Содержание к диссертации
Введение
1 Цифровые методы измерения угла сдвига фаз 13
1.1 Состояние вопроса 13
1.2 Методы измерения угла сдвига фаз с использованием нуль-переходов сигналов 18
1.3 Корреляционные методы измерения угла сдвига фаз 35
1.4 Оптимальное измерение угла сдвига фаз 39
1.4.1 Компенсационные методы измерения угла сдвига фаз 45
1.4.2 Ортогональные методы измерения угла сдвига фаз 47
1.4.3 Вариант реализации ортогонального метода измерения угла сдвига фаз..49
1.5 Выводы к разделу 1 53
2 Реализация широкополосного фазометра СВЧ диапазона с ортогональной обработкой сигналов 54
2.1 Состояние вопроса 54
2.2 Направленный ответвитель 59
2.3 Синфазный делитель мощности 66
2.4 Квадратичный амплитудный детектор 70
2.5 Цифровое вычислительное устройство 78
2.6 Систематическая погрешность фазометра 87
2.7 Выводы к разделу 2 93
3 Математическая модель широкополосного фазометра СВЧ сигналов 95
3.1 Состояние вопроса 95
3.2 Основные аналитические соотношения 95
3.2.1 Оценка влияния мешающего сигнала 96
3.2.2 Оценка влияния коэффициента нелинейных искажений сигналов 99
3.2.3 Оценка влияния шумов 100
3.2.4 Оценка влияния динамического диапазона измеряемых сигналов 101
3.3 Результаты расчетов 103
3.3.1 Результат влияния мешающего сигнала 103
3.3.2 Результат влияния коэффициента нелинейных искажений сигналов 105
3.3.3 Результат влияния шумов 108
3.3.4 Результат влияния динамического диапазона измеряемых сигналов 112
3.4 Выводы к разделу 3 115
4 Экспериментальные исследования ортогонального фазометра 117
4.1 Методики проведения экспериментальных исследований 117
4.2 Анализ экспериментальных данных 121
4.3 Выводы к разделу 4 126
Заключение 127
Список литературы 130
Приложение А 146
- Методы измерения угла сдвига фаз с использованием нуль-переходов сигналов
- Направленный ответвитель
- Основные аналитические соотношения
- Анализ экспериментальных данных
Введение к работе
Актуальность темы. Высокие и все более возрастающие требования к радиотехническим системам (РТС) в части точности определения пространственного положения объектов и достоверности передачи информации в условиях естественных и организованных помех обуславливают использование в таких системах информации, содержащейся в фазе радиосигналов. Фазовые РТС используются в радиолокации [1-11], радионавигации [12-20], неразрушающем контроле [21-24], радиоастрономии [4, 14, 15, 20, 25-28,], радиофизике [29-34], ядерной физике [35, 36] и могут применяться во многих других прикладных областях. В качестве конкретных примеров можно привести активные и пассивные фазовые радиопеленгаторы [4, 5, 15, 37-39], радиодальномеры [40-43], радиочастотомеры [4, 44-48], интерферометрические системы посадки летательных аппаратов (ЛА) [3, 20, 49], и т.д. Особо следует отметить применение фазовых РТС в аппаратуре целеуказания, головках самонаведения ракет и комплексах радиоразведки [19, 45, 48, 50-55], имеющих важное оборонное значение.
Краткое рассмотрение основных вариантов фазовых систем показывает, что они могут иметь различное назначение и различные способы реализации. Использование информации, содержащейся в фазе сигнала, позволяет получить при наличии помех наиболее достоверную информацию, обеспечить с наибольшей точностью определение координат объекта, создать шумоподобные сигналы, отличающиеся наибольшей помехоустойчивостью и скрытностью. В этой связи понятен интерес к фазовым системам и их быстрое развитие.
Одной из основных задач фазовых РТС является выяснение тонких особенностей поведения фазы, возникающих при распространении радиоволн в реальных атмосфере и ионосфере и вдоль поверхности земли. Поскольку инструментальная точность фазовых систем может быть очень высока, то на результаты их работы большое влияние оказывают незначительные искажения фазовой скорости распространения и фазового фронта. Эти вопросы очень активно изучаются с момента начала развития фазовой радиолокации в 50-х годах прошлого века [56-58] и по настоящее время [4, 59-62].
Второй важнейшей задачей фазовых систем является изучение искажений фазы радиосигнала при его прохождении по реальному тракту передатчика или приемника. Эти вопросы рассматривались в работах [38, 39, 63-75]. Дальнейшее развитие решения этой проблемы требует применения статистических методов.
Третьей, основной задачей фазовых систем является создание фазоизме-рителей, т. е. устройств, позволяющих осуществлять измерение сдвига фаз. Существует большое число методов и способов построения таких устройств.
Особое место занимает вопрос действия помех на фазоизмерители и выбора способов и схем, позволяющих оптимально измерять фазу сигнала при наличии помех, этот вопрос подробно рассмотрен в работе [76]. Поскольку фазовые системы имеют преимущество с точки зрения помехоустойчивости и высокой точности, то оценка их работы при наличии помех является важнейшей задачей при их изучении и синтезе, а также определении условий и областей целесообразного применения. По этому вопросу имеются работы, позволяющие получить решение определенных задач и дать оценку качества реальнх схем и систем [38, 39, 69, 77-79].
Широкое развитие статистической радиотехники позволяет получить более общее теоретически обоснованное решение задачи помехоустойчивости фазовых РТС. Для этого нужно исследовать статистические характеристики смеси сигнала и помехи, в первую очередь, ее фазы [80-82].
Очевидно, что анализ статистических характеристик смеси сигнала и помехи позволит установить границы, в которых можно ожидать улучшения работы и характеристик реальных схем и устройств.
Главной задачей разработчиков фазовых систем является синтез структурных схем системы и их оптимизация. Решение этой задачи возможно при широком использовании результатов работы по указанным выше основным вопросам, а именно: особенностям распространения радиоволн, искажению фазы сигналов при прохождении радиотракта, параметрам фазоизмерителей и действию помех.
В таком общем виде эта задача пока не может быть решена, однако имеются возможности оптимизации конкретных фазовых систем по точности, дальности действия и другим характеристикам. В связи с этим вопросы синтеза и оптимизации систем правильнее рассматривать в работах, посвященных не общей теории фазовых систем, а в работах по анализу и синтезу конкретных типов фазовых систем, например навигационных, траекторных ближнего космоса, траекторных дальнего космоса и т. п.
Такой специфической задачей является разработка фазовой системы для бортовых станций непосредственной радиотехнической разведки (СНРТР). Несмотря на все преимущества фазовых систем до последнего времени они не получали широкого применения в бортовых системах СНРТР. Это связано, главным образом, с тем, что к СНРТР предъявляются такие требования, как широкий частотный диапазон принимаемых сигналов (0.15 ГГц - - 18 ГГц с возможностью расширения до 40 ГГц), широкий динамический диапазон принимаемых сигналов (от -20 дБ/Вт до -90 - • -130 дБ/Вт), высокое быстродействие (большинство бортовых СНРТР оснащаются системами моноимпульсной радиолокации с минимальной длительностью принимаемого сигнала 100 не), ограничения по размещению антенных и приемных блоков на борту ЛА [83-87]. Кроме того, недостатком фазовых РТС является сложность обработки принимаемой информации.
Анализ требований, предъявляемых к современным СНРТР, а также существующие наработки в области моноимпульсной радиолокации обуславливают выбор структуры пассивной радиолокационной станции на основе приемника прямого усиления с широкополосным измерителем разности фаз сигналов (далее - фазометр) СВЧ-диапазона с непосредственным преобразователем, без переноса частоты. Наличие фазометра, удовлетворяющего этим требованиям, позволит разработать такие жизненно важные для СНРТР устройства, как мгновенный измеритель частоты (МИЧ) и фазовый пеленгатор (ФП) [45, 52,88]. Для обеспечения требований по широкополосности фазометра алгоритм его работы должен исключать зависимость результатов измерений фазы от амплитуды входных сигналов. Это связано с тем, что при реализации СВЧ-устройств в широком частотном диапазоне обеспечить стабильность динамических параметров как самих сигналов, так и элементов СВЧ-устройств гораздо сложнее по сравнению с фазовыми параметрами.
Экспериментальные данные показывают, что погрешность фазометра с перекрытием по частоте не менее 3 в сантиметровом диапазоне частот и в динамическом диапазоне 6 дБ может достигать 8-И0° [52, 89-91], кроме того, погрешность измерения фазы является основным фактором, определяющим частотный диапазон фазовых радиотехнических систем.
На основании вышесказанного следует сделать вывод об актуальности задачи разработки и исследования широкополосного фазометра СВЧ диапазона с последующей разработкой и практической реализацией способов уменьшения погрешности измерения угла сдвига фаз.
Цель работы - построение алгоритма измерения угла сдвига фаз в широких частотном и динамическом диапазонах СВЧ сигнала, разработка на его основе широкополосного фазометра СВЧ диапазона, удовлетворяющего требованиям, предъявляемым к системам СНРТР.
Для достижения этой цели были поставлены и решены следующие задачи:
1 Построение алгоритма, реализующего оптимальный метод измерения сдвига фаз сигналов в СВЧ диапазоне;
2 Разработка на базе алгоритма математической модели и программы, предоставляющей необходимые виртуальные средства для анализа погрешностей оптимального СВЧ фазометра в широких частотном и динамическом диапазонах сигнала;
3 Исследование фазометра СВЧ диапазона, удовлетворяющего требованиям к бортовым системам СНРТР.
Методы исследования. В диссертационной работе приведены результаты теоретического исследования, полученные с использованием методов вычислительной математики, радиотехники, а также результаты экспериментального исследования, полученные путем испытаний элементов образцов разработанного фазометра.
Научная новизна работы. Новыми являются следующие результаты диссертации:
1 Алгоритм оптимального оценивания сдвига фаз СВЧ сигналов, реализующий ортогональный метод фазовых измерений.
2 Математическая модель оптимального широкополосного фазометра СВЧ диапазона, реализующая предложенный алгоритм.
Достоверность полученных результатов определяется корректным использованием математического аппарата при построении аналитических выражений, отсутствием противоречия между полученными результатами и выводами исследований, описанных в научной литературе, экспериментальной проверкой построенных теоретических выражений и рекомендаций.
Практическая ценность диссертационной работы заключается в следующем:
1 Разработан широкополосный фазометр СВЧ диапазона, удовлетворяющий требованиям, предъявляемым к системам СНРТР.
2 Программные средства, реализующие математическую модель фазометра СВЧ диапазона, позволяют производить оценку погрешностей фазометра при различных значениях параметров сигналов, помех и элементов фазометра.
Реализация и внедрение результатов исследования. Результаты диссертационной работы внедрены в ОАО «Центральное конструкторское бюро автоматики». Разработанный широкополосный фазометр СВЧ сигналов реализован в опытном образце изделия Л-150-35, в изделии Л-150-27.2. Программные средства, реализующие математическую модель фазометра СВЧ диапазона используются в ОКР «Модернизация аппаратуры предупреждения экипажа об облучении (СПО) Л-150 для применения в составе КСРЭП на самолете Су-35». Основные положения, выносимые на защиту:
1 Алгоритм оптимального оценивания сдвига фаз сигналов СВЧ диапазона;
2 Математическая модель оптимального широкополосного фазометра СВЧ диапазона и результаты ее исследования.
Апробация работы. Материалы и основные результаты диссертационной работы были опубликованы в пяти статьях научного издания («Вопросы радиоэлектроники»), включенного в перечень ведущих рецензируемых научных журналов и изданий ВАК, обсуждались на XVI международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь» (г. Воронеж, 2010 г.), всероссийской научно-технической конференции молодых ученых и студентов «Современные проблемы радиоэлектроники» (г. Красноярск, 2007 г.), региональной научно-практической конференции «Наука, образование, бизнес» (Институт радиоэлектроники, сервиса и диагностики, г. Омск, 2007 г.), научно-практической конференции молодых ученых и специалистов «Исследования и перспективные разработки в авиационной промышленности» (ОАО «Авиационная холдинговая компания «Сухой», г. Москва, 2007 г.), научно-технической конференции «Обмен опытом в области создания сверхширокополосных радиоэлектронных систем» (ОАО «ЦКБА», г. Омск, 2008 г.).
Публикации. По теме диссертации опубликовано 12 научных работ, из них 5 - статей в научном издании, включенном в перечень ведущих рецензируемых научных журналов и изданий ВАК, 7 - в трудах научно-технических конференций.
Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из четырех глав, введения, заключения, списка литературы из 195 наименований, трех приложений и содержит 145 страниц основного текста, 68 рисунков, 7 таблиц.
Во введении обоснована актуальность проводимых исследований, сформулированы цели и задачи работы, научная новизна и практическая значимость результатов, представлены структура диссертации и основные положения, выносимые на защиту. Первая глава представляет собой критико-аналитический обзор существующих цифровых методов измерения угла сдвига фаз. Выявлены неоспоримые преимущества ортогональных методов измерения угла сдвига фаз. Предложен способ реализации ортогонального метода измерения угла сдвига фаз, пригодный для реализации в фазометре СВЧ диапазона.
Во второй главе рассмотрена структурная схема фазометра, СВЧ устройства, из которых состоит аналоговая часть фазометра, цифровое устройство обработки сигналов. Показано, что реализация фазометра в СВЧ диапазоне приводит к систематической погрешности измерения угла сдвига фаз.
В третьей главе разработаны аналитические выражения для математической модели фазометра. Сделана оценка помехоустойчивости фазометра. Рассмотрено влияние коэффициента нелинейных искажений и динамического диапазона измеряемых сигналов на погрешность измерения угла сдвига фаз.
В четвертой главе приведены данные, полученные в ходе экспериментальных исследований опытного образца фазометра, проведен анализ экспериментальных данных.
В заключении сформулированы основные результаты, полученные в данной работе.
В приложении представлены инструкция по эксплуатации программного обеспечения, разработанного в рамках диссертационной работы, акт метрологического обеспечения результатов диссертационной работы, акт внедрения результатов диссертационной работы на предприятии ОАО «ЦКБА».
Методы измерения угла сдвига фаз с использованием нуль-переходов сигналов
Преобразование фазового сдвига в интервал времени характерно для ЦФ с преобразованием фазовый сдвиг - интервал времени — код и ЦФ с преобразованием фазовый сдвиг - интервал времени — напряжение - код.
Свойства преобразователей фазовый сдвиг - интервал времени существенно влияют на метрологические характеристики ЦФ, поскольку обусловленная ими доля в общей погрешности фазометров значительна. Ряд составляющих погрешностей, вызванных такими причинами, как, например, нелинейные искажения входных сигналов, уход нулевой линии, в основном определяются выбранной структурой преобразователя фазовый сдвиг - интервал времени. От способа построения преобразователя зависит диапазон измеряемых углов, ширина и характер мертвых зон фазометра, его помехоустойчивость, быстродействие и степень сложности. Преобразователи фазовый сдвиг — интервал времени подразделяются на триггерные и преобразователи с перекрытием. Как те, так и другие могут выполняться по одно - и двухполупериодной схеме.
В однополупериодном триггерном преобразователе на входы формирующих устройств (ФУ) поступают синусоидальные напряжения /, и U2 с неизвестным фазовым сдвигом (рис. 1.2). В моменты переходов входных сигналов из отрицательной области в положительную tx и t2 (рис. 1.3) эти устройства формируют короткие импульсы, управляющие триггером так, что он дает импульсы напряжения ишх длительностью, равной t P=t2l, которая связана с фазовым сдвигом q соотношением t = р/ 2ftF, где F = 1 / Т - частота входных сигналов. Интервал времени t условимся в дальнейшем называть фазовым интервалом. В однополупериодном преобразователе за период входных напряжений формируется один импульс 1/вш длительностью t . Такой метод позволяетопределять сдвиг фаз в пределах 0 -н 360 [107].преобразователях формирующие устройства ФУ (рис. 1.4) вырабатывают короткие импульсы в момент перехода напряжений С/, и U2 через нуль как в положительном (+), так и в отрицательном (-) направлении. Эти импульсы управляют триггерами Тг так, чтобы один из них вырабатывал импульсы Ul и U2 (рис. 1.5) длительностью, равной временному сдвигу между переходами в положительном и отрицательном направлениях соответственно.
Рис. 1.5. Диаграмма сигналов в двухполупериодном преобразователе Если во входных напряжениях кроме синусоидальной содержится постоянная составляющая, то импульсы с выходов управляемых триггеров имеют различные длительности, однако средняя длительности t =1/2( , +t 2) остается постоянной и соответствует преобразуемому фазовому сдвигу при отсутствии постоянной составляющей. Способ суммирования зависит от вида даль нейшего преобразования. В случае времяимпульсного преобразования фазовые интервалы квантуются и суммирование происходит в счетчике. Если временные интервалы преобразуются в напряжение или ток, суммируются соответствующие напряжения и токи. В двухполупериодном преобразователе операция формирования фазового интервала осуществляется дважды за время периода входного сигнала. Это позволяет существенно повысить точность измерений за счет уменьшения погрешностей от четных гармоник, от асимметрии ограничения и др. Диапазон преобразования, позволяющий определять фазовый сдвиг, при этом 0-360.
Недостаток триггерных фазометров состоит в наличии «мертвых» зон вблизи 0 и 360. Под мертвой зоной понимается зона неработоспособности фазометра из-за конечности разрешающего времени управляемого триггера. Она определяется тем минимальным фазовым интервалом, при котором еще возможно измерение разности фаз, и при современном состоянии элементной базы может составлять до 10 не.
В преобразователях с перекрытием мерой фазового сдвига является относительная длительность несовпадения полуволн двух напряжений. В них формирующие устройства ФУ (рис. 1.6) преобразуют синусоидальные напряжения /, и иг в прямоугольные колебания (рис. 1.7), у которых знак напряжения изменяется в момент перехода входных напряжений через нуль. Поскольку на вход схемы совпадения (СС) поступают прямоугольные колебания с прямогоU[ и инверсного U 2 выходов формирующих устройств, на ее выходе получаются импульсы, соответствующие по длительности времени перекрытия импульсов с прямого и инверсного выходов формирующих устройств, т.е. фазовому интервалу.
Направленный ответвитель
Прежде чем перейти к рассмотрению различных схем ответвителей, уточним терминологию.
Направленным ответвителем называется восьмиполюсная система, служащая для направленного ответвления энергии [159]. Гибридным соединением (гибридом или трехдецибельным НО) называется НО, имеющий равные мощности в выходных плечах. Мостовым устройством (мостом) называется гибридное соединение, у которого волны напряжений в выходных плечах равны по величине и имеют постоянный фазовый сдвиг в рабочем диапазоне частот. Линия передачи НО, по которой проходит наибольшая мощность входного сигнала, называется первичной, а линия, в которую ответвляется часть мощности входного сигнала, вторичной.
Основными характеристиками НО являются: переходное ослабление (или связь), направленность, развязка, согласование плеч ответвителя с подводящими линиями, фазовые соотношения волн напряжений в выходных плечах, рабочее затухание в первичной линии, неравномерность деления мощности входного сигнала, полоса пропускания.
Переходное ослабление представляет собой выраженное в децибелах отношение входной мощности сигнала первичной линии к выходной мощности сигнала рабочего плеча вторичной линии. Величина переходного ослабления зависит от размеров, числа, положения и типа элементов связи. Условно за границу сильной и слабой связи принимают величину переходного ослабления - 10 дБ. При расчетах обычно задаются изменением (перепадом) переходного ослабления в рабочем диапазоне частот.
Направленность определяется (в децибелах) как отношение мощностей сигналов на выходе рабочего и нерабочего плеч вторичной линии. Величина направленности зависит от принципа работы ответвителя, от типа используемой линии передачи.
Развязка находится (в децибелах) из отношения входной мощности сигнала первичной линии к выходной мощности сигнала нерабочего плеча вторичной линии. Часто ошибочно отождествляют развязку и направленность. Практически развязка определяется как сумма величин направленности и связи, выраженных в децибелах.
Рабочее затухание первичной линии представляет собой выраженное в децибелах отношение мощности сигнала на входе и выходе первичной линии и в основном зависит от потерь и степени согласования нагрузки данной линии.
Неравномерность деления мощности сигнала определяется как разность между переходным ослаблением и рабочим затуханием, выраженными в децибелах.
Согласование НО с подводящей линией характеризуется коэффициентом стоячей волны напряжения (КСВН), определяемым со стороны входного плеча НО, в то время как к остальным плечам подключены согласованные нагрузки.
Полоса пропускания ответвителя определяется полосой частот, в пределах которой один или несколько рабочих параметров НО ухудшаются на заданную величину.
Все рассмотренные выше параметры ответвителей зависят от различных дестабилизирующих факторов, имеющих место на практике: рассогласования нагрузок, потерь в линии передачи, точности выполнения геометрических размеров конструкции, неоднородностей и т. д.
Направленные ответвители являются наиболее распространенными элементами микросхем. Может показаться, что они решают весьма незначительные задачи: ответвление части энергии сигнала из одной линии в другую и развязка двух плеч. Оказывается, что совокупность этих свойств, при наличии хорошего согласования является незаменимой для большинства устройств СВЧ. К таким устройствам относятся балансные схемы смесителей, модуляторов, переключателей, усилителей, фазовращателей, схемы сложения и деления, измерительные схемы и т. д.
Основы анализа и синтеза НО на связанных линиях изложены в [162-165]. Печатная схема НО на связанных линиях (рис.2.2) состоит из отрезков печатных линий, связанных электрической и магнитной связью, причем длина области связи составляет нечетное число четвертей длин волн, определенных в данных отрезках линий. Энергия сигнала, проходящая в определенном направлении по первичной линии, ответвляется во вторичную и распространяется по ней в противоположном направлении, поэтому такие ответвители получили название "противонаправленных". Рис. 2.2. НО на связанных линиях с боковой связьюМикрополосковый трехдецибельный ответвитель на связанных линиях трудно реализовать из-за очень жестких технологических допусков, сложности конструкции и т.д. Так для однозвенного ответвителя на микрополосковых связанных линиях с боковой связью требуется малый зазор: «10 мкм.
Проектирование микрополоскового ответвителя на связанных линиях сопряжено со специфическими трудностями. В таком ответвителе колебания нечетного вида распространяются, главным образом, в воздухе, тогда как колебания четного вида — в материале подложки с высокой диэлектрической прони цаемостью. В связи с этим появляется разность постоянных распространения четных и нечетных видов колебаний, которая увеличивается с усилением связи, в результате чего возникает сонаправленное распространение энергии во вторичной линии. Поэтому микрополосковый ответвитель на связанных линиях имеет низкую направленность, которая к тому же падает с усилением связи. Для устранения указанного недостатка применяют специальные конструкции ответвителей [159].
Еще большее выравнивание двух фазовых скоростей достигается за счет использования дополнительного проводника свободного потенциала, расположенного над связанными линиями и отделенного от последних слоем диэлектрика. Длина этого проводника равна длине области связи ответвителя. Дополнительный проводник служит для увеличения емкости между связанными линиями при нечетном виде возбуждения, в то время как при четном возбуждении емкость практически не меняется. Действительно, при нечетном возбуждении свободный проводник имеет нулевой потенциал, так как он расположен симметрично относительно двух связанных линий. При этом емкость увеличивается из-за разных потенциалов дополнительного проводника (нулевой потенциал) и пары связанных линий с положительным и отрицательным потенциалами. При четном же возбуждении потенциалы свободного проводника и связанных микрополосковых линий (при достаточно малом расстоянии между ними) будут близки, так что емкость практически не меняется.
Отметим ряд особенностей микрополосковых ответвителей, которые следует учитывать при конструировании. Длина области связи двух линий ответвителя, равная четверти длины волны в линии передачи, зависит от степени связи. В то же время длина волны в микрополосковых связанных линиях зависит от их ширины W, которая, в свою очередь, является функцией переходного ослабления.
Рабочие параметры (особенно направленность) микрополосковых НО на связанных линиях, работающих в коротковолновом диапазоне, оказываются весьма чувствительными к неоднородностям, возникающим в местах соедине ния с подводящими линиями, а также в местах стыка смежных секции многозвенного ответвителя. Кроме того, у многозвенных НО из-за наличия переходных областей между секциями затрудняется точное определение длин звеньев. Неоднородность, появляющаяся в месте соединения секций связи, имеет индуктивный характер и компенсируется за счет увеличения ширины печатного проводника в переходной области. В длинноволновом диапазоне микрополос-ковые ответвители, особенно многозвенные, имеют довольно большие размеры. Оригинальная конструкция трехдецибельного ответвителя была предложена Ланге [157, 166-168] (рис. 2.3): встречно-штыревой ответвитель состоит из нескольких отрезков полосковых линий, соединенных перекрестными проводами. Для уменьшения паразитной индуктивности такое соединение выполняется в виде пучка из трех проводов.
Основные аналитические соотношения
Для того чтобы получить аналитические выражения для оценки помехоустойчивости широкополосного ортогонального фазометра СВЧ диапазона, бу дем исходить из соотношений, полученных для описания его работы в разделе 2. В каждом конкретном случае будем изменять или добавлять те их части, которые испытывают воздействие помех. Таким образом, для каждого вида помех получится набор основных соотношений, характеризующих погрешность измерения разности фаз в зависимости от количественных характеристик мешающего фактора.
Видно, что оба измеряемых значения содержат периодическую составляющую с частотой, равной разности частот основного и мешающего сигналов. Ее наличие приводит к тому, что при измерении разности фаз появляется дополнительная погрешность. Количественная оценка этой погрешности будет дана в п.3.3.1.
Видно, что погрешность, обусловленная наличием в сигнале гармоник, зависит, в основном, от отношения их мощностей к мощности первой гармоники. И так же как погрешность от неравномерности амплитудно-частотных характеристик элементов состоит из двух составляющих: одной, зависящей от разности фаз, и второй, от разности фаз сигналов не зависящей.
Однако последующие преобразования требуют сложных математических вычислений. Результаты вычислений содержат сложные свертки сдвинутых по частоте спектров шума, что при учете работы фильтров детектора дает малопригодные для ЭВМ формулы. Поэтому для моделирования шумовой сигнал был заменен на набор гармоник, имеющих равномерное распределение на интервале частот сигнала 6-18 ГГц. Соответственно в качестве модели такого шума используется набор равномощных гармоник с частотой, случайно выбранной в этом интервале. Благодаря тому, что шум представлен при этом набором отдельных гармоник, стало возможно воспользоваться формулами, полученным для учета влияния однотонального мешающего сигнала (3.13-3.15).
Проведенные расчеты дали следующую зависимость СКО ошибки откоэффициента, К в основном, опреде ляется характеристиками используемого в детекторе фильтра и слабо зависит от количества использованных для моделирования шума гармоник. Так при использовании простого фильтра нижних частот с частотой среза 200 МГц значение коэффициента К&12, при использовании фильтра нижних частот с частотой среза 100 МГц -К « -K=8 K=10 К=12 Рис. 3.1. Зависимость СКО погрешности измерения разности фаз от соотношения мощности сигнала к мощности шума
Рассчетная характеристика (рис. 3.1) показывает, что для обеспечения погрешности не более 1 нужно, чтобы соотношение мощности сигнала к мощности шума было не хуже 20 дБ. При расчетах чуствительности фазометра нужно обратить внимание на то, что при соотношении мощности сигнала и мощности шума 10 дБ погрешность находится в пределах 2-т-4.3.2.4 Влияние динамического диапазона измеряемых сигналов Разработанная математическая модель позволяет учесть влияние динамического диапазона измеряемых сигналов. На практике при реализации фазовых РТС разработчики стремятся обеспечить одинаковую мощность измеряемых сигналов на обоих входах фазометра. Однако даже при использовании синфазного делителя СВЧ сигналов на динамический диапазон измеряемых сигналов будет влиять такой параметр фазометра, как КСВН входов фазометра. Каждый из двух входов фазометра имеет свой коэффициент стоячей волны напряжения КСВН, причем оба эти КСВН не связанны друг с другом. Исходя из определе ния КСВН [193], он может влиять на амплитуду входного сигнала, которую можно учесть в модели. На входы фазового детектора подаются сигналы х, = a m cut + р) и х, = а2 sin cot. Учесть КСВН можно добавив в эти выражения коэффициент, связанный с КСВН. Тогда получатся выражения х, = ахки sin(W + ср) и х2 = а2ки sin cot. Для связи КСВН (кс) и кц будем использовать следующие положения. Напряжение на нагрузке где Рн - мощность, принимаемая нагрузкой; RH — входное сопротивление. где Рп - мощность, падающая на вход фазового детектора; Р0 — отраженная мощность. В режиме бегущей волны вся мощность, падающая на нагрузку, поглощается нагрузкой, соответственно Р0 = 0, Рн = Рп. При этом на нагрузке будет максимальное напряжение (иьв), и коэффициент передачи по напряжению будет равен ки = 1, а напряжение В режиме смешанных волн часть энергии отражается от нагрузки: Рн = Рп — Р0, соответственно ки 1, иБВ исв; ки можно выразить следующим образом: КСВН можно записать в следующем виде: динамический диапазон измеряемых сигналов будет обусловлен разницей коэффициентов передчи в усилительных каналах (при использовании фазометра в фазовом пеленгаторе) или параметрами линий задержки (в мгновенном измерителе частоты). 3.3 Результаты расчетов 3.3.1 Результат влияния мешающего сигнала В общем случае помеха на входе фазового детектора в СНРТР представляет собой сигнал, действующий на обоих входах фазового детектора совместно с измеряемым сигналом. Она имеет такие же параметры - амплитуду, частоту и фазу. В реальном радиотехническом канале все эти параметры будут носить случайный характер. В таких условиях невозможно учесть влияние помехи на результат измерения разности фаз, однако, зная характер влияния помехи, можно оценить погрешности результатов измерения и определить условия, при которых погрешность измерения разности фаз можно принимать допустимой. Самыми очевидными и легко измеримыми параметрами помехи будут мощность и частота помехи. При этом частота помехи в большинстве случаев не оказывает влияния на результат измерения разности фаз. Гораздо большее значение имеет разность фаз помеховых сигналов, действующих на входы фазового детектора. Рис. 3.2. Векторные диаграммы смеси сигнала и помехи
В случае, если разница мощностей сигнала и помехи будет отличаться значительно, то сиеа, будет максимально близко к значению разности фаз тех сигналов, мощность которых больше. Количественно эту зависимость можно оценить из рисунка 3.3. Данные для рисунка 3.3 получены по результатам моделирования при следующих условиях: частота сигнала — 6 ГГц, частота помехи 10 ГГц. Для разности фаз измеряемых сигналов взяты значения 10, 30, 45, 60, 90, 135, 170, амплитуда сигнала принята за единицу. Разность фаз помеховых сигналов 0, мощность помехи меняется относительно мощности измеряемых сигналов от -20 дБ до +20 дБ. Из рисунка 3.3 видно, что для обеспечения погрешности измерения разности фаз сигналов при наличии помехи не более 1 необходимо обеспечить соотношение мощностей сигнала и помехи не менее 10 дБ.
Анализ экспериментальных данных
Т.к. набег фазы на входах фазометра формируется за счет разности длин кабелей между синфазным делителем и входами фазометра, то он имеет линейную зависимость от частоты. В случае если фазометр будет измерять разность фаз без погрешности, полученные ФЧХ также должны быть линейными. Таким образом, отклонение измеренных ФЧХ от линейного закона будет характеризовать погрешность измерения разности фаз фазометром. Для анализа экспериментальных данных используется отклонение полученных ФЧХ от аппроксимирующих прямых. На рисунке 4.4 представлено отклонение ФЧХ от линейного закона для случая с симметричными входами фазометра, на рисунке 4.5 для случая с несимметричными входами фазометра.
По характеру полученных характеристик видно периодичность отклонений ФЧХ от линейного закона в случае несимметричных входов. Для наглядности на рисунке 4.6 приведено отклонение ФЧХ от линейного закона в случае включения 3 дБ аттенюатора и ФЧХ с ЗдБ аттенюатором в пределах 0-360.
Хорошо видно, что отклонение ФЧХ от линейного закона прямо связано с самим измеренным значением фазы в большей степени, чем с частотными характеристиками фазометра. Кроме того, видно, что в верхней части частотного диапазона характер погрешности меняется, пропадает систематический характер и увеличиваются абсолютные значения погрешности.
Для выявления систематической погрешности алгоритма используем результаты эксперимента, в котором для получения разности фаз на входе фазометра между синфазным разветвителем и фазовым детектором включаются кабели с разными длинами, составляющими 0,28 м и 0,1 м. За счет этой разницы при изменении частоты в диапазоне от 6 ГГц до 18 ГГц набег фазы составит 3700. Для анализа экспериментальных данных использовали отклонение полученных ФЧХ от аппроксимирующих прямых. Каждой точке в частотном диапазоне соответствует измеренное фазометром значение угла сдвига фаз и отклонение от прямой, аппроксимирующей ФЧХ (рис. 4.7). полученное в результате математического моделирования и в результате экспериментальных исследований
Сравнивая рисунки 4.8 и 4.9 видим, что характер погрешности и абсолютные значения очень близки. Обе зависимости имеют периодический характер, одинаковые абсолютные значения.
Очевидно, что данные, полученные в результате математического моделирования фазометра, получены без учета таких параметров как несимметричность каналов на входе детектора вследствие КСВН входных разъемов фазометра, наличие собственного затухания в кабелях и соединениях фазометра. Кроме того, реальные характеристики элементов фазометра могут отличаться от характеристик, полученных в результате использования программного пакета AVR Microwave Office. Метрологическое обеспечение экспериментальных исследований соответствует нормативной документации в части правильности выбора методик измерения контролируемых параметров и установки предельных значений, наименований и обозначения физических величин. Требуемая точность величин контролируемых параметров обеспечивается стандартными приборами (приложение Б). СКО погрешности измерения угла сдвига фаз на рабочем месте составляет SZ=0,12.2 Погрешность измерения угла сдвига фаз, полученная в результате экспериментальных исследований, имеет систематический характер в диапазоне до 12 ГГц. В верхней части частотного диапазона характер погрешности меняется, пропадает систематический характер и увеличиваются абсолютные значения погрешности. Анализируя результаты математического моделирования, полученные для собственной и дополнительной погрешностей алгоритма фазометра, можно сделать вывод о том, что погрешность измерения угла сдвига фаз фазометром очень сильно зависит от параметров СВЧ элементов фазометра.3 Результаты экспериментального исследования опытного образца широкополосного фазометра СВЧ диапазона показывают, что погрешности результатов измерения фазы сигналов, полученные расчетным путем в разделе 2.6 и погрешности, полученные в результате обработки экспериментальных данных, имеют одинаковый характер и близкие абсолютные значения. Имеющиеся различия в полученных экспериметаль-ных и расчетных данных, с учетом выводов, сделанных в пункте 2, можно объяснить большой изрезанностью характеристик СВЧ элементов исследуемого образца фазометра, что очень характерно для широкополосных устройств сантиметрового диапазона. Таким образом, экспериментальные исследования подтверждают достоверность результатов математического моделирования. 1. Разработанный в результате выполнения диссертационной работы широкополосный фазометр СВЧ сигналов, удовлетворяющий требованиям, предъявляемым к СНРТР, позволяет улучшить технические параметры важных для СНРТР устройств. В том числе мгновенного измерителя частоты (МИЧ) и фазового пеленгатора (ФП). Для построения широкополосного фазометра СВЧ сигналов используется ортогональный метод, реализующий оптимальную процедуру измерения угла сдвига фаз. Разработан алгоритм быстродействующего фазометра СВЧ диапазона, использующий ортогональный метод измерения фазы с реализацией операций сложения и умножения сигналов в аналоговой форме с последующим преобразованием результата в цифровую форму, и выполнением арифметических и тригонометрических операций в цифровом виде.2. Предложенный алгоритм измерения угла сдвига фаз реализуется с помощью широкополосного фазометра СВЧ диапазона в виде МЭУ на основе хорошо изученных СВЧ устройств и ЦВУ. При реализации фазометра появляются систематические погрешности измерения разности фаз. Наличие погрешностей измерения разности фаз определяется изменением параметров СВЧ элементов фазометра в частотном диапазоне. Частотный диапазон разработанного фазометра от 6 ГГц до 18 ГГц. Величина систематической погрешности, полученная с учетом расчетных значений коэффициентов передачи элементов фазометра, находится в пределах -4 +3. Предложено решение компенсировать систематическую погрешность фазометра в ЦВУ, которое не требует применения микропроцессорных средств. При использовании современной элементной базы ЦВУ будет обеспечивать время обработки в пределах 100-И50 не. Для практической реализации ЦВУ приведены расчеты погрешности дискретизации при различных разрядностях элементов ЦВУ, даны рекомендации по выбору разрядности элементов ЦВУ.
