Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Унифицированная структура устройств первичной обработки связных и навигационных сигналов 12
1.1. Краткая характеристика сигналов и помех 13
1.2. Описание унифицированной системы первичной обработки сигналов 18
1.3. Описание аналого-цифрового квадратурного преобразователя сигналов 24
1 А. Особенности структуры устройства обработки узкополосных, широкополосных и навигационных сигналов 33
1.5. Выводы по 1 главе 38
ГЛАВА 2. Разработка алгоритмов обнаружения сигналов и расчёт характеристик обнаружения в условиях априорной неопределённости 40
2.1. Условия работы унифицированной системы обработки на этапе обнаружения сигналов 40
2.2. Алгоритмы обнаружения узкополосных и широкополосных сигналов 43
2.3. Расчёт статистических характеристик обнаружителя 46
2.3.1. Расчёт статистических характеристик процесса на выходе квадратора 46
2.3.2. Расчёт статистических характеристик процесса после преобразования Фурье 52
2.3.3. Расчет вероятностных характеристик обнаружения 55
2.4. Характеристики обнаружения узкополосного сигнала 60
2.5. Характеристики обнаружения широкополосного сигнала 64
2.5.1. Процедура поиска широкополосного сигнала по задержке псевдослучайной последовательности 67
2.5.2. Формирование адаптивного порога 70
2.5.3. Обнаружение широкополосного сигнала на фоне шума 73
2.5.4. Обнаружение широкополосного сигнала на фоне шума и внутрисистемных помех 75
2.5.5. обнаружение навигационного сигнала на фоне шума и внутрисистемных помех 81
2.6. Выводы по 2 главе 82
ГЛАВА 3. Расчёт характеристик демодулятора сигналов 84
Обобщённая структурная схема тракта демодуляции 85
3.1. Структура и характеристики подсистем обеспечения функционирования Демодулятора 87
3.1.1. Цифровая система цифровой фазовой автоподстройки 87
3.2.1. Цифровая система тактовой синхронизации 94
3.2.2. Аналого-цифровая система слежения за задержкой 97
3.2.3. Цифровая система автоматической регулировки усиления 101
3.3. Демодуляция узкополосных сигналов. Расчёт ошибок демодуляции при приёме сигнала на фоне шума 104
3.4. Демодуляция широкополосных связных и навигационных сигналов 108
3.4.1. Демодуляция связных широкополосных сигналов на фоне шума 108
3.4.2. Демодуляция связных широкополосных сигналов на фоне шума и внутрисистемных помех 111
3.4.3. Демодуляция навигационных сигналов 114
3.5. Выводы по 3 главе 115
ГЛАВА 4. Разработка имитационной модели унифицированной системы первичной обработки сигналов и её программной реализации 117
4.1. Структура модели в режиме обнаружения сигналов 118
4.1.1. Модель обнаружителя узкополосных сигналов 118
4.1.2, Модель обнаружителя широкополосных сигналов 128
4.2. Структура модели в режиме демодуляции сигналов 135
4.2.1. Модель демодулятора узкополосных сигналов 135
4.2.2. Модель демодулятора широкополосных сигналов 142
4.3. Описание программной реализации модели унифицированной системы первичной обработки сигналов 146
4.4. Выводы по 4 главе 150
Заключение 152
Список литературы
- Описание унифицированной системы первичной обработки сигналов
- Алгоритмы обнаружения узкополосных и широкополосных сигналов
- Цифровая система тактовой синхронизации
- Модель обнаружителя широкополосных сигналов
Введение к работе
Обеспечение современных требований к абонентским носимым терминалам систем спутниковой связи нового поколения основано на решении следующих задач.
1) Разработка аппаратуры на базе сверхбольших интегральных схем и сигнальных процессоров с малым энергопотреблением.
2) Возможность использования программируемых устройств абонентских мобильных терминалов для приёма сигналов различного вида [1].
3) Расширение спектра услуг связи, среди которых находится навигационное обеспечение абонентов [2-5].
В результате решения первой задачи появились малогабаритные носимые станции типа VSAT (Very Small Aperture Terminal) и USAT (Ultra Small Aperture Terminal), что обусловлено рядом преимуществ этой технологии: относительно малым диаметром антенн, большим диапазоном скорости передачи от 1,2 кбит/с до 2,048 Мбит/с, маломощными передатчиками [1].
Для решения второй и третьей задач на практике используется комплекси-рование различных подсистем радиоприёмных устройств связи и навигации [2, 6-7]. Однако не существует унифицированных абонентских терминалов, предназначенных для приёма как связных сигналов различного вида, так и навигационных сигналов с использованием единых принципов их обработки. В связи с этим возникает необходимость проведения исследования в области создания модемов носимых малогабаритных станций, в которых первичная обработка связных и навигационных сигналов реализуется в едином унифицированном аналого-цифровом устройстве,
Целью настоящей диссертационной работы является разработка методов и унифицированной структуры устройств первичной аналого-цифровой обработки узкополосных и широкополосных связных сигналов, а также навигационных сигналов систем ГЛОНАСС и GPS. При этом рассматривается приём как узкополосных непрерывных сигналов (УПС) с относительной фазовой манипуляцией для четырёх скоростей передачи, так и широкополосных сигналов (ШПС) с прямым расширением спектра путём введения бифазной манипуляции псевдослучайной последовательностью (ПСП) [8]. Наряду со связными сигналами в рамках унифицированной системы первичной обработки должны обрабатываться и навигационные сигналы (НБС) открытого доступа.
Важно отметить, что в диссертации исследуются возможности создания устройства, работающего в условиях малого отношения сигнал/шум при большой неопределённости значения уходов частоты несущего колебания. Важной стороной этой задачи является минимизация энергетических потерь в демодуляторе (снижение вероятности ошибки на символ).
Сформулируем основные требования, предъявляемые к рассматриваемому унифицированному устройству первичной аналого-цифровой обработки сигналов и параметры модема.
1. Связные УПС и ШПС.
1.1 Имеют четыре скорости передачи информации - 1,2; 2,4; 4,8 и 9,6 кбит/с. Скорость кодирования - 1/2. Вид модуляции - относительная ФМ-2.
1.2. УПС используются в режиме с частотным разделением каналов.
1.3. ШПС используются в режиме с кодовым разделением (CDMA - Code Division Multiple Access).
1.4. Ширина спектра ШПС - 2,5 МГц.
1.5. При обработке ШПС количество внутрисистемных помех не превышает 50;
1.6. Минимальное отношение сигнала к шуму (шум+внутрисистемные помехи) составляет 1,5 дБ.
1.7. Отклонения частоты несущей - ± 4 кГц.
• 2. Спутниковые навигационные системы (СНС) типа ГЛОНАСС и GPS
(открытый код).
2.1. Скорость передачи информации - 50 бит/с.
2.2. Минимальное отношение сигнала к шуму- 18,3 дБ.
2.3. Уходы частоты несущей - + 5 кГц.
3. Полный динамический диапазон УПС, ШПС и НВС составляет 20 дБ.
4. Энергетические потери при демодуляции должны быть менее 1 дБ.
В диссертационной работе предполагается, что указанное устройство имеет высокую стабильность параметров задающих генераторов и малую динамику изменения частоты сигнала. Кроме того, рассматривается возможность ком-плексирования структуры устройства первичной обработки сигналов (УСПОС), в котором с целью уменьшения количества операций, обычно выполняемых сигнальным процессором модема, наиболее быстрые операции реализованы с применением программируемых логических интегральных схем (ПЛИС). В модеме также допустимо применение многоразрядных АЦП.
В соответствии с целью работы, а также с учётом оговорённых условий и требований, предъявляемых к модему, в диссертации решаются следующие задачи:
1. разработка методов и устройств унифицированной обработки УПС, ШПС и НВС;
2. разработка методов обнаружения УПС, ШПС и НВС с одновременной оценкой значений сопутствующих параметров;
3. анализ работы корреляционного демодулятора с учётом действия шума и внутрисистемных помех;
4. разработка программного комплекса для анализа процессов и оптимизации параметров унифицированной структуры обработки сигналов.
На основании обзора литературы [2, 6-23, 26, 27, 29, 33, 34, 60], где рассмотрены различные варианты построения схем первичной обработки сигналов связи и навигации и рассмотрения собственных вариантов схем, выдвигаются конкретные предложения по структуре, алгоритмам работы унифицированной системы обработки и её составных частей, которые позволяют оптимизировать показатели качества приёмного устройства в целом.
Оптимизация структурной схемы и параметров входящих в нее блоков проводилось на имитационной модели по критерию минимума энергетических потерь демодуляции с учётом ограничения на количество отсчётов на символ.
В работе рассматриваются два основных этапа функционирования УСПОС: вхождения в связь и демодуляции символов сигнала. На первом этапе осуществляется обнаружение сигнала, для ШПС - поиск и обнаружение, а на втором этапе начинают работать системы частотной и временной синхронизации и после достижения стационарного режима в следящих кольцах осуществляется демодуляция принимаемых сигналов.
В структурном отношении тракт обработки состоит из аналоговых блоков, АДП на промежуточной частоте, цифрового комплексного преобразователя с ориентацией на ПЛИС-исполнение и сигнального процессора. Такая структура даёт возможность гибко переходить от приёма сигнала одного типа к другому.
Важным обстоятельством при выборе предлагаемых к реализации решений было требование минимизации массы и габаритов, минимума обслуживания и ограниченность энергопотребления, характерного для станций данного класса. Немаловажной была и стоимость компонентов и устройства в целом.
Диссертация состоит из четырёх глав, введения, заключения и 7 приложений.
Первая глава посвящена обоснованию и разработке унифицированной системы первичной обработки сигналов связи и навигации. Даны характеристики использованных сигналов и помех. Описан состав и задачи, решаемые отдельными блоками предлагаемой обобщенной структуры первичной обработки сигналов. Описан универсальный блок предварительной обработки связных и навигационных сигналов. Приведены общие структурные схемы обра 10 ботки узкополосных и широкополосных сигналов в рамках унифицированной системы. Дана постановка задач, решаемых в диссертации.
Во второй главе исследуется режим обнаружения связных и навигационных ФМ-2 сигналов в условиях априорной неопределённости в рамках унифицированной системы обработки сигналов. Описаны алгоритмы обнаружения УПС, ШПС и НВС. Рассчитаны статистические характеристики обнаружителя УСПОС. На основе статистического моделирования определены основные параметры блоков обнаружителя при приёме различных сигналов. Получены характеристики обнаружения УПС, ШПС и НВС на фоне шума и внутрисистемных помех. Предложена процедура формирования адаптивного порога ШПС при приёме сигнала на фоне шума и внутрисистемных помех в условиях априорной неопределённости параметров помех.
В третьей главе рассчитаны характеристики демодулятора ФМ сигналов унифицированной структуры обработки. Описаны структурные схемы демодуляции УПС, ШПС и НВС. Определены основные характеристики подсистем ЦФАП, СТС, ССЗ и АРУ, обеспечивающих функционирование демодулятора. Оценены вероятности ошибки на символ и энергетические потери демодуляции УПС, ШПС и НВС при действии шума и смеси шума и внутрисистемных помех.
Четвертая глава содержит результаты разработки имитационной модели УСПОС. В первой части приведено описание основных функциональных блоков модели на этапе обнаружения и демодуляции УПС, ШПС и НВС. Во второй кратко описан состав и программная реализация модели. Охарактеризованы особенности проведения статистических экспериментов.
В приложениях приведены следующие результаты: синтеза 50 ПСП ансамбля специально отобранных кодов Голда; исследования различных алгоритмов децимации и фильтрации в дециматорах цифрового квадратурного преобразователя устройства первичной обработки УПС, ШПС и НВС; вычисления шумовой полосы канала процессора Фурье; расчёта математического ожидания комплексного спектра ФМ-2 сигнала на выходе квадратора; расчета интегральной функции распределения максимума модулей отсчётов спектра шума на выходе процессора Фурье; расчёта коэффициента корреляции отсчётов комплексного спектра на выходе процессора Фурье; кроме того, приведены значения коэффициентов всех цифровых фильтров УСПОС.
Полученная в диссертации структура УСПОС может быть использована при разработке модемов носимых спутниковых станций связи и навигации.
Диссертация выполнена на кафедре радиоприёмных устройств Института радиотехники и электроники Московского энергетического института (Технического университета).
Я бы хотел высказать глубокую благодарность коллективу кафедры РПУ МЭИ, многочисленным сотрудникам кафедры, консультировавшим меня, в том числе доценту Лишаку М. Ю., и особенно моему научному руководителю к.т.н. доценту Юрию Николаевичу Антонову-Антипову за исключительно благожелательное отношение ко мне, за передачу мне большого объёма знаний по современным радиотехническим системам.
Также хотелось бы отметить большую помощь, оказанную мне моей женой и всей моей семьёй.
Описание унифицированной системы первичной обработки сигналов
Структурная схема унифицированной системы первичной обработки, предназначенной для обработки сигналов спутниковых систем связи и навигации, зависит от формы сигналов, условий их приёма и элементной базы.
При приёме УПС в рамках унифицированной системы обработки необходимо решить следующие задачи [11]: вхождение в связь по частоте несущей (одномерный поиск сигнала); синхронизацию несущего колебания; синхронизацию двоичных символов цифровой информации и демодуляцию сигнала.
Для осуществления когерентной обработки УПС, после его обнаружения и установления стационарного режима следящих систем, производится выделение синфазной составляющей сигнала с помощью цифровых систем фазовой синхронизации несущего и модулирующего колебаний [11].
В случае приёма ШПС связи и навигации в унифицированной схеме обработки сигналов, кроме перечисленных выше задач, должны осуществляться поиск по задержке, свёртка и синхронизация ПСП. Для решения последней задачи используется система слежения за задержкой (ССЗ). В результате свёртки ПСП, заключающейся в умножении принимаемого ШПС на опорную ПСП, вырабатываемую генератором ПСП ССЗ формируется узкополосный сигнал, который подвергается обработке, аналогичной обработке УПС.
При выборе структурной схемы унифицированной системы первичной обработки сигналов учитывался проведённый в [11] сравнительный анализ вариантов функциональных схем цифровых приёмных устройств. Исследованы также известные принципы построения спутниковых радиоприёмных устройств связи и навигации [10, 11, 19, 21-23, 26]. В результате сравнительного анализа существующих вариантов построения устройств обработки и разработки оригинальных собственных вариантов была сформирована обобщенная структура унифицированного аналого-цифрового приёмного устройства, схема которого приведена на рис. 1.1. Принятый антенной системой сигнал усиливается, преобразуется по частоте и подвергается предварительной фильтрации в конверто 19 ре приёмного устройства. Для этих целей могут быть применены двухвходовые конверторы, предназначенные для работы в соответствующем диапазоне длин волн. Значение последней промежуточной частоты может лежать в диапазоне 2,0...4,0 МГц. В данной работе предполагается, что в состав конвертора включена аналоговая система шумовой автоматической регулировки усиления (ШАРУ) для стабилизации спектральной плотности мощности собственного шума и защиты от перегрузки С выхода конвертора сигнал подаётся на так называемый АЦКП (аналого-цифровой квадратурный преобразователь) [11], состоящий из блока аналоговой обработки (БАО) и цифрового квадратурного преобразователя (ЦКП), Назначение АЦКП в структуре первичной обработки сигналов заключается в формировании комплексного сигнала, преобразовании его на нулевую промелсуточную частоту, понижении частоты дискретизации и предварительной низкочастотной фильтрации. С выхода АЦКП комплексный цифровой сигнал поступает на вход сигнального процессора (СП).
Рассмотрим назначение и структуру блоков, входящих в состав АЦКП. Основными операциями в Б АО в случае применения ФМ ШПС являются свёртка ПСП и фильтрация в полосовом фильтре сосредоточенной селекции (ФСС). При приёме УПС операция свёртки, естественно, исключается. Амплитудно-частотная характеристика ФСС синтезируется с учётом ширины спеїсгра свёрнутого сигнала, возможных уходов частоты преобразованных сигналов (расстройки по отношению к номинальному значению промежуточной частоты), ослабления мощности шума и широкополосных (внутрисистемных) помех, а также мешающих сигналов смежных каналов приёма.
Далее сигнал на промежуточной частоте поступает в блок цифрового квадратурного преобразователя (ЦКП), где подвергается аналого-цифровому преобразованию в АЦП. По оцифрованным отсчётам сигнала синтезируется квадратурная составляющая, и дальнейшая обработка производится над комплексным сигналом. С целью понижения частоты дискретизации сигнал преобразуется на видеочастоту. Для этого аналого-цифровым способом формируется комплексное колебание цифрового гетеродина, путём соответствующего преобразования напряжения синтезатора частоты (СЧ). Алгоритм формирования комплексного гетеродинного колебания аналогичен формированию комплексного сигнала. В результате указанных операций аналитический цифровой сигнал оказывается преобразованным на нулевую промежуточную частоту. Далее используется каскадная децимация (прореживание). Структура дециматора зависит от скорости передачи и предполагает суммирование со сбросом на примыкающих временных отрезках сигнала (децимация с усреденением) с последующей обработкой в фильтре с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтрация) для скоростей передачи /ч, = 19,2 кбод и Fb = 9,6 кбод и дополнительное использование каскадов типа интегратор-дециматор-дифференциатор (КИД) в сочетании с децимирующей КИХ-филырацией для меньших значений скорости передачи. В диссертации термин «скорость передачи» используется для обозначения электрической скорости символов и обозначается как Fb (бод), а частота повторения символов обозначается через FS)m(rn) [28].
Алгоритмы обнаружения узкополосных и широкополосных сигналов
На первом этапе процедуры вхождения в связь УСПОС решается задача совместного обнаружения сигнала и оценки его параметров в условиях априорной неопределённости как значений самих параметров, так количества и характеристик внутрисистемных помех [8, 11, 41, 42]. Важность задачи определения значения сопутствующих параметров обнаруживаемого сигнала состоит в том, что оценки их значений используются в качестве начальных условий в системе синхронизации УСПОС.
В первой главе отмечено, что при приёме ШПС необходимо осуществить обнаружение сигнала в процессе поиска по задержке ПСП. В [40] описан ряд алгоритмов циклического и рекуррентного поиска ШПС с использованием одноканальних и многоканальных обнаружителей. В [8] показано, что время поиска минимально при параллельном анализе с помощью многоканального устройства. Подобное многоканальное устройство является оптимальными по критерию максимального правдоподобия. Обычно параллельный поиск по частоте реализуется на основе спектрального анализа [11, 44-45]. Параллельный (многоканальный) поиск по задержке ПСП требует существенного увеличения объёма аппаратуры. В связи с этим в диссертации рассмотрен более простой последовательно - параллельный метод поиска по задержке в сочетании с параллельным поиском по частоте. Очевидно, что при обнаружении УПС поиск по временной задержке не применяется.
На рис. 2.1 приведена унифицированная структура обнаружителя УПС, ШПС и НВС. Алгоритм обнаружения основан на нелинейном преобразовании сигнала и параллельной схеме просмотра всего диапазона неопределённости частоты несущей сигнала по результатам спектрального анализа. С целью осуществления последовательного поиска по задержке для ШПС в структуру обнаружителя включён генератор ПСП с управляемой задержкой. Как отмечено в первой главе, ГПСП входит в состав в АЦКП.
С помощью блока управления временным сдвигом меняется временное положение опорной ПСП. Поиск по задержке ведется путём дискретной перестройки ГПСП. Для каждого текущего значения задержки г, = (і ])Ат, где Дт шаг поиска, і = \,пт, пт - число анализируемых ячеек поиска по задержке ПСП, выполняются следующие операции. После преобразования в АЦКП, комплексный сигнал подаётся на ЦФНЧ-0 и далее на блок возведения в квадрат для «снятия» фазовой манипуляции [46]. Операция возведения в квадрат комплексной огибающей сигнала имеет вид № = Ус&)+МЬ)- (2-і) yc(k) = Uc2(k)-Us\k)t (2.2) yAk) = 2Uc(k).Us(k), (2.3) где ус(к) и ys{k) - вещественные и мнимые отсчёты сигнала у(к) на выходе квадратора соответственно. Далее квадратурные составляющие сигнала поступают в блок спектрального анализа, где проводится расчёт комплексного спектра и его нормированного модуля А(п) на основе алгоритма дискретного быстрого преобразования Фурье (БПФ) S,(»)= I у(к)е N =SeW+jS,(n), Jt =0 (2.4) )=SS, «[Iff,]. (2.5) где Se(ri) и St(n)- вещественные и мнимые составляющие спектра сигнала соответственно, Njft - объём преобразования Фурье. После расчёта амплитудного спектра, отыскивается максимальная спектральная компонента Spm . и соответствующий ей номер канала Wm . В результате сравнения Spm с порогом Vn и при выполнении определённого критерия обнаружения выносится решение о наличии сигнала, рассчитываются оценки значения частоты, временной задержки и уровня сигнала.
После завершения процедуры обнаружения, осуществляется переход ко второму этапу вхождения в связь - установлению стационарных режимов в устройствах системы синхронизации. При невыполнении критерия обнаружения восстанавливаются текущие значения регулируемых параметров процедуры поиска-обнаружения, и она продолжается вплоть до момента обнаружения
сигнала. В параграфах 2.4 и 2.5 будут описаны особенности работы и приведены конкретные структуры и характеристики обнаружителя при приёме сигналов различного вида. Здесь же отметим возможность унификации алгоритмов обнаружения УПС и ШПС.
Ясно, что рассматриваемый обнаружитель является нелинейным устройством. Представляет интерес анализ этой системы с целью получения вероятностных характеристик обнаружения. Для этого рассмотрим сначала статистические характеристики случайных процессов в обнаружителе, а затем найдём выражения для вычисления вероятности обнаружения D сигнала и ложной тревоги F.
В данном подразделе приведены результаты расчёта АКФ и энергетического спектра (ЭС) квадрата комплексной огибающей (КО) смеси ФМ-2 сигнала и шума, а также определены параметры распределения вероятностей сигнала на выходе процессора Фурье, необходимые для расчёта вероятностных характеристик обнаружения [47]. Анализ характеристик случайных процессов в нелинейной части системы проводится на основе прямого метода [48-51].
Цифровая система тактовой синхронизации
В диссертационной работе предполагается, что частота следования символов сигнала формируется на основе высоко стабильно го источника модема, а значение относительной нестабильности AF\J Fb - не хуже 10 . Это создаёт предпосылку для упрощения системы тактовой синхронизации. Сформулируем основные ограничения, налагаемые на выбор алгоритма работы СТС. Во-первых, СТС должна обеспечить формирование единой шкалы времени, т.е. последовательности тактовых сигналов, которые соответствовали бы текущему значению частоты повторения символов принимаемого сигнала (УПС, ШПС и НВС) для всех скоростей передачи. Во-вторых, СТС должна нормально функционировать в условиях достаточно малого отношения сигнала к шуму (1,5 дБ). В-третьих, СТС должна обладать регламентированным значением джиттера.
При выборе алгоритма и структурной схемы системы символьной синхронизации были рассмотрен ряд известных цифровых вариантов построения таких систем как разомкнутых, так и замкнутых. [13, 16, 66-71]. Предварительный анализ эффективности работы таких систем при условии малых значений отношения E\JN0 и сложности цифровой реализации (количество операций на одно выборочное значение символа) дал возможность выбрать разомкнутую (пассивную) систему с нелинейностью и цифровым полосовым фильтром 2-го порядка. В качестве нелинейной операции предлагается использовать операцию взятия модуля отсчётов синфазной компоненты сигнала с выхода перемножителя системы ЦФАП. Кроме того, после нелинейного преобразования сигнал используется и в схеме цифровой АРУ.
Структурная схема системы пассивной тактовой синхронизации приведена на рис. 3.9. Как было сказано выше, отсчёты синфазной составляющей сигнала с выхода ФД кольца ЦФАП берутся по модулю и поступают на вход узкополосного цифрового полосового фильтра (ЦПФ), настроенного на номинальную частоту следования символов. На выходе фильтра формируется квазигармоническое колебание тактовой частоты сигнала, которое поступает в блок формирования управляющего сигнала, тактирующего работу схемы сумматора со сбросом демодулятора модема. Значения порядка N& и полосы пропускания ЦПФ для четырёх скоростей передачи приведены в табл. 3.3. м Разностное уравнение, описывающее работу ЦПФ, для четырёх скоростей передачи сигнала имеет следующий вид: щ = 1,414 _, -0.9995ик_2 + 2,460 10-3{wk - wt_2), (3.8) где wt - отсчёты сигнала на входе ЦПФ, «t - отсчёты сигнала на выходе ЦПФ.
В результате применения такого способа формирования стробирующей синхро последовательности удаётся обеспечить достаточное отношение сигнала к шуму на выходе ЦПФ для успешного проведения демодуляции сигнала и формирования сигналов единой шкалы времени. В табл. 3.3 приведены результаты статистического измерения значения отношения сигнала к шуму в шумовой полосе ЦПФ для четырёх скоростей передачи при отношении E\JN0 =1,5 дБ. В связи с тем, что при выбранных значениях параметров ЦПФ и, в частности полосы пропускания время достижения стационарного режима работы оказывается недопустимо большим, на модели УСПОС был проведён расчёт минимально необходимого отношения сигнала к шуму на выходе ЦПФ. Это значение равно 15 дБ. Как будет показано далее, при указанном отношении с/ш на выходе ЦПФ демодулятор оказывается в синхронном режиме работы. Значения эффективного времени tss переходных процессов приведены в табл. 3.3.
Оценим точность формирования тактовой последовательности, которая используется в процедуре демодуляции. Ошибки временного рассогласования фронтов (джиттер) символов принимаемого сигнала и синхронизирующей последовательности возникают под действием внутреннего шума приёмника и внутрисистемных помех (при приёме ШПС).
На модели УСПОС проведено статистическое измерение джиттера при отношении с/ш =1,5 дБ и установлено, что по истечении времени tss с начала работы СТС джитгер не наблюдался в течение 10, 20, 30 и 40 секунд для скоростей передачи 19,2 кбод; 9,6 кбод; 4,8 кбод и 2,4 кбод соответственно.
Параметры фильтров (ЦФНЧ-1 и ЦПФ) СТС при обработке ШПС сохраняются такими же, как и при приёме УПС.
При приёме ШПС джиттер также не наблюдался в УСПОС для отношения с/ш = 1.5 дБ по прошествии времени /м.
В случае приема НВС параметры фильтров СТС меняются. Характеристики ЦФНЧ-1 приведены в табл. 1.4 (глава 1.)- Разностное уравнение (3.8), описывающее работу ЦПФ СТС, в этом случае принимает вид щ = 2щ_у - щ_2 +1,336 \0 \wk - wk_2). (3.9) Время переходных процессов в этом случае не превышает 0,5 секунды.
Как было сказано в первой главе диссертации, в результате сравнительного анализа различных вариантов построения систем слежения за задержкой ПСП сигнала, предпочтение было отдано схеме с аналоговой свёрткой ПСП, а сама ССЗ относится к категории аналого-цифровых систем [11]. Структурная схема такой системы приведена на рис. 3.10. Формирование дискриминационной характеристики измерителя задержки ПСП происходит с использованием отсчётов ПСП дополнительного канала, которая, как было сказано в первой главе, является цифровой производной ПСП основного канала. Для этого исходная ПСП умножается на меандровое колебание [11]. Квадратурные составляющие с выхода АЦКП данного канала подвергаются низкочастотной фильтрации в ЦФНЧ-2. Параметры этого фильтра аналогичны параметрам ЦФНЧ-1 основного канала. В комплексном перемножителе (КПрг) происходит свёртка сигнала дополнительного канала и цифрового гетеродина системы ЦФАП.
Модель обнаружителя широкополосных сигналов
Модель формирования ШПС зависит от скорости передачи. Для Ft, = 19,2 кбод каждый информационный бит умножается на один такт ПСП длиной 127 чипов и далее на сегмент гармонического колебания. Для сохранения тактовой частоты ПСП неизменной при уменьшении скорости передачи в г раз, где n = 2, 4, 8 для скоростей передачи / = 9,6 кбод; 4,8 кбод и 2,4 кбод соответственно, каждый бит заполняется г тактами ПСП. Так, например, для Fb = 2,4 кбод один бит заполняется 8-ю тактами ПСП.
При формировании ШПС задаются значения скорости передачи информации, амплитуды, расстройки частоты, начальной задержки ПСП и начальной фазы сигнала. Формирование ШПС происходит на частоте/ы = 307,0 кГц, частота дискретизации равна/м = 27,648 МГц
В модель включён дополнительный блок генерации внутрисистемных помех. Предусмотрена генерация до 50 мешающих сигналов, обладающих специально отобранными кодами Голда по критерию минимума максимальных лепестков взаимной функции неопределённости этого ансамбля. Модель позволяет использовать любой из кодов в качестве опорного, а остальные - для формирования мешающих сигналов. При формировании помех используется описанная выше модель формирования полезного сигнала, но в этом случае применяются другие оригинальные информационные последовательности. Предусмотрена вариация пользователем программы количества помех, значений скорости передачи, мощности, расстройки по частоте, задержки и начальной фазы внутрисистемных помех.
На рис. 4.11 приведены эпюры сигналов для скорости передачи Fb = 19,2 кбод, иллюстрирующие процесс формирования входного воздействия при моделировании ШПС. На рис. 4.11, а изображена эпюра ШПС, а на рис. 4.11,6 — эпюра суммы ШПС и 50 помех, мощность каждой из помехи равна мощности сигнала. Все помехи распределены равномерно по частоте. На рис. 4.11, в изображена эпюра суммы сигнала, 50-и помех и шума. Отношение с/(ш+пх) при этом равно 1,5 дБ.
Суммарное входное воздействие подаётся на один вход умножителя. На его опорный вход поступает сигнал с генератора опорной ПСП. Генератор ПСП формирует периодическую видеоимпульсную последовательность Голда, закреплённую за абонентом сигнала, с которым должна быть установлена двусторонняя связь.
Модель процедуры поиска ШПС создана в полном соответствии со схемой, приведенной на рис. 2.9 главы 2. При этом учтено, что для имитации процедуры поиска сигнала необходимо формировать длинные отрезки входных воздействий и при этом использовать массивы большого объёма данных. Так, например, при моделировании 100 шагов поиска сигнала со скоростью передачи Fb = 2,4 кбод для сохранения массива сигнала требуется 4 100 Ыы/ьл ъ = 1,18 Гбайт памяти, где Nut =256 - количество информационных битов за время анализа Ts. В связи с этим процедура поиска обнаружения ШПС связи и навигации реализуется с использованием приёма обработки сигналов по битам. Краткое описание указанного приёма моделирования дано в следующем параграфе.
При моделировании алгоритма поиска-обнаружения навигационных ШПС, естественно, изменяются структура и параметры ПСП сигналов и внутрисистемных помех. При этом ПСП для системы ГЛОНАСС моделируется в виде М - последовательности длиной 511 чипов, а для GPS - в виде кодов Гол-да длинной 1023 чипов. Каждый информационный бит заполняется 20-ю тактами ПСП. Кроме того, в блоке формирования внутрисистемных помех предусмотрена генерация до 11 мешающих сигналов, модулированных оригинальными кодами Голда. На рис. 4.14 приведён фрагменты амплитудного спектра навигационных сигналов. На рис. 4.14, а показан спектр сигнала и шума СНС ГЛОНАСС при отношении с/ш = 18,3 дБ. На рис. 4.14, б изображён спектр сигнала, шума и 50-ти помех СНС GPS при отношении с/(ш+пх) = 18,3 дБ
При формировании ФМ-2 сигнала сначала генерируется один сегмент гармонического колебания длиной fu/Fbi отсчетов на частоте fint. Затем он умножается на текущее значение бита. Последнее отсчётное значение фазы генерируемого сегмента гармонического колебания сохраняется в ОЗУ, и является исходным для формирования начальной фазы следующего отрезка ФМ-2 сигнала. Отсчётные значения сигнала размещаются в массиве размером 4/м ы байт. Так, например, для скорости передачи FM = 2,4 кбод размер массива составляет 46,08 Кбайт. Сигнал гетеродина тоже формируется в виде сегмента гармонического колебания на частоте 305,2 кГц, При этом последнее значение фазы запоминается в ОЗУ и используется при формировании следующего отрезка сигнала гетеродина.
Для имитации шума используется датчик случайных чисел. При этом некоррелированность отсчётов шумовой последовательности при переходе от обработки одного бита к другому сохраняется путём запоминания текущего значения формальной переменной, определяющей состояние датчика в конце формирования каждого отрезка шумовой реализации. Это значение является исходным при генерации следующего отрезка шума. Сформированные таким образом отрезки сигнала и шума суммируются и сохраняются в массиве.
Суммарное входное воздействие подаётся на ФСС. Здесь важно отметить, что в конце обработки каждого бита промежуточные переменные, определяющие состояние фильтра сохраняются и используются в качестве начальных данных при обработке следующего бита сигнала. Например, для одного звена 2-го порядка БИХ-фильтра необходимо запоминать значения 4-х переменных. При моделировании цифровых квадратурных составляющих сигнала операция синтеза вызывает определенные трудности при обработке сигнала на границе между битами
