Содержание к диссертации
Введение
1 Устройство формирования узкополосных радиосигналов: проблемы разработки и создания 10
1.1 Анализ способов формирования узкополосных сигналов 10
1.2 Универсальный генератор модулирующих сигналов
1.2.1 Структурная схема 15
1.2.2 Анализ методов повышения частоты дискретизации 18
1.2.3 Оценка погрешности интерполяции 22
1.3 Анализ проблемы искажений в устройствах формирования радиосигналов 23
1.3.1 Математическая модель квадратурного модулятора 24
1.3.2 Методы коррекции искажений в квадратурном модуляторе 27
2 Реализация и исследование системы повышения частоты дискретизации 32
2.1 Анализ системы повышения частоты дискретизации 32
2.1.1 Расчет корректирующего фильтра 34
2.1.2 Генератор последовательности моментов времени 36
2.1.3 Математическая модель системы повышения частоты дискретизации ... 37
2.2 Реализация системы повышения частоты дискретизации на программируемой логической интегральной схеме 41
2.2.1 Генератор частоты дискретизации 41
2.2.2 Генератор последовательности моментов времени 43
2.2.3 Реализация системы повышения частоты дискретизации
2.3 Анализ полученных результатов 47
2.4 Выводы 48
3 Универсальный генератор модулирующих сигналов 50
3.1 Реализация универсального генератора модулирующих сигналов 50
3.1.1 Расчет восстанавливающего фильтра
3.1.2 Формирование сигналов стандартных видов модуляций в масштабе реального времени 54
3.1.3 Экспериментальное тестирование универсального генератора модулирующих сигналов 58
3.2 Полифазное разложение системы повышения частоты дискретизации 63
3.2.1 Применение полифазного разложения к корректирующему фильтру 64
3.2.2 Применение полифазного разложения к интерполяционному фильтру... 65
3.2.3 Математическая модель системы повышения частоты дискретизации... 67
3.3 Выводы 69
4 Анализ и коррекция искажений в устройстве формирования узкополосных радиосигналов 71
4.1 Анализ схемы устройства формирования узкополосных сигналов 71
4.2 Коррекция уровня подавления нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала
4.2.1 Алгоритм коррекции уровня подавления нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала 73
4.2.2 Погрешность измерения величины рассогласования амплитуды 75
4.2.3 Погрешность измерения величины рассогласования фазы 77
4.2.4 Экспериментальная проверка алгоритма 79
4.3 Коррекция амплитудно-частотной характеристики 86
4.5 Выводы 89
Заключение 90
Список сокращений и условных обозначений 92
Список литературы
- Универсальный генератор модулирующих сигналов
- Математическая модель системы повышения частоты дискретизации
- Формирование сигналов стандартных видов модуляций в масштабе реального времени
- Коррекция уровня подавления нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала
Универсальный генератор модулирующих сигналов
Универсальный генератор модулирующих сигналов - устройство, предназначенное для формирования синфазной и квадратурной составляющих узкополосного сигнала. В целом, универсальный генератор модулирующих сигналов может быть как отдельным устройством [16-18], так и составной частью более сложной системы.
Универсальный генератор модулирующих сигналов (рисунок 1.6) выполняется на основе технологии прямого цифрового синтеза и состоит из формирователя цифровых сигналов (ФС), одного или более ЦАП, восстанавливающего фильтра (ВФ) и генератор высокостабильной частоты (Г). В некоторых случаях может включать в себя усилители, аттенюаторы и схемы коммутации сигналов.
Форма сигнала задается блоком формирования сигналов с учетом имеющихся физических ограничений: разрядность и частота дискретизации ЦАП, производительность средств цифровой обработки сигналов (ЦОС), точность установки частоты дискретизации в генераторе и т.д. Большинство серийно выпускаемых универсальных генераторов модулирующих сигналов для генератора векторных сигналов [19, 20] позволяют формировать предварительно рассчитанные сигналы из памяти, белый шум, сигналы стандартной и специальной форм, сигналы цифровых видов модуляций с заданной полосой и типом фильтра и т.д. При этом такие характеристики, как полоса формируемого сигнала, скорость следования символов, полоса среза цифрового фильтра напрямую определяются заданной частотой дискретизации. Рассмотрим принципы работы универсального генератора модулирующих сигналов с различными частотами дискретизации.
Наиболее простым и логичным способом изменения частоты дискретизации является изменение тактовой частоты ПАП. Описание подобной реализации в генераторе векторных сигналов можно найти в патенте [5]. Основная идея метода заключается в перестраиваемом синтезаторе частот генератора, который задаёт необходимую частоту дискретизации. Для реализации подобной схемы необходимо чтобы такое изменение допускал используемый ПАП. Для каждой частоты дискретизации определяется своя частота среза восстанавливающего фильтра, что накладывает требование на использование перестраиваемого восстанавливающего фильтра либо совокупности фильтров. Характеристики цифрового тракта напрямую зависят от частоты дискретизации, поэтому при использовании корректирующих частотную характеристику фильтров их параметры придётся каждый раз рассчитывать заново. Реализация перестраиваемых генератора и восстанавливающего фильтра приводит к существенному усложнению и удорожанию универсального генератора модулирующих сигналов. Применение интерполяционных ПАП [21] несколько снижает требования к восстанавливающему фильтру за счёт избыточности частоты дискретизации в два, четыре или более раз, но не решает задачу в целом.
В поисках решения проблемы уменьшения стоимости и сложности универсального генератора модулирующих сигналов инженеры пришли к схемам с цифровым управлением, основанным на прямом цифровом синтезе [21]. На рисунке 1.7 число N задаёт шаг приращения в накопителе с переполнением, состоящем из сумматора и регистра. Если накопитель состоит, к примеру, из десяти бит, то в память записываются все 1024 значения исходного сигнала с частотой дискретизации Fr. Задавая число N равным десяти, из памяти будет считываться только каждое десятое значение с пропуском всех промежуточных. Схема широко при 17 меняется в генераторах прямого цифрового синтеза. Не смотря на это, пропуск значений исходного сигнала не позволяет применять приведённую схему в универсальном генераторе модулирующих сигналов.
Другим решением может стать применение специальных алгоритмов ЦОС для повышения частоты дискретизации (интерполяции) сигнала. Реализация подобной системы приведена в патенте [22]. Основная идея заключается в использование фиксированной частоты генератора, фиксированных параметров восстанавливающего фильтра, а для формирования необходимой частоты дискретизации используются только методы ЦОС. На рисунке 1.8 приведена одна из возможных реализаций, где Д - делитель частоты; ИФ - интерполяционный фильтр в 7Vpa3.
Основная проблема заключает в используемом интерполирующем фильтре, который должен обеспечивать возможность повышения частоты дискретизации в рациональное число раз с высоким уровнем подавления сигнала в полосе запирания.
В приведённой реализации сигнал воспроизводится последовательно без пропуска точек. Характеристики системы определяются используемым способом реализации фильтра. В работе [23] приведено описание технологии «Tmoform», являющейся одной из возможных практической реализации структурной схемы, приведённой на рисунке 1.8, а также показано неоспоримое преимущество технологии «Tmoform» перед иными методами формирования сигналов с различной частотой дискретизации. Таким образом, формирование точных сигналов с заданной частотой дискретизации возможно путём применения специальных алгоритмов интерполяции сигнала и фиксированного высококачественного опорного генератора совместно с единственным восстанавливающим фильтром.
Один из самых распространенных методов интерполяции сигналов заключается в использование связки расширителя частоты дискретизации (экстрактора) с последующей фильтрацией [24]. На рисунке 1.9 представлена система интерполяции.
Затем фильтр нижних частот (ФНЧ) удаляет лишние копии сигнала. Полоса среза ФНЧ составляет n/L, а коэффициент передачи равен L.
Приведенная система используется для интерполяции в целое число раз и может быть легко реализована на базе цифровых сигнальных процессоров (ЦСП) или программируемых логических интегральных схем (ПЛИС) [25].
Комбинация интерполяции в целое число раз с последующим понижением частоты дискретизации (децимацией) в целое число раз позволяет выполнить интерполяцию с рациональным множителем [24, 26]. На первом этапе выполняется интерполяция в L раз (рисунок 1.10), затем сигнал прореживается с шагом М. В ходе выполнения последовательности действий коэффициент изменения частоты дискретизации составит L/M раз. Полоса среза ФНЧ для операции интерполяции равна к/L И, очевидно, будет различна для различных множителей интерполяции.
Математическая модель системы повышения частоты дискретизации
В разделе решается задача разработки универсального генератора сигналов с использованием системы повышения частоты дискретизации на основе алгоритма оптимальной интерполяции. Вся цифровая обработка, в том числе повышение частоты дискретизации, выполняется на ПЛИС, поэтому реализация системы повышения частоты дискретизации на ней становится первоочередной задачей. Другой основной вопрос, решаемый при разработке универсального генератора модулирующих сигналов, заключается в исследование влияние системы повышения частоты на параметры сигналов цифровых систем связи. Основные результаты раздела опубликованы в работах [70-73].
На основе системы повышения частоты дискретизации разработан универсальный генератор модулирующих сигналов в соответствии со структурной схемой, приведенной на рисунке 3.1.
На рисунке 3.1 обозначено: ЦСП - цифровой сигнальный процессор; ПЛИС -программируемая логическая интегральная схема; ПФС - память форм сигналов; ВФ1, ВФ2 - восстанавливающие фильтры; ОУ1-ОУ6 - операционные усилители; КО, Kl - ключи; У - усилитель; Д - делитель сигнала на два; ДЧ - делитель частоты.
Схема рассчитана на использование внешнего стабильного генератора частоты 1 ГГц для тактирования ЦАП и ПЛИС после деления частоты на четыре. Для подключения внешнего генератора предусмотрен разъем XS\. Двухканаль-ный ПАП AD9122 фирмы Analog Devices [74] используется для формирования синфазной и квадратурной составляющих узкополосного сигнала. Его характеристики: разрядность данных 16 бит, частота дискретизации до 1230 миллионов выборок/с, динамический диапазон, свободный от гармоник, более 80дБ, низкий уровень фазовых шумов (около -162 дБн/Гц), встроенная возможность интерполяции в два, четыре или восемь раз.
Схема повышения частоты дискретизации в цифровом тракте ПЛИС выполнена в соответствии с рисунком 3.2.
Для каждого из каналов ПАП корректирующий и интерполирующий фильтры свои, все остальные блоки общие. В приведённой структурной схеме в ПАП используется интерполяция сигнала в четыре раза.
На выходе ПАП используется восстанавливающий фильтр для подавления зеркального сигнала во второй и третьей зонах Найквиста и операционный усилитель ОУ1, преобразующий симметричный сигнал ЦАП в несимметричный. В аналоговом тракте используется ключ КО, который позволяет переключать источник сигнала: использовать сигнал с ПАП или внешний сигнал со входа XS2, усиленный на ОУЗ. Такая схема разработана специально для универсального генератора модулирующих сигналов в составе генератора векторных сигналов. Внешний
вход используется для источника более широкополосных сигналов, что позволяет сформировать реализованное устройство. Операционный усилитель ОУ5 полностью дифференциальный и преобразует несимметричный сигнал в симметричный, который используется в КМ. Дополнительно в ОУ5 реализуется смещение сигнала по постоянному току с использованием вспомогательного ЦАП, что даёт возможность подстраивать напряжения смещения к различным КМ. Аналоговый тракт второго канала полностью повторяет тракт первого.
Основное назначение универсального генератора модулирующих сигналов - воспроизведение сигналов с заданной частотой дискретизации из памяти. Для этого используется память, хранящая сегменты формы сигнала. В ПЛИС реализована управляющая система, позволяющая записывать и выбирать нужные сегменты формы сигнала в нужные моменты времени. Разделение на сегменты позволяет увеличить время воспроизведения оригинального сигнала и уменьшить время записи формы сигнала с персонального компьютера в устройство. Для работы с памятью используется дополнительная асинхронная память в ПЛИС, позволяющая передавать данные между отдельными блоками, работающими с разной частотой дискретизации. Например, блок обработки памяти работает на частоте 200 МГц, а частота дискретизации остальной системы равна 250 МГц.
Универсальным генератором модулирующих сигналов управляет цифровой сигнальный процессор, который, в свою очередь, принимает команды с персонального компьютера. Взаимодействие с персональным компьютером осуществляется посредству SCPI команд и протоколу Ethernet. Завершающая часть универсального генератор модулирующих команд - программное обеспечение верхнего уровня.
Восстанавливающий фильтр предназначен для подавления сигнала во второй и более высоких зонах Найквиста. Частота дискретизации ПАП равняется 1 ГГц, а полоса сигнала равна 100 МГц. Тогда нижняя частота заграждения филь 53 тра равна 900 МГц. Важно отметить, что восстанавливающий фильтр должен гарантировать минимальную неравномерность КП и постоянное групповое время запаздывания (ГВЗ) в полосе пропускания. Решая поставленную задачу, был рассчитан с использованием САПР Advanced Design System несимметричный фильтр, который затем был преобразован в симметричный (рисунок 3.3).
Формирование сигналов стандартных видов модуляций в масштабе реального времени
Ранее было показано, что интерполяционный фильтр включает в себя шесть независимых КИХ-фильтров, шесть устройств выборки хранения и цепочку вычисления значения полинома в заданные моменты времени (формула (1.5)). К каждому КИХ-фильтру применим полифазное разложение с учётом того, что на вход интерполяционного фильтра подаются подпоследовательности уо[п] и у\[п]. Тогда полифазная реализация фильтра будет содержать четыре КИХ-фильтра (рисунок 3.15), импульсные характеристики которых рассчитываются в соответствии с формулами (3.2) и (3.3).
Применение полифазного разложения к устройству выборки хранения стоит рассматривать в контексте решаемой задачи. В математической модели лучше ис ?о[п] zj[n] пользовать прямое изменение частоты дискретизации с предварительным восстановление исходной последовательности z[n] и последующим разложением с новой частотой дискретизации (рисунок 3.16). В аппаратной реализации, к примеру, на программируемой логике, довольно легко реализовать устройство выборки хранения без восстановления сигнала путём прямого изменения частоты дискретизации.
Реализация устройства выборки хранения при применении полифазного разложения к входной и выходной последовательностям
Полифазная реализация цепочки вычисления значения полинома (формула (1.5)) в заданные моменты времени записывается как где t0[m] и t][m\ - подпоследовательности моментов времени, формируемые генератором последовательности моментов времени; z0 k[m] и Zik[m] - подпоследовательности сигнала на выходе -го фильтра (рисунок 3.15).
На основе полифазного разложения отдельных блоков выполним полифазное разложение всей системы повышения частоты дискретизации. На рисунке 3.17 обозначено: ФС - формирователь сигнала; ПФ1 и ПФ2 - полифазная реализация корректирующего фильтра в соответствии с рисунком 3.13; ПЦФ1-ПЦФ6 -полифазная реализация КИХ-фильтров в составе интерполяционного фильтра в соответствии с рисунком 3.15; ПР - блок полифазного разложения последова 68 тельности моментов времени в соответствии с формулой (3.1); ВС - блок восстановления последовательности сигнала; БА - блок анализа сигнала. Для анализа АЧХ системы используется такой же метод, как и ранее: блок формирования сигналов создает ЛЧМ сигнал, а в блоке анализа находится быстрое преобразование Фурье.
Математическая модель системы повышения частоты дискретизации с использованием полифазного разложения
Сравнение АЧХ системы повышения частоты дискретизации до (рисунок 2.7) и после применения полифазного разложения (рисунок 3.18) показало, что математическая модель системы работает корректно, а само полифазное разложение проведено правильно. Уровень подавления сигнала в полосе заграждения более 100 дБ, неравномерность КП в полосе пропускания менее ±0,003 дБ.
Частота дискретизации после блока восстановления сигнала (ВС) на рисунке 3.17 превысит допустимую частоту дискретизации 250 МГц в два раза при условии, что частота дискретизации исходного сигнала равна 250 МГц. Учитывая избыточность частоты дискретизации исходного сигнала после корректирующего фильтра можно его продецемировать (уменьшить частоту дискретизации сигнала) в 2 раза, исключив одну из подпоследовательностей (формула (3.9) и (3.10)) в полифазной реализации цепочки вычисления значения полинома по формуле (1.5). Поэтому, блоки восстановления последовательности и полифазного разложения последовательности моментов времени на рисунке 3.17 не нужны, что упрощается структурную схему системы.
Амплитудно-частотная характеристика реализации системы повышения частоты дискретизации с применением полифазного разложения и множителем интерполяции, равным восьми В полифазной реализации системы повышения частоты дискретизации по сравнению с обычной реализацией произошло увеличение вычислительных затрат для КИХ-фильтров в составе интерполяционного фильтра (рисунок 2.5) в два раза. Для остальных блоков количество используемых ресурсов не изменилось.
Установлено, что независимо от множителя интерполяции система повышения частоты дискретизации не вносит искажений в модулирующие сигналы цифровых видов модуляции. На основе предложенной системы повышения частоты дискретизации был разработан универсальный генератор модулирующих сигналов для генератора векторных сигналов, готовящегося к выпуску в ЗАО «НПФ «Микран». Разработанный генератор обеспечивает возможность формирования сигналов с частотой дискретизации от 1 кГц до 125 МГц с шагом её установки 0,1 Гц, недостижимым при использовании классических методов интерполяции сигналов при том же количестве используемых ресурсов.
Разработанный генератор модулирующих сигналов послужил основой измерительного комплекса для анализа искажений, возникающих при прохождении полосовых сигналов через нелинейные устройства, защищенного патентом РФ на изобретение. Полученные технические характеристики и использование разработанного устройства в перспективном приборе и измерительном комплексе подтверждают правильность полученных результатов и их практическую ценность.
Показано, что реализованная система повышения частоты дискретизации допускает применение к ней полифазного разложения, позволяющего увеличить частоту дискретизации формируемого сигнала. В работе продемонстрировано полифазное разложение на два, что позволило увеличить частоту дискретизации в два раза, при этом ухудшение характеристик не наблюдается. Следовательно, разработанная система повышения частоты дискретизации с использованием полифазного разложения может послужить основой для таких устройств, как генераторы произвольных форм с частотой дискретизации в несколько ГГц, что определяет одно из направлений дальнейших исследований.
Коррекция уровня подавления нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала
Анализ и тестирование реализованного фильтра Фарроу показали, что он не искажает параметров сигнала, и позволяет реализовать задержку с шагом менее 0,06 пс при частоте дискретизации сигнала в 250 МГц (рисунок 4.13). Между составляющими узкополосного сигнала разница в задержке составляет 0,6 отсчета, что при частоте дискретизации, равной 250 МГц, соответствует 2,4 не. Система разработана так, что оба сигнала подвергаются задержке, этим достигается регулировка в диапазоне ±2 не. При этом для управления фильтром Фарроу достаточно задать только один коэффициент, соответствующий величине задержки. Отме 85 тим, что задержка между каналами определяется только низкочастотным трактом, поэтому не зависит от выбранной частоты несущего сигнала.
Предположим, что коррекция рассогласования амплитуды проводится в диапазоне ±1 дБ с точностью 0,01 дБ, а фазы в ±5 град, с точностью 0,05 град. Для оптимизации скорости измерения используется алгоритм золотого сечения со скоростью сходимости 0,618. Тогда на первом и втором шаге нам понадобится 495 измерений в соответствии с формулой: = 0,618( -хтп)/Лх], (4.14) где х и х - максимальное и минимальное значение диапазона изменения ве-личины; Ах - требуемая точность измерения. В формуле (4.14) множитель двойка указывает на то, что необходимо измерить уровни полезной боковой составляющей и НБП. На оставшихся двух шагах можно обойтись пятьюдесятью измерениями. Предложенный метод требует двенадцати измерений, что показывает эффективность более чем в сорок пять раз по сравнению с классическим решением, при этом он обладает более высокой точностью. Всё это нашло отражение в третьем положении.
Для коррекции АЧХ используем комплексный КИХ-фильтр. Его оптимальная структура описана в работе [81] (рисунок 4.14). В соответствии с приведенным рисунком комплексный КИХ-фильтр состоит из трех отдельных цифровых фильтров. Нетрудно показать, что:
Сама дискретная ИХ находится как обратное преобразование Фурье от измеренной АЧХ. В свою очередь АЧХ складывается из АЧХ низкочастотного модулирующего тракта и АЧХ высокочастотного тракта. Очевидно, АЧХ низкочастотного модулирующего тракта не зависит от частоты несущего сигнала и измеряется один раз. Необходимость учитывать АЧХ низкочастотного тракта обусловлена как минимум наличием восстанавливающего фильтра. Ранее было показано, что он обладает неравномерность КП в полосе до 100 МГц порядка 0,2 дБ (рисунок 2.17). В аппаратной реализация неравномерность КП может увеличиваться в соответствии с существующим допуском на компоненты.
АЧХ высокочастотного тракта зависит от множества параметров: выбранного фильтра на выходе КМ, мощности выходного сигнала, температуры и т.д.. Предполагая, что АЧХ в полосе 120 МГц слабо зависит от мощности выходного сигнала, достаточно измерить АЧХ на средней мощности для каждого фильтра в отдельности (рисунок 4.15).
В используемом наборе фильтров переключения между фильтрами происходит на следующих частотах: 380 МГц, 570 МГц, 850 МГц, 1260 МГц, 1900 МГц, 2800 МГц, 4200 МГц и 6 ГГц. Поэтому наибольшая неравномерность КП наблюдается именно на этих частотах.
Используя измеренное значение АЧХ высокочастотного тракта можно рассчитать ИХ корректирующего фильтра для отдельно взятого диапазона. В реализации используется КИХ-фильтр девятнадцатого порядка, т.е. число коэффициентов равно двадцати, для этого АЧХ тракта должна быть измерена с шагом 12,5 МГц. Экспериментальные исследования показывают, что наибольшая неравномерность АЧХ проявляется на высоких частотах (рисунок 4.16). Импульсная (а) и амплитудно-частотная (б) характеристики корректирующего фильтра для частоты несущего сигнала, равной 5800 МГц 4.4 Выводы
1. Дано описание нового алгоритма коррекции уровня нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала, построенного на основе компенсации рассогласования амплитуды, фазы и постоянного смещения в квадратурном модуляторе.
2. Показано, что предложенный алгоритм, может быть эффективно использован для калибровки устройства формирования узкополосных радиосигналов, обладает высокой точностью и скоростью работы. Для одной частоты несущего и модулирующего сигнала требуется всего двенадцать измерений для определение коэффициентов коррекции величин рассогласования амплитуды и фазы. Еще двенадцать измерений требуется для определения постоянного смещения в синфазном и квадратурном каналах. После проведения калибровки уровень нежелательной боковой составляющей подавлен на величину более 65 дБн, а уровень просачивания несущего сигнала больше, чем на 60 дБн.
3. Эффективность предложенного алгоритма по сравнению с оптимальным классическим решением коррекции уровня нежелательной боковой составляющей по скорости работы составляет более сорока пяти раз. Заключение
1. Установлено, что при использовании алгоритма оптимальной интерполяции, требующего избыточности дискретизации исходного сигнала и обладающего высокой неравномерностью коэффициента передачи в полосе пропускания, можно применить корректирующий фильтр до выполнения самой интерполяции. Показано, что импульсная характеристика корректирующего фильтра не зависит от множителя интерполяции, что допускает объединение корректирующего фильтра и фильтра нижних частот в составе системы предварительной интерполяции сигнала в целое число раз.
2. Предложена реализация системы повышения частоты дискретизации с использованием алгоритма оптимальной интерполяции. При этом уровень подавления сигнала в полосе заграждения, обеспечиваемый алгоритмом оптимальной интерполяции для любого множителя при реализации на программируемой логической интегральной схеме, составляет более 75дБ. Показано, что увеличение множителя интерполяции приводит к увеличению уровня подавления сигнала в полосе заграждения на дальних отстройках. Продемонстрировано, что разработанная система повышения частоты дискретизации использует меньшее число вычислительных ресурсов по сравнению с классическими решениями выполнения интерполяции при той же величине подавления сигнала в полосе заграждения и неравномерности коэффициента передачи в полосе пропускания.
3. Описано применение систем изменения частоты дискретизации для разработки универсального генератора модулирующих сигналов, позволяющего формировать сигналы, в том числе цифровых систем связи, с частотой дискретизации от 1 кГц до 125 МГц с шагом 0,1 Гц, который недостижим при использовании классических методов интерполяции. Установлено, что система изменения частоты дискретизации не вносит искажений в модулирующие сигналы цифровых видов модуляции независимо от множителя интерполяции. Разработанный генератор модулирующих сигналов послужил основой измерительного комплекса для анализа искажений, возникающих при прохождении полосовых сигналов через нелинейные устройства, защищенного патентом РФ на изобретение.
4. Показано, что реализованная система изменения частоты дискретизации допускает применение к ней полифазного разложения, позволяющего увеличить частоту дискретизации формируемого сигнала в два раза. При этом ухудшение параметров сигнала не наблюдается.
5. Предложен и описан новый метод коррекции уровня нежелательной боковой составляющей и просачивания несущего сигнала посредством компенсации рассогласования амплитуды, фазы и постоянного смещения в квадратурном модуляторе. Показано, что приведённый алгоритм может быть эффективно использован для калибровки устройства формирования узкополосных радиосигналов; он обладает высокой точностью и скоростью работы. Требуется двенадцать измерений для определение коэффициентов коррекции величин рассогласования амплитуды и фазы. Ещё двенадцать измерений требуется для определения постоянного смещения в синфазном и квадратурном каналах. Установлено, что после проведения калибровки уровень нежелательной боковой составляющей подавлен на величину более 65 дБн, а уровень просачивания несущего сигнала подавлен на величину более 60 дБн. Эффективность предложенного метода по сравнению с классическим решением составляет более сорока пяти раз по скорости работы.
