Содержание к диссертации
Введение
1. Разработка физических моделей однонаправленных структур и исследование акустоэлектронных приборов на их основе 13
1.1. Анализ встречно-штыревых преобразователей ПАВ методом связанных мод 13
1.2. Фильтры на основе продольно-связанных резонаторных структур 19
1.3. Однонаправленные структуры на основе U-образного ответвите ля 35
1.4. Фильтры на основе реверсивного многополоскового ответвителя 43
1.5. Фильтры на основе преобразователей с внутренними отражателями 63
1.6. Фильтры на основе поперечно-связанных резонаторных структур 77
2. Исследование технологических особенностей разработки и производства акустоэлектронных приборов 96
2.1. Технология изготовления микроэлектронных структур 96
2.2 Исследование влияния геометрии электродной структуры и параметров напыляемой пленки на свойства ПАВ
2.3. Технология изготовления фильтров на ПАВ с малыми потерями 120
2.4. Термостабилизация акустоэлектронных приборов 126
2.5. Оценка надежности акустоэлектронных приборов 133
Заключение и основные результаты работы 135
Список литературы 137
- Фильтры на основе продольно-связанных резонаторных структур
- Фильтры на основе преобразователей с внутренними отражателями
- Исследование влияния геометрии электродной структуры и параметров напыляемой пленки на свойства ПАВ
- Термостабилизация акустоэлектронных приборов
Введение к работе
Применение фильтров на ПАВ в составе приемо-передающих блоков РЭА ограничено уровнем вносимого затухания. Известные к началу настоящей работы конструкции фильтров обеспечивали уровень вносимого затухания более 15 дБ, что ограничивало область их применения трактами ПЧ. Это связано с тем, что уменьшение данного параметра за счет применения схем согласования (пассивных [11] - до 7-10 дБ или активных в виде частотно-избирательных микроблоков [12-14]) приводит к значительному ухудшению отношения сигнал/шум системы, увеличивает ее габариты и потребляемую мощность. Возникшая в последнее время необходимость использования ПАВ-фильтров во входных цепях радиочастотных трактов потребовало реализации фильтров с уровнем вносимого затухания 6...8 дБ без применения схем согласования, что важно для обеспечения хороших шумовых характеристик РЭА.
К наиболее важным факторам, влияющим на уровень вносимого затухания, следует отнести: потери на омическое сопротивление электродов и схем согласования; потери на распространение; потери из-за дифракции и отклонения акустического пучка; потери на аподизацию преобразователей; потери на двунаправленность излучения и потери на электрическое рассогласование. Из анализа каждой составляющей потерь ясно [15], что основной вклад в общее вносимое затухание дают два последних фактора. Влияние остальных факторов может быть уменьшено соответствующим выбором конструкции, материала подложки и способа изготовления приблизительно до 1...2 дБ. Таким образом, задача создания фильтров на ПАВ с минимальным уровнем вносимого затухания сводится к устранению потерь на двунаправленность излучения волны и электрическому согласованию по входу и выходу.
До середины 80-ых годов основными методами снижения уровня вносимого затухания были: применение конструкций из трех преобразователей; использование преобразователей со структурной асимметрией либо многофазных преобразователей. Из анализа данных типов конструкций [16] следует, что:
Применение конструкций, содержащих три преобразователя, позволяет исключить половину потерь на двунаправленность излучения волны при одновременном уменьшении эффектов отражения, что обеспечивает снижение уровня сигнала тройного прохождения (СТП). Однако, полное подавление СТП в такой конструкции возможно только при использовании неаподизованных преобразователей, взвешенных, к примеру, методом выборочного удаления или емкостным взвешиванием, да и то только на центральной частоте устройства. Реальный фильтр на основе такой конструкции обеспечивает вносимые потери порядка 3,5 дБ в полосе пропускания 3,5% и уровень режекции боковых лепестков около 30 дБ [17,18].
Примером однонаправленных преобразователей, в которых направленность излучения достигается за счет структурной асимметрии, могут служить преобразователи группового типа (ГТП). Простейший преобразователь такого типа представляет собой две идентичные секции, разнесенные в направлении распространения ПАВ на четверть длины волны. Шаг электродов в секциях равен А/2. Между секциями включена фазосдвигающая цепь, обеспечивающая сдвиг фазы на угол 90. Реальная величина направленности в такой конструкции составляет 10...20 дБ. Основными недостатками простого ГТП являются узкая полоса пропускания; неуправляемый частотный отклик и большие боковые лепестки, обусловленные сильной зависимостью фазовых сдвигов от частоты. Естественным развитием ГТП является пространственное совмещение секций. В данном случае группы верхних и нижних электродов, имеющие шаг Х^, расположены со сдвигом XJ4- в направлении распространения ПАВ. Между электродами этих групп расположен меандровый электрод с периодически меняющейся шириной вертикальных участков. Следует отметить, что периодичность групп в преобразователе обуславливает многополосность частотного отклика
ГТП. При этом побочные полосы пропускания разнесены по частоте на величину fo/(l+Kr), где Кг - число электродов в группе. Более того, в пределах одноактавного частотного диапазона число побочных полос пропускания равно Кг. Взаимное подавление паразитных полос достигается соответствующим выбором числа групп и числа электродов в группе одновременно во входном и выходном преобразователях, хотя полностью скомпенсировать таким способом побочные полосы трудно. Использование аподизованных преобразователей позволяет существенно улучшить характеристику в части внеполосной режекции, обеспечивая при этом величину вносимого затухания порядка 5 дБ.
Рассмотренные выше однонаправленные преобразователи являются либо чисто двухфазными, либо их комбинацией. Симметрия, присущая этим преобразователям, искусственно устраняется определенными способами включения. Трехфазный преобразователь (ТФП) в принципе несимметричен и в силу этого обладает направленными свойствами. Он образован тремя группами электродов, при этом пространственный шаг соседних электродов составляет XJ3, а электроды одной фазы объединены электрическими шинами. Сигналы к этим шинам поступают от генератора через фазосдвигающую цепь, обеспечивающую относительные фазовые сдвиги 120. В данном случае акустическая волна, распространяющаяся в прямом направлении, подпитьшается синфазно, а в противоположном направлении синфазность нарушается. Использование в конструкции ПАВ-филътра двух ТФП позволяет достигнуть уровня вносимых потерь 2,3 дБ при ширине полосы пропускания 1%. Существенным недостатком данного типа преобразователей является многослойный процесс изготовления, обусловленный наличием пересечений для связи групп электродов, что ограничивает частотный диапазон ТФП 500 МГц, а также наличие сложных внешних фазовращающих и согласующих цепей.
Обеспечение широкой полосы пропускания и вносимых потерь менее 2 дБ возможно путем использования однонаправленных преобразователей, содержащих четыре электрода .на период, управляемых четырьмя квадратурно-фазовыми сигналами. Для реализации 0, 90, 180, 270 ; фазовых сдвигов применяются простые фазосдвигающие цепи, содержащие либо четыре индуктивности при |X|>R, либо две индуктивности и две емкости при |X| Большим шагом вперед с точки зрения совокупности параметров и технологичности явилось развитие однофазных однонаправленных преобразователей, работающих на основе внутренних отражений. Их принцип действия основан на частичном отражении ПАВ от неоднородностей на поверхности звукопровода, обусловленных наличием электродов и связанным с этим изменением акустического импеданса поверхности на пути распространения волны. Данная работа посвящена исследованию структур такого класса, І! ' і разработке методов их расчета и определению технологических особенностей каждой конструкции. Основная цель исследований заключается в практической реализации высокоизбирательных ПАВ-.фильтров с уровнем вносимого затухания 1...6 дБ для широкого спектра полос пропускания (0,04... 12%) в условиях серийного производства. Принцип действия данной структуры основан на исключении потерь, связанных с двунаправленностью излучения ПАВ встречно-штыревым преобразователем. На рис.2 приведена ее топология и распределение амплитуды волны вдоль оси X, направленной в направлении распространения потока энергии. Структура содержит один входной ВШП в центре, два выходных ВШП справа и слева от него и два отражателя по краям топологии. В данной конструкции генерируются две резонансные моды: 1-го и 3-го порядка. Причем, мода первого порядка возбуждается синфазно для входного и выходного ВШП, в то время как мода третьего порядка - противофазно. Кроме того, при определенных соотношениях числа электродов в преобразователях и отражателях, а также расстояний между ними, частотный диапазон между резонансными частотами первой и второй моды может определить полосу пропускания ПАВ-фильтра [25]. Разработка физической модели данной структуры проводилась на основе Р-матричного представления каждого частотно-избирательного элемента, входящего в топологию [26]. Анализ проводился для однородных структур с произвольным числом электродов на длину волны. Поэтому в отличие от физической модели, представленной в работе [24], в расчет был введен коэффициент отражения от преобразователя. Это позволило в дальнейшем использовать данную модель для расчета узкополосных (порядка 1%) фильтров, в частности на 36УХ-срезе танталата лития. При анализе структуры было сделано предположение, что отражатель обеспечивает полное отражение падающей волны. Дальнейшие экспериментальные исследования показали, что при эффективной длине отражателей не менее 30 длин волн для срезов с высоким коэффициентом связи (больше 10%), это предположение верно. Решая данную матрицу для случаев короткого замыкания и холостого хода, а также учитывая равенство зазоров ti= t i и t2 =t 2 , что следует из условия симметрии структуры относительно центрального ВШП, получаем полную входную /выходную и передаточную проводимости резонаторного фильтра на основе продольно-связанной структуры (15). Входящие в вьфажения (15) P;J являются функцией коэффициента отражения волны от электродов. Поэтому в рамках данной работы были рассчитаны и экспериментально подтверждены зависимости коэффициента отражения волны от толщины металлической пленки и коэффициента металлизации структур для различных пьезоматериалов (раздел 2.2.). Аналогичные зависимости были получены для расчета эффективной скорости ПАВ. Следует отметить, что структура, показанная на рис.2, имеет уровень режекции в высокочастотном диапазоне вблизи полосы пропускания 10-15 дБ. Такая форма обусловлена характером передаточной проводимости Y2i. Для увеличения уровня режекции необходимо каскадное соединение таких структур. Было использовано соединение через боковые преобразователи, включенные в режиме самосогласования (т.е. боковые преобразователи в каналах были идентичны), рис.3. На основе вышеприведенных теоретических результатов была J разработана программа расчета каскадированного фильтра на основе продольно-связанной резонаторной структуры, блок-схема которой приведена на рис.4. Входными параметрами данной программы являются: параметры материала звукопровода (коэффициент связи, диэлектрическая проницаемость, коэффициент затухания ПАВ при распространении), эффективная скорость и коэффициент отражения в структурах, а также геометрия конструкции (число штырей в преобразователях и отражателях, апертура, коэффициент металлизации и величина зазоров). На основе данного программного обеспечения была разработана гребенка ПАВ-фильтров на 6...51 телевизионные эфирные каналы [27], что позволило значительно увеличить плотность информационных каналов при существующих приемо-передающих телевизионных системах. При этом при разработке фильтров на метровые каналы (6...11) в качестве материала звукопровода использовались 41УХ-и 49УХ-срезы ниобата лития; для более высокочастотных каналов применялся 64УХ-срез ниобата лития. В зависимости от ширины полосы пропускания (2,0%...6,5%) и номинальной частоты фильтра уровень вносимых потерь составлял 1,5...4,2 дБ. Следует отметить, что для обеспечения хорошего подавления сигнала смежного телевизионного канала (не менее 25 дБ), в ряде случаев применялось последовательное включение двух структур, показанных на рис.3. Отражательные решетки широко используются в качестве эффективных ПАВ-отражателей. Принцип их действия основан на частичном отражении волны от неоднородностей на поверхности звукопровода. В обычных отражателях, например, входящих в кольцевые фильтры на основе продольно-связанной структуры, все отражательные элементы имеют одинаковую фазу коэффициента отражения и период, равный половине длины волны. Такие отражатели имеют ограниченную эффективность отражения, поскольку ее увеличение связано с ростом потерь на преобразование в излучаемую объемную волну. Для решения данной проблемы в [44] предложен комбинированный тип отражателей, содержащий совокупность отражательных полосок с положительной и отрицательной фазами отражения. При этом получено увеличение эффективности отражения в 1,4 раза. Применение аналогичного подхода при разработке преобразователей ПАВ [45], обеспечивающих направленное излучение волны, дало начало новому классу устройств: однофазные однонаправленные преобразователи с внутренними отражателями. Принцип действия таких преобразователей также основан на частичном отражении волны от неоднородностей на поверхности звукопровода. Неоднородности возникают вследсвие двух причин: массовой нагрузки и короткого замыкания электрических полей электродами на поверхности звукопровода. При этом отражения, обусловленные масс-электрической нагрузкой, определяются только свойствами звукопровода и .электродов ВШП и не зависят от режима нагрузки ВШП. Другой причиной многократных отражений от электродов может быть обратный пьезоэффект, связанный с тем, что при поступлении ПАВ на электроды ВШП на них наводится электрическое напряжение, приводящее к генерации вторичных волн в прямом и обратном направлениях. Таким образом, работа однофазного ВШП основана на соединении преобразователя и отражательных структур различными конструктивными способами. В работе [46] описана структура однонаправленного преобразователя, в которой отражения возникают за счет дополнительной металлизации каждого второго электрода, рис.27. При этом эффективные центры отражения находятся в центрах толстых электродов, а центры преобразования - в центрах промежутков расщепленых электродов. За счет этого достигается требуемое смещение центров отражения на ± А/8 относительно центров электродных групп [47], то есть направленность излучения достигается за счет физической асимметрии электродной структуры. В такой структуре величина направленности излучения составляет 8,7 дБ при коэффициенте отражения от полоски -0,003. Использование анизотропных свойств пьезоподложки также позволяет реализовать физическую асимметрию преобразователя и обеспечить направленность излучения в случае, если эффективные центры отражения и преобразования разнесены на А/8 [48]. Так, проведенные в рамках диссертационной работы экспериментальные исследования двух срезов лангасита 0,140о,22,5 и 0,140,25 [43] показали, что он обладает естественной направленностью излучения ПАВ вдоль повернутой оси +Х . При эффективной длине преобразователей 120 длин волн получена направленность излучения 8 дБ на частоте 66 МГц в полосе пропускания порядка 0,75%, рис.28. Конструкция однофазного ВПШ с полосками из тонкой диэлектрической пленки SiC 2 сильно зависит от материала и толщины тонко пленочной полоски, рис.30 [51]. В реальном устройстве, изготовленном на подложке из 128УХ-среза ниобата лития, при толщине пленки SiC 2 0,02л. и толщине пленки алюминия 0,05А И 0,024А для толстой и тонкой частей, соответственно, получена направленность излучения 10 дБ/преобразователь на частоте порядка 500 МГц в полосе пропускания 4%. Другой метод получения высокой направленности излучения заключается в использовании замкнутых и разомкнутых отражательных полосок, обладающих, соответственно отрицательным и положительным коэффициентами отражения [52]. Отражения волны, обусловленные изменением акустического импеданса свободной поверхности в результате нанесения металлических полосок, находятся в фазе, поскольку отражатели располагаются с периодом А/4 И обладают коэффициентами отражения, различающимися по фазе на 180. В работе [53] описана конструкция однофазного преобразователя, содержащая разомкнутый и замкнутый отражатели и два встречно-штыревых электрода на длину волны, рис.31. Фильтр, изготовленный на основе двух таких преобразователей, содержащих по 35 пар электродов каждый, на подложке из 128УХ-среза ниобата лития, имеет уровень вносимых потерь в согласованном режиме 5,3 дБ при относительной полосе пропускания 2,5%. Следует отметить, что большинство отражательных решеток работают с коэффициентом металлизации 50%. Однако в работе [54] показано, что для короткозамкнутьгх полосок максимальный коэффициент отражения соответствует случаю, когда коэффициент металлизации меньше 0,5 (приблизительно 0,25), а для разомкнутых - больше 0,5 (0,75), рис.32. При этом коэффициент отражения для разомкнутых полосок в 1,5 раза меньше, чем для закороченных, так как влияние пьезоэлектрического закорачивания на импедансную неоднородность ослаблено из-за того, что потенциал разомкнутых полосок не равен нулю. Существует достаточно мало публикаций [79-81], посвященных исследованию изменения скорости акустической волны и отражательных свойств металлических полосок от коэффициента металлизации решеток и толщины напыляемой пленки. Это связано с большими трудностями измерения данных параметров. Тем не менее, этот вопрос очень важен при разработке устройств на поверхностных волнах, особенно для конструкций, работающих на основе внутренних переотражений от масс-электрических нагрузок. При проведении данной работы были экспериментально получены отражательные характеристики алюминиевых полосок и зависимости эффективной скорости ПАВ от параметров электродной структуры для таких широко используемых срезов, как 64УХ-1лМ 03, 41yX-LiNb03, 49УХ-LiNb03, 128УХ-1лТЧЮз. В качестве тестовой структуры для сильных пьезоэлектриков использовалась конструкция на основе продольно-связанной резонаторной структуры, для 128УХ-Ы№Ю3 - структура, работающая на основе реверсивного МПО. Методологический подход к обработке экспериментальных результатов был идентичен во всех случаях и основьгоался на методе полиномиальной регрессии (приближения) второй степени. Ниже приводятся основные результаты обработки экспериментальных данных по коэффициенту отражения Кр для пары закороченных алюминиевых полосок на примере 64yX-LiNb03. На рис.44 показано положение экспериментальных точек Кр в плоскости km, hm, где km - коэффициент металлизации (0,3...0,5), hm -относительная толщина металлизации (0,018...0,05), а на рис.45 -расчетное распределение коэффициента отражения, полученное в результате обработки. Анализ ошибок показывает, что величина погрешности при использовании данного метода приближения не превышает 12%, рис.46-47, что соответствует ошибке в коэффициенте отражения 0,01 для данного типа среза. Такая величина ошибки в большинстве случаев является допустимой, поскольку приводит к незначительному изменению АЧХ фильтра в части ширины полосы пропускания и положения центральной частоты. На рис.48 приведена полученная зависимость коэффициента отражения Кр от коэффициента металлизации для диапазона относительной толщины металлизации 0,018...0,05 . Шаг изменения hm равен 0,004Х. Анализ характеристик показывает, что существует значительная нелинейность в изменении коэффициента отражения с ростом толщины пленки. Более ясно это видно на рис.49, где характеристики приводятся для фиксированного значения km. Как уже отмечалось выше, этот эффект обусловлен изменением коэффициента связи AV/V при нанесении тонких (меньше длины волны) пленок на поверхность пьезоэлектрика. Из сравнения графиков рис.48, 50 видно, что они различаются не только по абсолютной величине Кр, но и по характеру изменения коэффициента отражения от толщины пленки, который в последнем случае носит постоянный характер (постоянное приращение Кр при шаговом изменении толщины металлизации). Эта разница обусловлена тем, что: 1. Коэффициенты Aj сильно зависят от используемой технологии изготовления (плотности металла, степени клиновидности алюминиевой полоски по толщине, мощностных режимов т.д.) и их величина может значительно меняться от типа технологического процесса. Подбором соответствующих значений данных коэффициентов можно скорректировать абсолютную величину Кр до реальных экспериментальных значений. 2. Второе отличие носит принципиальный характер, поскольку связано с изменение dV в плоскости hm, km. Данный эффект не учитывается в выражении (54). В данной работе получено уточненное выражение для Кр, обеспечивающее большую сходимость теоретических и экспериментальных результатов (55): Кр:=А,-hx-sin(A) +А2-(hJ2cos(A) + 7i-dVk-(АЗ-(hx + А4)2 + А5)- cos(A) + Ps_cosA Ps_l_cosA, На рис.51 приведена величина погрешностей расчетных значений Кр, полученных по (54) и (55). Максимальная величина ошибки в первом случае составляет 21%, во втором - 14%. Следует отметить, что реальная величина dV также отличатся от расчетного значения 0,0465 и составляет величину порядка 0,063. Для анализа изменения dV в плоскости hm, km была применена полиномиальная регрессия первого порядка. Как следует из рис.52(а), абсолютная величина изменения dV в исследуемом диапазоне hm, km составляет 5%. На рис. 52 (б) приведены в сравнении величины погрешностей, полученные по (54) и с использованием данных рис.52 (а). В последнем случае максимальная величина ошибки не превышает 12%. Аналогичный подход был использован при обработке экспериментальных результатов по коэффициенту отражения и эффективной скорости волны для 64yX-LiNb03 , 41yX-LiNb03 , 49yX-LiNb03 и 128yX-LiNb03. В результате которой были получены следующие аналитические выражения для основных СОМ-параметров (56). Электрические параметры приборов на ПАВ определяются параметрами пьезоподложки: коэффициентом электромеханической связи К2, температурным коэффициентом частоты, уровнем возбуждения паразитных мод. В настоящее время не известны материалы, обладающие одновременно высокой температурной стабильностью и большим коэффициентом связи. Наиболее близкий к данным требованиям (0,140,25)-срез лангасита (La3Ga5SiOi4) обладает нулевым ТКЧ первого порядка и коэффициентом связи 0,38% [82]. Следует отметить, что в ряде случаев, например, при разработке датчиков температуры [83,84] большая величина ТКЧ является определяющей для эффективной работы устройства. Однако обычно это существенно ограничивает область применения устройств на ПАВ. Известны публикации [85,86], в которых описана методика термостабилизации ПАВ-фильтров за счет использования слоистой структуры, образованной пьезоподложкой с высоким коэффициентом связи и диэлектрической пленкой с ТКЧ противоположного знака, рис.53. В диссертационной работе были исследованы слоистые структуры, полученные путем нанесения тонкой (не более половины длины ПАВ) пленки Si02 на подложку из 128ух-среза ниобата лития [87-89]. Выбор данного пьезоэлектрического материала обусловлен его высокой пьезоактивностью (порядка 6%), технологичностью, а также низким уровнем возбуждения объемных мод. Теоретический анализ параметров структуры [90] показал, что данная слоистая структура обеспечивает ТКЧ первого порядка не более 35х10"61/С при толщине пленки 0,17...0,47 длин волн. С другой стороны по данным работы [91] только при толщине пленки Si02 0,18...0,22 длины волны в структуре обеспечивается низкий уровень возбуждения волны Лява. Для экспериментального подтверждения данных теоретических выводов была использована базовая конструкция трансверсального фильтра с номинальной частотой 360 МГц и шириной полосы пропускания 5%. Толщина напыляемой пленки SiCb варьировалась в диапазоне 0,05...0,22 длин волн с шагом 0,025. Пленка наносилась на акустический элемент, установленный в корпус. Этот метод позволил исключить операцию вскрытия окон в слое SiC 2, необходимую для последующего монтажа, что обеспечило серийность изготовления и прочность сварных соединений. Исследовались различные методы нанесения пленки: осаждение из газовой фазы (пласмохимическоеи пиролитическое); распыление ВЧ ионно-плазменное, магнетронное и электронно-лучевое; нанесение гидролизатов этил силикатов. За критерий оптимальности принималось соответствие "электрофизических параметров получаемых и термически окисленных пленок SiC 2, обладающих наилучшей стехиометрией и плотностью. Кроме того, учитывалась воспроизводимость электрофизических параметров пленок и выходных параметров фильтров в целом. Лучшие результаты были получены при использовании магнетронного и плазмохимического методов распыления. При этом уровень дополнительных вносимых потерь не зависел от метода формирования пленки, а определялся лишь ее качеством и толщиной, рис.54. Так, аномально высокие потери соответствуют случаю, когда пленка наносилась на пьезоподложку после нанесения на нее акустопоглотителя. Это вызвало увеличение пористости пленки и ее частичное шелушение. Следует отметить, что при использовании плазмохимического метода не удалось обеспечить контроль толщины пленки в процессе ее нанесения. Поэтому в последующих экспериментах слоистая структура формировалась магнетронным методом распыления. Температурная стабильность слоистой структуры исследовалась по изменению средней частоты фильтра в интервале температур -60...+85С при различных значениях толщины пленки. Полученные экспериментальные точки хорошо аппроксимируются линейной зависимостью, рис.56. Следует отметить, что ТКЧ имели разброс внутри каждой технологической партии порядка 10х10"61/С. Это обусловлено разбросом толщины пленки SiC»2 в пределах ±0,1 мкм. Таким образом, использование слоистой структуры Si02/128yx-LiNbCb позволяет реализовать высокочастотные термостабилъные ПАВ-фильтры с относительной полосой пропускания более 3%. Однако, ее практическое применение будет определяться совершенствованием методов нанесения пленок SiC 2.Фильтры на основе продольно-связанных резонаторных структур
Фильтры на основе преобразователей с внутренними отражателями
Исследование влияния геометрии электродной структуры и параметров напыляемой пленки на свойства ПАВ
Термостабилизация акустоэлектронных приборов
Похожие диссертации на Исследование и разработка физических методов проектирования высокоизбирательных акустоэлектронных приборов с малым вносимым затуханием
