со н , то положительным значениям соответствует увеличение частоты всех составляющих низкочастотного спектра, отрицательным 8 — смещение всех составляющих в сторону более низких частот. В этом случае при достаточно большом асинхронизме, когда р & \ в спектре демодулированного сигнала появляется постоянная составляющая и происходит частичная инверсия спектра.
Ниже будет показано, что этот случай наиболее неблагоприятен с точки зрения разборчивости [4].
Линейное смещение всех составляющих спектра по частоте, вызванное асинхронизмом, приводит к потере натуральности и ухудшению разборчивости при радиотелефонной связи. В настоящее время нет каких-либо методов количественной оценки изменения натуральности воспроизводимой речи. Трудности, решения этой задачи связаны главным образом с наличием субъективных факторов, влияющих на оценку. Можно лишь очень приближённо оценить, к каким изменениям натуральности приводит асинхронизм частот.
Известно, что звуковые колебания, создаваемые голосовым аппаратом человека или музыкальным инструментом, имеют в своём составе, помимо основных частот, также и обертоны, т.е. гармоники частоты основного тона. Эти обертоны придают речи или музыкальному звуку определённую окраску, тембр.
Пусть, например, в данный момент основной тон издаваемого музыкальным инструментом звука имеет частоту 452 Гц. Причём, помимо частоты основного тона, достаточно чётко выражены его вторая и третья гармоники с частотами 904 и 1356 Гц соответственно. К тому же, в радиолинии асинхронизм частот v = —— = 50 Гц. При этом, в соответствии с изложенным выше, в результате демодуляции к воспроизводящему устройству будут подведены колебания с частотами 502, 954 и 1406 Гц, если 5 0, и 402, 854 и 1306 Гц, если 8 0. Как в том, так и в другом случае частоты основного тона изменятся и станут равными 502 или 402 Гц, а существующие вместе с ними колебания с частотами 954 и 1406 Гц или 854 и 1306 Гц, соответственно, уже не будут гармониками своего основного тона. Следовательно, непропорциональный частотный сдвиг составляющих спектра приводит к утрате основного музыкального качества издаваемого звука - наличия обертонов.
Аналогичная картина получается при передаче речи. Асинхронизм приводит к понижению или повышению тембра, и уже при относительно небольших V натуральность речи полностью исчезает.
Из выше сказанного следует можно провести оценку влияния неточности восстановления несущей частоты на разборчивость принимаемых сигналов при радиотелефонной связи на основе некоторых экспериментальных данных.
На рис. 1.4 изображены зависимость артикуляции слогов (т.е. отношение числа правильно принятых слогов к числу переданных в процентах) от величины асинхронизма (кривая а) и соответствующая данной слоговой артикуляции кривая разборчивости слов (кривая б). Изображённые кривые получены при отсутствии помех в канале связи. Из анализа этих кривых следует, что при отсутствии помех неточное восстановление несущей частоты сравнительно мало влияет на разборчивость речи. Даже при асинхронизме v = ±300Гц разборчивость слов составляет не менее 90%, что соответствует первому классу качества по нормам. Отметим попутно, что при увеличении асинхронизма в области отрицательных значений v, артикуляция ухудшается значительно быстрее, чем при расстройках в сторону положительных v. При отрицательных расстройках, когда, I = —— , разборчивость начинает резко уменьшаться, что, по-видимому, объясняется частичной инверсией спектра, о которой упоминалось выше. Таким образом, при отсутствии помех в канале связи достаточно хорошая разборчивость может быть сохранена даже для асинхронизма ±250-300 Гц.
Однако в реальных условиях на приёмное устройство воздействуют помехи. Поэтому целесообразно оценить влияние асинхронизма частот на разборчивость при различных уровнях помех. Помехозащищённость однополосной радиолинии при неточном восстановлении несущей частоты будет хуже, чем в идеальном случае, поскольку искажения, вносимые в результате асинхронизма, являются дополнительной помехой. Следовательно, при заданной мощности помех ухудшение помехозащищённости за счёт асинхронизма может быть компенсировано лишь увеличением мощности сигнала.
С другой стороны, при заданном отношении сигнал/помеха улучшение помехозащищённости (в определённых пределах) может быть достигнуто путём более точного восстановления несущей частоты в приёмнике. На рис. 1.5 изображены экспериментальные кривые, характеризующие зависимость слоговой артикуляции от величины асинхронизма при помехах флуктуационного типа в канале связи.
Кривая а соответствует случаю, когда отношение сигнал/помеха в канале связи равно 4 (6 дБ), а кривая б—отношению, равному 1.
Сравнивая эти кривые с изображённой на рис. 1.4 аналогичной кривой при отсутствии помех, нетрудно заметить, что помехи в канале связи приводят к существенному уменьшению разборчивости при одних и тех же значениях асинхронизма.
При этом, чем больше уровень помех, тем точнее требуется восстановление несущей частоты для обеспечения заданного качества связи. Для обеспечения достаточно хорошей разборчивости (II класс) при отношениях сигнал/помеха около 6 дБ требуется восстанавливать колебание несущей частоты с точностью не ниже ±100 Гц.
Еще один разработанный метод синхронного приема ЧМ-сигналов
Следящий гетеродин в приемнике представляет собой частотный модулятор. В качестве управляющего реактивного элемента, в нем целесообразно взять постоянную емкость С, подключенную к колебательному контуру через два встречно-параллельных диода VD, работающих в ключевом режиме. В этом случае обеспечивается наибольший линейный участок модуляционной характеристики, а значит и наибольшая девиация частоты Д/д. Она равна 5,8 % от несущей, в случае однотактного частотно-модулированного автогенератора (ЧМГ), принципиальная схема которого представлена в приложении 1 (рис. Ш).
Модулятор выполнен на операционном усилителе, в положительную обратную связь которого включен колебательный LC-контур. К последнему подключена постоянная емкость С через два диода, соединенных встречно-параллельно между собой. В цепи одного из них имеется параллельная RC-цепочка, на которую подается модулирующее напряжение ем- Под воздействием этого напряжения меняется угол отсечки в диодов, т.е. меняется время подключения емкости С к колебательному контуру. При этом эквивалентная емкость управления СУ=С &\(6), где о.\{в) - коэффициент первой гармоники при разложении в ряд Фурье косинусоидальных импульсов, полученных при отсечке гармонического колебания несущей частоты.
Угол отсечки в= arcos(eM/U), где ем - амплитуда модулирующего напряжения, U - амплитуда колебания несущей частоты. От изменения Су происходит частотная модуляция колебания несущей частоты согласно выражению f = (p{eM) = г= которое является модуляционной характеристикой ЧМГ. Помимо емкостной к контуру подключается и активная составляющая диодной цепи что определяет паразитную амплитудную модуляцию. Нарис. 2.3 представлены экспериментально снятые: статическая модуляционная (частотная) характеристика (СМХ) данного модулятора F= (р(Есм); характеристика сопровождающей её паразитной AM U = ср(Есм), где Есм -постоянное напряжение смещения, подаваемое вместо ем на RC -цепочку. Из рисунка следует, что максимальный линейный участок СМХ AfMJl =60 кГц, чему соответствует максимальная девиация частоты Д м=0,5А/мЛ=30 кГц, составляющая 5,8 % от несущей 520 кГц. Это значит, что необходимая девиация частоты 50 Гц обеспечивается данным ЧМГ. Для нахождения нелинейных искажений надо Су разложить в степенной ряд в окрестности точки 0,5С у \2 я\и) 2n\U) В данном ЧМГ нелинейные искажения минимальны. 2.4. Еще один разработанный метод синхронного приема ЧМ-сигналов Его суть состоит в преобразовании ЧМ- в ФМ- сигнал с помощь колебательного контура и когерентное детектирование последнего по опорному ЧМ колебанию [24]. Сказанное поясняется структурной схемой на рис. 2.4, где обозначено: КК - колебательный контур; УОІ, У02 - усилители-ограничители (двухсторонний амплитудный ограничитель); ФД - фазовый детектор; ФВ - фазовращатель на 90. Работа схемы поясняется ФЧХ и АЧХ контура, показанные на рис. 2.5. Входному ЧМ сигналу uBX(t)=Ucos((jd0t+rn4sinQt) соответствует ФМ-ЧМ-АМ сигнал (см. рис. 2.6) uK(t)=Ucos(u)0t+m4sinQt+ mvsinQt) на выходе колебательного контура КК. Усилитель-ограничитель (У02) устраняет AM и остается только ФМ на ЧМ несущей, которая поступает на вход фазового детектора ФД. Фазовый детектор состоит из перемножителя сигналов и ФНЧ на его выходе. На выходе перемножителя имеем: иф(1)=ифМ(1)ичм(1)=ифмсо5(со0!+тч8іп01+тф5іпОІ)ичм5іп(ш0і+тчбіпаі)= =0,5ифмичм sin(rr sinQt)+ 0,5ифмичм sin (2w0t+2m4sinQt+iT sinQt). ФНЧ устраняет второе (высокочастотное) слагаемое. Т.к. mvsinOt=2 ]Г./2і_і (rr )sin(2k-1 )Qt, то ФНЧ устраняет гармоники этой суммы, кроме первой. Где V./2fc_, - бесселевы функции первого рода 2к-1 порядка (нечетные) от аргумента тф. На выходе фазового детектора имеет место сигнал, содержащийся только в фазе его входного сигнала u t fl(t)=J7(m)sinQt. Необходимость фазовращателя ФВ на 90, определяется детекторной характеристикой DBblx=f((p) фазового детектра ФД: uBbX=kg2Uo(cosO,5(p-sin0,5(p). Она является косинусоидальной (рис. 2.7). Поэтому в окрестности точки 90 (нуля на оси абсцисс) характеристика наиболее линейна. Что касается колебательной системы КК, то она может быть и одиночным контуром и на связанных контурах. Если девиация частоты Дг д велика, то надо брать, п связанных контуров, обеспечивающих большой линейный участок ФЧХ, согласно формуле Д = +—(п -1) радиан.
Разработка простейшего фазового модулятора для экспериментального исследования опорного канала когерентного детектора
Для экспериментального исследования опорного канала разработан простейший фазовый модулятор ФМн на 180. Новизна разработки подтверждена патентом на полезную модель [42].
Модулятор является апериодическим (без колебательных контуров), пассивным, т.е. без источников питания. Это упрощает устройство, делает возможным в процессе работы изменять частоты модулируемого и модулирующего сигналов в широких пределах, что практически очень важно.
На рис. 3.14 представлена структурная схема предлагаемого устройства. Фазовый манипулятор состоит из генератора колебания несущей частоты - Г, фазоинверторов - ФИ1, ФИ2, источника манипулирующего сигнала - И, электронных ключей - Кл1, Кл2, сопротивления нагрузки RH. Введенные элементы обведены пунктирной линией. Работа схемы поясняется временными диаграммами, u(t) представленными в приложении 2 (рис. П2.1).
С генератора (Г) колебание несущей частоты Ui(t) поступает непосредственно на информационные входы ключей Кл1, Кл2, которые нормально закрыты. На управляющие их входы подается манипулирующий сигнал u4(t) источника (И), непосредственно на ключ Кл2 и через инвертор ФИ1 на ключ Клі. В таком случае положительный импульс (единица) сигнала является отпирающим для ключа Кл2 и запирающим для ключа Клі. Отрицательный импульс (нуль) наоборот - запирающий для ключа Кл2 и отпирающий для ключа Клі. При положительном знаке манипулирующего сигнала с источника (И) замыкается контакт ключа Кл2, и на сопротивление нагрузки RH поступает колебание несущей частоты U5(t) определенной фазы. В это время контакт ключа Клі разомкнут, т.к. на его управляющем входе импульс запирающего знака. Если же знак манипулирующего сигнала отрицательный (нуль), то, наоборот, ключ Кл2 заперт, а ключ foil - открыт и в нагрузку RH поступает колебание несущей частоты ііз(і), через инвертор ФИ2, отчего его фаза меняется на 180. Это значит, что на выходе каждого ключа имеет место колебание несущей частоты 115(1) и u3(t) одинаковой фазы, манипулированное по амплитуде (АМН) положительным значением (единицей) сигнала для ключа Кл2 и отрицательным значением (нулем) сигнала для ключа Кл 1. АМН колебания ключа Кл1 меняет фазу несущей на 180 в фазоинверторе ФИ2 и поэтому в нагрузке RH пауза АМН колебания ключа Кл2 заполняется радиоимпульсами ключа Кл1, но противоположной фазы.
Так формируется в нагрузке RH фазоманипулированные (ФМн) на 180 колебания U7(t). На рис. 3.15 принципиальная схема предложенного фазового манипулятора представлена. Она выполнена на пассивных транзисторных ключах и трансформаторах, выполняющих функции фазовых инверторов.
На первый (VT1, VT2) и второй (VT3, VT4) ключ подается знакопеременный цифровой сигнал в противофазе. Когда первый ключ открыт, а другой заперт, то в нагрузку идет в.ч. колебание одной фазы. Когда же открыт второй ключ, а первый заперт, то в нагрузку идет в.ч. колебание противоположной фазы.
Особенностью разработки модулятора-демодулятора ФМн на 180, состоящего из последовательно включенных двух транзисторов, образующих электрический ключ, сопротивления нагрузки, а также генератора колебания несущей частоты и источника манипулирующего сигнала. Причем, первый транзистор ключа подключается своим коллектором к одному зажиму генератора, а эмиттером - ко второму его зажиму через эмиттер - коллектор второго транзистора и сопротивление нагрузки; между эмиттерами и базами транзисторов подключен источник манипулирующего сигнала, отличающийся тем, что в него введены два инвертора и второй идентичный электронный ключ, подключенный своим выходом к сопротивлению нагрузки через один фазоинвертор, а своим входом - к генератору колебаний несущей частоты непосредственно; его базы - эмиттеры подключены к источнику манипулирующего сигнала через второй фазоинвертор.
Способ формирования опорного сигнала путем деления фазы входного сигнала с ФМн на 180
Суть способа состоит в делении на приемной стороне входного ФМн сигнала в п раз [22]. В этом случае сигнал
Первое слагаемое — составляющая несущей частоты. При ФМн на 180 значение Дер = 90, и поэтому при отсутствии деления частоты (n = 1) первое слагаемое равно нулю, так как cos (90/n) = 0. При делении частоты на п(п 1) cos (90/п) 0, в спектре ФМн колебания присутствует составляющая несущей частоты с амплитудой UH = TJQ cos(A(p/n), показанная на рис. 4.6, а. При п—2 значение амплитуды /„=0,707 /0, которое с ростом п увеличивается, асимптотически приближаясь к U0. Эта составляющая несущей частоты когерентна ФМн сигналу и жестко с ним связана. Поэтому ее надо выделить и сформировать по ней опорное колебание, чтобы исключить обратную работу фазового детектора.
На рис. 4.6, б представлена структурная схема такого когерентного (фазового) детектора, состоящего из последовательно включенных блоков: делителя фазы в п раз ДФ, выделителя несущей ВН, умножителя фазы в п раз УФІ, фазового детектора ФД, второй вход которого соединен с выходом ДФ через УФ2 и линию задержки ЛЗ. На выходе ДФ имеет место сигнал (3.4), а на выходе ВН— его первое слагаемое, которые, после умножения по частоте в п раз в блоках УФ перемножаются между собой в блоке ФД. На выходе ФНЧ последнего имеет место переданный сигнал где к — коэффициент пропорциональности.
Операции деления и умножения частоты используются в детекторе Пистолькорса, в котором вначале производится умножение, а потом деление частоты. При умножении структура ФМн-сигнала разрушается полностью, отчего вносится неоднозначность и неустойчивость фазы опорного колебания к различным воздействиям.
Сущность предложенного метода данного на схеме (рис. 4.6, б) состоит в том, что первым блоком является делитель частоты в п раз, в котором структура ФМн-сигнала не разрушается, а в его спектре появляется составляющая несущей частоты, когерентная ФМн-сигналу и жестко с ним связанная. По ней формируется опорное колебание для фазового детектирования, полностью исключающее обратную работу детектора и тем самым увеличивающее помехоустойчивость приема сигналов на ЗдБ.
Вопросы общей теории деления фазы сигнала и синхронизации генераторов Явление синхронизации заключается в том, что генератор под действием синхронизирующей ЭДС изменяет частоту генерируемых колебаний так, что она становится точно равной либо точно кратной частоте синхронизирующей ЭДС [45].
Явление синхронизации частоты используется в ряде радиотехнических устройств. В некоторых случаях синхронизация является нежелательной и нарушает нормальную работу систем.
Возможны следующие режимы синхронизации: на основной частоте (захватывание частоты), на гармонике (умножение частоты), на субгармонике (деление частоты).
Явление захватывания частоты состоит в том, что генератор генерирует колебания не с собственной частотой со0о (так называемая собственная частота генератора, равная частоте генерируемых колебаний в отсутствие синхронизирующей ЭДС), а с частотой со0, точно равной частоте гас синхронизирующей ЭДС: CO0=G C Захватывание частоты возникает тогда, когда собственная частота генератора оо0 и частота сос синхронизирующей ЭДС близки: ( 0 (йс. В режиме деления частоты генератор генерирует колебания с частотой со0, точно в п раз меньшей частоты сос: со0 = лс1п, где п=2, 3,... Режим деления имеет место, если собственная частота колебаний генератора со00 близка к частоте п субгармоники синхронизирующей ЭДС: со0 =юс/п. В режиме умножения генератор генерирует колебания с частотой а»0 точно в т раз большей частоты сос: ю0=гасос, где т=2, 3,... Режим умножения частоты имеет место, если собственная частота колебаний ш00 близка к частоте т-й гармоники синхронизирующей ЭДС, т. е. (о0=т(дс. Синхронизация (захватывание, умножение, деление) наступает в узкой области частот, называемой полосой синхронизации (полосой захватывания, умножения, деления соответственно). Вне полосы синхронизации устанавливается режим биений, при котором на собственные колебания накладываются колебания, вызванные синхронизирующим напряжением. Генерируемые колебания при этом модулированы по амплитуде и частоте. Средняя частота близка к частоте собственных колебаний со00. На рис. 4.7 изображен характер зависимости частоты генерируемых колебаний ю0 от частоты внешнего напряжения сос. Обычно вхождение в синхронизм и выход из синхронизма происходят при разных значениях частоты синхронизирующего напряжения. Поэтому различают внутреннюю и внешнюю полосы синхронизации. Внутренней полосой синхронизации называют, диапазон частот, в котором синхронизация наступает при любых начальных условиях. Внешней полосой синхронизации называют диапазон частот, в пределах которого поддерживается режим синхронизации при условии, что первоначально генератор находился в режиме синхронизации. Ширина внешней полосы синхронизации всегда больше или равна ширине внутренней полосы. В дальнейшем под полосой синхронизации будем подразумевать внутреннюю полосу.
Похожие диссертации на Методы повышения помехоустойчивости систем синхронизации информационных коммуникаций
