Содержание к диссертации
Введение
1 Обзор существующих способов формирования и приёма м-ичных стохастических широкополосных сигналов для систем передачи информации на многих несущих 13
1.1 Современное состояние СПИШПС... 13
1.2 Существующие тенденции в области генерирования и передачи сигналов для СПИШПС 17
1.3 Модели каналов для СПИШПС 33
1.4 Постановка научной задачи 41
1.5 Выводы по главе 43
2 Разработка способов формирования и анализ свойств ортогональных м-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов 45
2.1 Разработка способа формирования ОУС СМПШПС 45
2.2 Разработка датчика исходных АПП 51
2.3 Примеры ансамблей ОУС и ООС СМПШПС 54
2.4 Анализ свойств ортогональных СМПШПС 2.4.1 Структура СМПШПС 57
2.4.2 Анализ корреляционных свойств СМПШПС 61
2.4.3 Анализ и методы ограничения пик-фактора СМПШПС 65
2.4.4 Анализ структурной скрытности СМПШПС 73
2.5 Расчёт ресурсов, требуемых для выполнения процедуры ортогонализации Грама-Шмидта 84
2.6 Разработка способа формирования ОУС СМПШПС с помощью ОАВ 87
2.7 Выводы по главе з
3 Разработка способов приёма ортогональных м-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов 94
3.1 Разработка способа приёма многомерных ортогональных СМПШПС на основе алгоритма с использованием аппарата НМФ в ДВ 94
3.2 Разработка способа приёма ортогональных СМПШПС на основе алгоритма с ОСДП с использованием аппарата НМФ в ДВ 106
3.3 Разработка способа оценивания импульсной характеристики KB канала с использованием ортогональных СМПШПС 116
3.4 Некогерентный демодулятор для ОУС СМПШПС для УКВ канала 126
3.5 Выводы по главе 129
4 Анализ помехоустойчивости приёма ортогональных м-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов 130
4.1 Анализ помехоустойчивости некогерентного приёма ОУС СМПШПС 130
4.2 Анализ помехоустойчивости квазикогерентного приёма ортогональных СМПШПС для канала с постоянными параметрами и АБГШ 134
4.3 Анализ работы и характеристик помехоустойчивости для устройства квазикогерентного приёма ортогональных СМПШПС для каналов с замираниями и АБГШ 136
4.4 Анализ характеристик помехоустойчивости для СПИ с ортогональными СМПШПС для канала с замираниями в условиях воздействия комплекса импульсных и флуктуационных помех 143
4.5 Анализ помехоустойчивости некогерентного приёма ОУС СМПШПС, сформированных с помощью ОАВ, для канала с постоянными параметрами и АБГШ 146
4.6 Выводы по главе 148
5 Разработка предложений по реализации радиосистем с м-ичными стохастическими многочастотными параллельно-последовательными широкополосными сигналами 150
5.1 Помехозащищённая СПИ с МД с ОУС СМГТТТТПС, сформированными с помощью ОАВ, на базе современной ВП 150
5.1.1 Описание и анализа работы системы 150
5.1.2 Оценка достижимых характеристик предложенного алгоритма некогерентного приема ортогональных СМГТТТТПС на базе ПЛИС Virtex II 166
5.2 Система НЗИ и ПСИ с ортогональными СМПШПС, сформированными с помощью процедуры Грама-Шмидта 169
5.2.1 Постановка задачи 169
5.2.2 Характеристики предложенной системы 172
5.3 Выводы по главе 179
Заключение 181
Список сокращений и условных обозначений 184
Литература
- Существующие тенденции в области генерирования и передачи сигналов для СПИШПС
- Примеры ансамблей ОУС и ООС СМПШПС
- Разработка способа приёма ортогональных СМПШПС на основе алгоритма с ОСДП с использованием аппарата НМФ в ДВ
- Анализ работы и характеристик помехоустойчивости для устройства квазикогерентного приёма ортогональных СМПШПС для каналов с замираниями и АБГШ
Введение к работе
Актуальность темы. В настоящее время возродился интерес специалистов к системам связи, использующим для передачи информации широкополосные сигналы. В то же время, уже в позапрошлом десятилетии наметилась тенденция к конвергенции технологии ортогонального частотного разделения с мультиплексированием (англ. OFDM - Orthogonal Frequency Division Multiplexing) и технологии кодового разделения с множественным доступом (англ. CDMA - Code Division Multiple Access). Всё это подтверждается большим числом современных отечественных и зарубежных источников по соответствующей тематике.
Несмотря на активное развитие архитектуры существующих систем связи, используемых в них методов кодирования, перемежения и синхронизации, зачастую информация передаётся с помощью сигналов, обладающих детерминированной структурой, таких, как функции Уолша. Это обуславливает лёгкость обнаружения структуры передаваемого сигнала, постановки имитационных помех и перехвата важной информации.
Таким образом, при сохранении существующих тенденций требуется искать новые способы формирования сигналов, которые бы обладали повышенной структурной скрытностью и обеспечивали бы системам связи различного назначения повышенную помехозащищённость, а также разрабатывать способы приёма таких сигналов.
Степень разработанности исследуемой темы. Проблемам формирования и приёма сложных, в том числе, стохастических сигналов посвящены работы Р. Р. Биккенина, Л. Е. Варакина, В. П. Ипатова, В. И. Коржика, Ю. Б. Окунева, Г. И. Тузова, М. Хаслера и многих других учёных.
Предложения по формированию сигналов, обладающих повышенной структурной скрытностью и устойчивостью к оптимизированным помехам, были сделаны такими исследователями, как С. Атвэл, Дж. Дайер, П. Карабинис, Б. Натараджан, М. Н. Чесноков.
Способы приёма сложных, в том числе, стохастических широкополосных сигналов на основе аппарата оптимальной нелинейной фильтрации марковских процессов разрабатывались в работах Н. К. Кульмана, А. И. Перова, И. В. Тихонова, В. Н. Харисова, В. А. Чердынцева и других.
Однако многие вопросы, связанные с формированием и обработкой такого рода сигналов остались недостаточно изученными. Речь идёт, в том числе, о разработке способов формирования и близких к оптимальным способов приёма ортогональных М-ичных стохастических широкополосных сигналов, обладающих повышенной структурной скрытностью и устойчивостью к оптимизированным помехам.
Объектом исследования являются М-ичные стохастические многочастотные параллельно-последовательные широкополосные сигналы (СМППШС).
Предмет исследования — способы формировании и приёма М-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов.
Целью работы является разработка способов формирования и приёма М-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов.
Для достижения поставленной цели в диссертационной работе предлагаются решения следующих частных задач:
-
Исследование существующих способов формирования и приёма СМППШС, определение основных тенденций в этой области.
-
Разработка способов формирования СМППШС.
-
Анализ свойств СМППШС.
-
Разработка способов приёма СМППШС.
5. Разработка практических рекомендаций по применению СМППШС.
Научная новизна присутствует в следующих результатах работы:
1. Разработано два способа формирования ансамблей ортогональных в усиленном смысле (в том числе, ортогональных в обычном смысле) М-ичных стохастических
многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов, обладающих большей структурной скрытностью и большей устойчивостью к оптимизированным помехам по сравнению с известными сигналами.
-
Исследованы свойства полученных сигналов: автокорреляционные функции, пик-фактор. Также произведено сравнение структурной скрытности СМППШС, сформированных с помощью процедуры ортогонализации Грама-Шмидта и сигналов с модуляцией МОК (М-ичное ортогональное кодирование) на основе современного метода обнаружения сигналов с использованием функции спектральной корреляции, демонстрирующее, что СМППШС обладают повышенной структурной скрытностью по сравнению с относительно широко используемыми сигналами с модуляцией МОК с функциями Уолша в качестве опорных кодовых последовательностей. С помощью методов имитационного моделирования получены кривые помехоустойчивости для системы передачи информации с ортогональными СМППШС для случаев канала с замираниями и без замираний.
-
На основе аппарата нелинейной марковской фильтрации в дискретном времени разработано два способа квазикогерентного приёма ортогональных СМППШС — синтезировано два многофункциональных алгоритма демодуляции и синхронизации СМППШС, учитывающих воздействие комплекса импульсных, сосредоточенных и флуктуационных помех.
-
Произведено сравнение эффективности применения сформированных ортогональных СМППШС и сигналов с модуляцией ФМ-2 для целей зондирования коротковолнового (KB) канала и передачи служебной информации, результаты которого показывают, что СМППШС обеспечивают показатели, сопоставимые с показателями, которые возможно получить при применении традиционных сигналов при большей степени структурной скрытности.
Теоретическая и практическая значимость работы.
-
Предложенный в работе способ формирования ансамблей ортогональных в усиленном смысле (в том числе, ортогональных в обычном смысле) СМППШС позволяет формировать сигналы, обладающие повышенной структурной скрытностью и помехозащищённостью, которые могут быть использованы в корпоративных системах связи, системах связи специального назначения, системах военной связи.
-
Система передачи информации на основе синтезированного в диссертации многофункционального алгоритма демодуляции и синхронизации ортогональных СМППШС, работоспособность которой подтверждена путём имитационного моделирования, может быть реализована на современных вычислительных платформах и использована для оценки состояния KB канала и передачи служебной информации по KB каналу.
-
Макет системы передачи информации с ортогональными в усиленном смысле СМППШС, сформированными с помощью обобщённого алгоритма Витерби, доказывает работоспособность соответствующей системы и её реализуемость на основе современной вычислительной платформы (программируемая логическая интегральная схема Virtex II, процессор TMS320C6416t). Предложенная система передачи информации может быть применена с необходимыми модификациями в помехозащищённых системах связи с множественным доступом, например, во внутрикорпоративных системах связи, системах сотовой связи, системах связи специального назначения и системах военной связи.
Методология и методы исследования. В ходе исследований применялись методы линейной алгебры, статистической теории связи, нелинейной марковской фильтрации, теории потенциальной помехоустойчивости, теории вероятности, теории спектрального корреляционного обнаружения сигналов, компьютерного имитационного моделирования, динамического программирования. При моделировании и разработке программ использовались языки программирования C++, Matlab, Verilog.
Основные результаты, выносимые на защиту.
1. Способ формирования ортогональных в усиленном смысле М-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов, позволяющий
получить ансамбли сигналов, обладающих большей структурной скрытностью и большей устойчивостью к оптимизированным помехам по сравнению с известными сигналами.
-
Результаты анализа характеристик помехоустойчивости, скрытности, корреляционных свойств и пик-фактора ортогональных М-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов.
-
Способы приёма ортогональных М-ичных стохастических многочастотных параллельно-последовательных широкополосных сигналов, разработанные на основе аппарата нелинейной марковской фильтрации в дискретном времени с учётом воздействия комплекса импульсных, сосредоточенных и флуктуационных помех, обеспечивающие возможность работы системы передачи информации в условиях замираний, многолучёвости и сложной помеховой обстановки.
-
Предложения по реализации радиосистем с ортогональными М-ичными стохастическими многочастотными параллельно-последовательными широкополосными сигналами.
Достоверность результатов подтверждается применением строгого математического аппарата, отсутствием противоречия результатов диссертационной работы и сделанных на их основании выводов известным научным данным, результатами моделирования в среде Simulink пакета программ Matlab, а также экспериментом, проведённым с использованием современной аппаратной платформы.
Внедрение результатов исследований. Результаты исследований внедрены в ООО Научно-производственное предприятие «Новые технологии телекоммуникаций» при разработке помехозащищённой радиосистемы передачи информации с множественным доступом, а также в ОАО «Концерн «ЦНИИ «Электроприбор» при разработке антенных согласующих устройств KB диапазона для передачи данных в перспективных комплексах связи военно-морского флота, что подтверждено справками о внедрении.
Апробация работы. Результаты диссертации докладывались, обсуждались и были одобрены на 61-й, 62-й, 63-й научно-технических конференциях профессорско-преподавательского состава, научных сотрудников и аспирантов СПбГУТ, на I Международной научно-технической и научно-методической конференции «Актуальные проблемы инфотелекоммуникаций в науке и образовании», на X Международной научно-технической конференции «Физика и технические приложения волновых процессов», а также на V Международном научном конгрессе «Нейробиотелеком-2012».
Публикации. На тему диссертации опубликовано 13 печатных работ, 3 из которых в журналах, включённых в перечень ВАК РФ.
Объём и структура работы. Работа состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы, включающего 118 наименований. Работа содержит 199 страниц машинописного текста, 62 рисунка, 18 таблиц.
Существующие тенденции в области генерирования и передачи сигналов для СПИШПС
Тёмно-синие линии (окаймлённые белыми), пересекающиеся крест накрест на рисунке 24(a) позволяют определить наличие характерных для сигнала с модуляцией МОК частот. На рисунке 24(6) подобные линии отсутствуют.
Интересно сравнить зависимости вероятности обнаружения сигнала с модуляцией МОК и СМПШПС от ОСШ для случая детектора, основанного на вычислении ФСК (далее он также будет обозначаться, как детектор циклостационарности (ДЦ) сигнала) и получить аналогичные зависимости для случая энергетического детектора (ЭД).
Алгоритм обработки, реализующий ДЦ, взят из работы [100] и имеет следующую последовательность операций: - вычисляется ФСК для аддитивного белого гауссовского шума с заданной средней мощностью (которой регулируется ОСШ) в заданной полосе частот (в данной работе она составляет 12 кГц); - по ФСК АБГШ находится порог, относительно которого будет выноситься решение о наличии или отсутствии сигнала в канале связи при заданной вероятности ложной тревоги Рпг; - вычисляется ФСК смеси сигнала (СМПШПС или сигнала с модуляцией МОК) и АБГШ (ограниченного по полосе частот) при заданном ОСШ, после чего находится максимум модуля соответствующей ФСК тах(тах( S xa (/))); - по результатам сравнения максимума модуля ФСК смеси сигнала и АБГШ с порогом выносится решение о наличии или отсутствии сигнала в канале связи.
На рисунке 25 приведено сравнение зависимостей вероятности обнаружения СМПШПС и сигнала с модуляцией МОК от ОСШ для случаев использования ЭД и ДЦ при заданной вероятности ложной тревоги Рлт = 0,1. Число реализаций отрезков сигналов и АБГШ (каждый отрезок соответствует по длительности интервалу 80 информационных посылок и составляет 2560 отсчётов) для вычисления ФСК равно 100.
Из рисунка 25 видно, что кривые вероятности обнаружения для сигнала с модуляцией МОК и СМПШПС для случая ЭД при одинаковой средней мощности практически совпадают. Также из рисунка 25 можно увидеть, что при использовании ДЦ вероятность обнаружения для СМПШПС ниже, чем для сигнала с модуляцией МОК при ОСШ от минус 20 до 0 дБ. На рисунке 26 приведена зависимость вероятности обнаружения от вероятности ложной тревоги для СМПШПС для различных детекторов (ЭД и ДЦ) при различных ОСШ. Пунктирные линии соответствуют случаю ЭД, а сплошные - случаю ДЦ.
На рисунке 27 приведена зависимость вероятности обнаружения от вероятности ложной тревоги для сигнала с модуляцией МОК для различных детекторов (ЭД и ДЦ) при различных ОСШ. Пунктирные линии соответствуют случаю ЭД, а сплошные - случаю ДЦ.
На рисунке 28 приведена зависимость вероятности обнаружения от вероятности ложной тревоги для сигнала с модуляцией МОК и СМПШПС для случая использования ДЦ при различных ОСШ. Пунктирные линии соответствуют сигналу с модуляцией МОК, а сплошные - СМПШПС. Рисунок 27 - Зависимость вероятности обнаружения сигнала с модуляцией МОК от вероятности ложной тревоги для ЭД и ДЦ при различных ОСШ
Следует отметить, что в некоторых работах [82] даже говорится о перспективности совместного использования ЭД и ДЦ. На основе полученных ФСК (см. рисунки 20-24) и рисунков 25-28 можно сделать следующие выводы: 1. Метод вскрытия структуры сигналов, основанный на вычислении ФСК, позволяет с высокой точностью находить характерные для сигналов частоты, такие, как, например, частоту несущей, частоту следования субэлементов, информационных символов. 2. По графикам зависимости модуля нормированной ФСК от/и а возможно визуально определить характерные для сигналов с модуляцией МОК частоты и затруднительно определить частоты, характерные для СМПШПС. 3. С точки зрения энергетической скрытности СМПШПС и сигнал с модуляцией МОК при одинаковой средней мощности практически не отличаются друг от друга. 4. С точки зрения структурной скрытности сигнал с модуляцией МОК проигрывает СМПШПС. Так при вероятности обнаружения, равной 0,9, энергетический выигрыш для случая СМПШПС составляет 4,64 дБ.
В ряде источников для количественной оценки числа арифметических операций вводится понятие флопа. Флоп - это одна операция с плавающей точкой (англ. floating point operation). Из работы [9] известно, что ресурсозатратность модифицированного алгоритма Грама-Шмидта (во флопах) вычисляется как 2тп2.
Примеры ансамблей ОУС и ООС СМПШПС
Разработка способа приёма многомерных ортогональных СМПШПС предполагает синтез многофункционального алгоритма демодуляции и синхронизации соответствующих сигналов, поскольку в настоящее время при построении демодуляторов цифровых сигналов с различными видами модуляции, в том числе и широкополосных, применяется «подход к алгоритмам приема, как к многофункциональным устройствам, в которых учитывается взаимосвязь этапов обработки с использованием единого критерия и аппарата синтеза» [51, с.74].
Особенностью многофункциональных алгоритмов приёма цифровых сигналов является то, что одновременно с оцениванием дискретного информационного параметра производится также фильтрация сопутствующих параметров сигнала (временной задержки, фазы, амплитуды и т.д.). Также при реализации многофункциональных алгоритмов приёма учитываются параметры канала связи: глубина, скорость замираний, число лучей и т.д.
Известно, что при построении многофункциональных, близких к оптимальным алгоритмов приёма цифровых сигналов, наиболее конструктивны методы марковской оптимальной нелинейной фильтрации. Эти методы разрабатывались в работах И.В. Тихонова и Н.К. Кульмана [34, 35], В.А. Чердынцева [41, 42], В.Н. Харисова [36], М.Н. Чеснокова [45, 48], А.И. Перова [25] и многих других. Здесь будем использовать подход к синтезу робастных многофункциональных алгоритмов, разработанный М.Н. Чесноковым в работе [48]. Пусть в дискретные моменты времени tk,k-l,2,... принимаемая смесь задаётся следующим выражением: y{tk) = Sn[tk,Xk,ak) + Pm{tk) + n{tk), (3.1) ml ri ) = 2ilg[{h- -U- -dTy (tk,xk), (3.3) где Хк =[\к, 2к] - векторная двухмерная марковская последовательность с непрерывным фазовым пространством; Рт {tk) + n{tk) - отсчёты совокупности ИП и ФП в момент времени tk; А - амплитуда СМПШПС; q = l,...,M - число (причём q = в, где в - номер передаваемого на текущей посылке информационного символа), соответствующее (по схеме бинарного кодирования) комбинации из D - log2 М двоичных битов, определяющих наличие или отсутствие r-го СМПШПС из сформированного ансамбля в результирующем сигнале Snltk,Xk,0Ck). Таким образом, D ортогональных СМПШПС образуют )-мерный ортогональный базис и задают D-мерное пространство. Сигнальные точки задаются в системе координат D; а - вектор параметров, принимающих значения «О» и «1», постоянных на длительности информационной посылки Т и изменяющихся в моменты времени t = nT, где n = l,...,d0, причём d0 - общее число передаваемых информационных посылок; / - номер поднесущей СМПШПС; j - номер субэлемента СМПШПС; g[t - (j - IK _ dT] - срезающая функция, определяемая выражением (1.6); г - задержка принимаемого сигнала в канале связи; d - номер текущей информационной посылки. Сигнал на выходе канала связи в соответствии с работой [39] можно записать как } (tk, )=\АГ( )- Д\) (3-4) Slr\tk) = )cos[((oe + )(tk) + p,] + p s (3.5) где \t], \tJ - КС коэффициента передачи канала связи, учитывающие вносимые в сигнал искажения; Рц - Ргі нормированные КС r-го СМПТТТПС из ансамбля на z -й поднесущей, у -м субэлементе; сос - частота несущей; ю1 - частота z -й поднесущей СМПШПС. -произвольная начальная фаза на і -й поднесущей СМПТТТПС Представим флуктуирующие составляющие КС коэффициента передачи канала с помощью следующих выражений: Лі,(к+і) = УлКк + (7лпік (3-6) \1{к+Х)=УхКк+ХП2к (3-7) где коэффициент ух определяет скорость изменения КС коэффициента передачи канала; параметр тя задаёт мощность флуктуации А,, и Я7і (выражение для него можно найти в работе [там же]); «j, п2 - формирующие гауссовские последовательности с нулевым математическим ожиданием и элементами корреляционной матрицы вида: (V--v) = Wv причём p,z = 1,2, г де 8р:, 5UV -дельта-функции.
Разработка способа приёма ортогональных СМПШПС на основе алгоритма с ОСДП с использованием аппарата НМФ в ДВ
Решение о значении дискретного параметра в конце а?-го тактового интервала принимается в соответствии с выражением (3.56).
Синтезированный многофункциональный алгоритм демодуляции и синхронизации для 1 -й поднесущей (из т поднесущих) изображён на рисунке 31. Для остальных т-Х поднесущих алгоритм будет выглядеть аналогично.
На рисунке 31 дискретные отсчёты принимаемой смесиy(tk+l) поступают на блок компенсации сосредоточенной помехи (БКСП), который состоит из вычитателя, нелинейного преобразователя НЩ77), блока фильтрации квадратурных составляющих помехи (БФКСП), блока формирования оценки помехи (БФОП). Указанные блоки работают в соответствии с выражениями (3.58)-(3.61).
Далее дискретные отсчёты принимаемой смеси с учётом того, что СП скомпенсирована, поступают на квадратурный расщепитель, где происходит выделение низкочастотных КС Ulj{k+l),VlJ(k+l) (на рисунке 31 приведена лишь часть схемы демодулятора ортогональных СМПШПС - для 1-й поднесущей (для остальных поднесущих схема выглядит аналогично)). На выходах вычитающих устройств формируются невязки синфазной и квадратурной составляющих ук+] -Snlyk+],Xk+\,e{q)(d)\ для всех возможных значений q-\,...,M. Условные (при условии, что дискретный параметр принял значение #( ?)(У)) оценки сигналов формируются в блоках формирования сигналов (БФС) с использованием предварительных оценок вектора JC +I для (&+1)-го отсчёта.
Блоки фильтрации квадратурных составляющих (БФКС), блок синхронизации (БС), описываемые выражениями (3.63)-(3.64) и (3.65)-(3.66), соответственно, являются дискретными следящими системами с М-канальными дискриминаторами, в которых происходит формирование М различных вариантов рассогласований истинных и оценочных значений параметров, взвешенных с учётом апостериорных вероятностей состояний дискретного параметра. После завершения переходных процессов в начале тактового интервала одна из апостериорных вероятностей дискретного параметра будет близка к 1, о остальные - к 0. В результате будет выбран один из каналов дискриминатора, в котором формируется истинный вариант рассогласования.
Блок формирования апостериорных вероятностей (БФАВ) реализует выражение (3.67). Решения о ДИП принимаются в блоке принятия решения (БПР), работающем согласно (3.56).
Синтезированный в текущем подразделе алгоритм приёма ортогональных СМПШПС возможно упростить в случае, если непрерывные параметры сигнала мало меняются на интервале информационной посылки Т.
Вводя задержку принятия решения о ДИП 6{q)(d) на длительность Т,
оценку непрерывных параметров можно вести по сигналу со снятой манипуляцией. Данная модификация позволяет устранить М-\ ветвей обработки для m поднесущих, то есть дискриминаторы в блоках оценки параметров будут одноканальными.
В многолучевом KB канале условия распространения радиоволн изменяются. Одни лучи пропадают, другие - появляются. Однако этот процесс является достаточно медленным и задержки многолучевых компонент сигнала, а также их амплитуду возможно оценить.
Вероятность правильного определения задержек многолучевых компонент (профиля многолучёвости), зависят и от свойств применяемых для передачи информации сигналов (имеются в виду, прежде всего, корреляционные свойства), и от свойств самого канала связи (глубина и скорость замираний, средняя мощность шума за время передачи одного информационного символа по каналу связи и т.д.). Существует несколько методов оценки профиля многолучёвости [101]: - метод, основанный на использовании согласованных фильтров (СФ); - метод, основанный на использовании корреляторов; - методы с использованием отводов с задержками (здесь в качестве примера можно привести широко известный Rake-приёмник); - методы, основанные на проекциях. Последняя группа методов основана на оценке проекционной матрицы по собственным векторам (см. работу [88]).
Достоинство методов, основанных на проекциях состоит в том, что при наличии некоторых допущений подпространства сигнала и шума полностью определяют неизвестные задержки. Кодовые последовательности при этом могут не являться ортогональными.
Одним из лучших методов, основанных на проекциях, является метод, названный MUSIC (англ. Multiple Signal Classification - классификация нескольких сигналов), подробно описанный в работе [89]. Изначально он применялся для оценки направления прихода лучей, но он также пригоден и для определения профиля многолучёвости.
Анализ работы и характеристик помехоустойчивости для устройства квазикогерентного приёма ортогональных СМПШПС для каналов с замираниями и АБГШ
В данном подразделе диссертационной работы представлено предложение по реализации радиосистемы передачи информации с МД для диапазона УКВ с использованием ОУС СМПШПС, сформированных с помощью ОАВ.
Алгоритмы передачи и приёма таких сигналов с учётом синхронизации (тактовой и цикловой) как по пилот-сигналу, так и по информационному сигналу были реализованы на макетах, включающих ПЛИС Virtex II (здесь и далее речь идёт о платформе XC2V6000) и процессор TMS320C6416t. Была проведена экспериментальная проверка макетов с подсчётом ВОБ от ОСШ. СПИ с применением новых сигналов удовлетворяет ряду следующих критериев: - инновационность, новизна предложений по сравнению с известными системами; - разведзащищённость; - реализуемость на ПЛИС Virtex II и перспективных ВП, а также возможность достижения приемлемых характеристик по помехоустойчивости и скорости передачи информации. Важно учитывать, что существует возможность варьирования скорости передачи информации и базы сигнала путём выбора различных режимов работы.
Пусть передаваемый r-й сигнал из ансамбля ОУС СМПШПС возможно записать в следующем виде: 151 m I S(r\t) = YJYr!;)g[t-(j-l)t»-dT]cos((coc + co,)t + pi) + +t,rncng[t-U-lX-dT]cos({o)c + com+{)t + (pm+l) 5Л) где y\p - r-й вариант ортогональной последовательности длиной / с элементами, принимающими значения ±1, на /-й частоте со1; g[t- (j - 1)/и - dT] - срезающая функция, определяемая по формуле (1.6); cpt - произвольная начальная фаза на z-й частоте; упсп - псевдослучайная последовательность с хорошими корреляционными свойствами длиной / с элементами, принимающими значения ±1. Функциональная схема передающей части радиосистемы с ОУС СМПШПС приведена на рисунке 47.
На рисунке 47 в соответствии с управляющим сигналом С, в коммутаторе режимов (КР) передатчика выбирается один из двух режимов работы: при первом режиме на каждой из поднесущих многочастотного сигнала будет передаваться свой сигнал, а при втором на каждой из поднесущих будет передаваться один и тот же сигнал. Таким образом, первый режим соответствует повышенной скорости передачи информации, а второй - повышенной помехоустойчивости.
Из источника информации (ИИ) на преобразователь битов в символы (ПрБС) пакетами поступает поток битов Ъ\, Ь2, ..., Ък, причём их число в каждом пакете k=log2M.
Каждому пакету битов ставится в соответствие число г в десятичной системе счисления (используется бинарный код), являющееся порядковым номером в ансамбле одного из М стохастических ортогональных сигналов, сформированных в генераторе сигналов (ГС) с помощью ОАВ. В модуляторе сигналов (МС) происходит выбор сигнала с соответствующим порядковым номером. Выбранный сигнал у(г)(0 (см- выражение (2.46)) передаётся на одной из т поднесущих в первом режиме работы системы, либо на каждой из поднесущих во втором режиме работы системы.
Поднесущие а \, 0)2, ..., сот+] формируются с помощью соответствующих генераторов. Сигналы на различных поднесущих суммируются, переносятся на несущую частоту сос, пропускаются через блок цифро-аналогового преобразования (ЦАП) и передаются в канал связи. При этом на частоте а с + й)т+1 передаётся пилот-сигнал, сформированный в генераторе пилот-сигнала (ГПС). Пилот-сигнал позволяет существенно упростить процедуру установления синхронизации в приёмном устройстве (следует отметить, что в предлагаемой СПИ можно реализовать и более сложные методы синхронизации (см., например, работу [17]), но они потребуют наличия ВП с другими вычислительными ресурсами). Принимаемая смесь с учётом выражения (5.1) будет представлена в виде: y(t) = Sir)(t) + n(t)t (5.2) где n{t) - флуктуационная помеха по выражению (1.4). Функциональная схема приёмной части радиосистемы приведена на рисунке 48. Приёмник был разработан только для случая режима 2 и является стандартным, с использованием известного оптимального некогерентного демодулятора. Математическое описание алгоритма его работы здесь не приводится. БФ Еи
На рисунке 48 прошедший через канал связи с АБГШ сигнал y(f), пропускается через аналого-цифровой преобразователь (АЦП), переносится с несущей частоты а о на нулевую частоту. Побочные высокочастотные компоненты отфильтровываются с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ). Далее в наборе из т+1 квадратурных расщепителей происходит выделение всех поднесущих сигнала. Принцип формирования поднесущих такой же, как и на передающей стороне. После квадратурных расщепителей выделенные квадратуры поступают на фильтры нижних частот факультативного блока фильтрации (БФ). Этот блок не является обязательным, поскольку процедура некогерентной демодуляции, осуществляющаяся в приёмнике, предусматривает операцию интегрирования, аналогичную низкочастотной фильтрации.
Выделенная синхронизирующая псевдослучайная последовательность (ПСП) с (т+\)-й поднесущей, на которой передаётся пилот-сигнал, поступает в блок синхронизации (БС), где в результате последовательного поиска по задержке определяется задержка vmax, для которой корреляция принимаемой ПСП с опорной окажется максимальной. Эта же задержка vmax выставляется для всех М опорных сигналов во всех блоках некогерентной демодуляции.
Число блоков некогерентной демодуляции - т х М (для всех поднесущих, на которых передаётся информация и для всех возможных передаваемых сигналов). Корреляционные статистики для каждого из сигналов Еи, )2, ..., Еш, ..., ЕМ\, Ет, ... ЕМт суммируются по всем частотам и далее из статистик Е\, Е2, ..., Ем в решающем устройстве (РУ) выбирается максимальная. Ей соответствует решение о номере принятого сигнала в. Преобразователь символов в биты (ПрСБ) ставит в соответствие каждому принятому символу в набор битов b\, Ь2, ..., Ьк (при отсутствии ошибок), которые поступают к получателю информации (ПИ). Схемы некогерентного демодулятора и последовательного поиска по задержке известны. Они приведены, в частности, в работах [3, 6] и здесь повторно рассматриваться не будут.
