Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Основы теории многомерных цифро-векторных множеств 23
1.1. Обычные двухзначные логические функции в многомерном цифровом пространстве 26
1.2. Позиционные системы счисления 34
1.3. Основные логические операции над подмножествами многомерного цифрового пространства 40
1.4. Бинарные логические операции в двухмерном цифровом пространстве 43
1.5. Сложные логические функции в двухмерном цифровом пространстве 45
1.6. Тернарные логические операции в трехмерном цифровом пространстве 50
1.7. Сложные логические функции в многомерном цифровом пространстве 52
1.8. Непрерывное множество ряда натуральных чисел в многомерном цифровом пространстве 57
1.9. Многозначные логические функции в многомерном цифровом пространстве 60
1.10. Алгоритмы синтеза двухзначных логических функций 64
1.11. Примеры синтеза одноразрядного устройства суммирования и вычитания 69
Глава 2. Синтез многовходовых арифметических устройств и других электронных схем 82
2.1. Синтез устройств умножения 83
2.2. Синтез устройств деления 99
2.3. Синтез реверсивных счетчиков 103
2.4. Синтез управляемых делителей-счетчиков 114
2.5. Синтез преобразователей кодов 123
Глава 3. Контролеспособность позиционных систем счисления 128
3.1. Расположение ошибок позиционных систем счисления в многомерном пространстве 131
3.2. Многофазный код 135
3.3. Анализ контролеспособности многофазного кода методом многомерных цифровых множеств 136
3.4. Аналш контролеспособности кодов Хсмминга методом многомерных цифровых множеств 140
3.5. Анализ обычного цифрового кода методом многомерных цифровых множеств 145
3.6. Анализ контролеспособности кода реверсивного двоичного делителя-счетчика 150
3.7. Начала геометрического синтеза контролеспособных кодов позиционных систем счисления 161
3.7.1. Коды с обнаружением одиночных ошибок 162
3.7.2. Коды с исправлением одиночных ошибок 164
Глава 4. Инверторы напряжения с цифро-векторным управлением 176
4.1. Постановка задачи 176
4.2. Инверторы с простейшей формой выходного напряжения 178
4.3. Регулирование напряжения в инверторах с простейшей формой выходного напряжения 184
4.4. Инверторы с улучшенной формой выходного напряжения 189
4.5. Инверторы с улучшенной формой выходного напряжения, состоящие из нескольких трехфазных 205
4.6. Регулирование напряжения в инверторах с улучшенной формой 212
4.7. Регулирование напряжения в инверторах с улучшенной формой выходного напряжения, состоящих из нескольких трехфазных 217
4.8. Переключение режимов работы в инверторах с улучшенной формой регулируемого напряжения 219
4.9. Инверторы напряжения с изменением длительности открытия силовых элементов 224
4.10. Изменение формы выходного напряжения в инверторах с многофазной цифровой модуляцией 229
4.11. Трехфазные инверторы при синусоидальном законе ШИМ выходного напряжения 235
4.12. Гармонические составляющие симметричных напряжений инверторов при широтно-импульсном управлении 247
Глава 5. Цифровые методы повышения быстродействия и точности аналого-цифровых преобразователей электроприводов 251
5.1. Фотоэлектрические ЦПУ 252
5.2. Индукционные ЦПУ повышенного быстродействия 256
5.3. Индукционные ЦПУ повышенной точности 261
5.4. ЦПУ с использованием магнитоуправляемых датчиков 262
5.5. Цифровые преобразователи скорости 269
5.6. Умножители частоты 274
Глава 6. Цифровые системы управления конверторами напряжения 277
6.1. Цифро-аналоговые преобразователи с многофазным выходным напряжением 277
6.2. Конверторы с регулируемым выходным напряжением переключением магнитных потоков в магнитопроводе 388
6.3. Варианты построения конверторов с регулируемым выходным напряжением 393
6.4. Синтез инверторов напряжения на базе конверторов 297
6.5. Конверторы с регулируемым выходным напряжением путем переключения магнитных потоков в многостержневом магнитопроводе 306
Глава 7. Электропривод постоянного тока с цифровыми элементами управления 315
7.1. Динамические и статические характеристики коллекторных электродвигателей постоянного тока с возбуждением от постоянных магнитов 318
7.2. Транзисторные инверторы электроприводов постоянного тока. 321
7.3. Системы подчиненного регулирования электроприводов постоянного тока 327
Глава 8. Цифровые способы управления асинхронными электроприводами ...329
8.1. Частотное управление электромагнитным моментом асинхронной машины 330
8.2. Управление электромагнитным моментом при постоянной перегрузочной способности 335
8.3. Управление электромагнитным моментом при постоянном абсолютном скольжении 336
8.4. Управление электромагнитным моментом при постоянном относительном скольжении 341
8.5. Векторное управление электромагнитным моментом асинхронной машины ...343
Глава 9. Цифровое частотно-векторное управление в электроприводах с вентильным и синхронными электродвигателями 347
9.1. Способы векторного управления вентильным электродвигателем 347
9.2 Цифровое частотно-векторное управление с памятью зависимых параметров вентильного двигателя 356
9.3 Синхронный электропривод 365
Заключение 373
Список литературы 375
Акт о внедрении 394
- Обычные двухзначные логические функции в многомерном цифровом пространстве
- Синтез устройств умножения
- Расположение ошибок позиционных систем счисления в многомерном пространстве
- Регулирование напряжения в инверторах с простейшей формой выходного напряжения
Введение к работе
Современное состояние и актуальность темы исследования. Применение вычислительной техники в системах автоматического управления развивается в двух направлениях. Первое из них заключается в использовании этой техники для расчетов и моделирования систем управлеїшя, а второе - для непосредственного решения задач внутри этих систем в режиме реального времени.
Россия всегда занимала лидирующее положение в развитии теории автоматического управления. Достаточно привести классические труды Вышнеградского И.А., Жуковского НЕ., Ляпунова A.M., Циолковского К.Э., Михайлова А.В., Крылова Н.М., Боголюбова НИ., Фельдбаума А.А., Воронова А.А., Пугачева B.C., Солодов-никова В.В., Цыпкина ЯЗ. и др.
Вместе с тем в СССР и затем в России самостоятельные высококачественные разработки в области компьютерной техники и интегральной технологии силовых электронных компонентов значительно отстали от мирового уровня, и страна превратилась в импортера техники и технологии этих направлений.Отмеченные отставания не имеют отрицательных последствий, если не считать использование импортной техники, для первого направления применения цифровой техники в системах автоматического управления: теоретические разработки отечественных и зарубежных ученых позволяют успешно синтезировать и моделировать все эти системы. Второе направление применения цифровой техники не имеет пока такого оптимистического вывода.
Предлагаемое диссертационное исследование относится к синтезу цифровых устройств, устанавливаемых непосредственно в системах автоматического управления, а в качестве объекта управлений и исследований нами выбран электропривод и системы преобразования энергии, которые являются составной частью электроприводов различного назначения.
Электропривод стал самостоятельным научным направлением, определяющим прогресс в современной технике и технологии и все изменения, обусловленные научно-техническим прогрессом, благоприятно отражаются на электроприводе: новая элементная база расширяет его возможности по управлению преобразуемой энергией, новые поколения компьютерной технологии неограниченно расширяют возможности электроприводов по управлению движением объектов и т.д.
Работа цифровых устройств систем автоматического управления в режиме реального времени предъявляет высокие требования к ним по быстродействию и надежности. Именно эти аспекты будут являться предметом наших исследований.
В 80 годах XX века многие исследователи считали (Димитриев Ю.К., Хорошевский В.Г.), что «модели одиночного вычислителя исчерпаны, а скорость работы элементов близка к теоретической. На смену модели одиночного вычислителя пришла модель коллектива вычислителей ...». При этом использование сложной компьютерной техники, состоящей из нескольких компьютеров, становилось «модным» и их начинали применять не только там, где это применение правомерно, но и там, где оно ничем не оправдано и только вело к увеличению стоимости изделий и снижению надежности системы.
Это предсказание не оправдалось, а возможности одиночного вычислителя далеко не исчерпаны и быстродействие компьютеров в течение последних двадцати
Автореферат
лет росло впечатляющими темпами. Этот рост достигался только за счет увеличения рабочих частот. Однако этот рост имеет свои естественные пределы и нельзя надеяться, что рабочая частота станет выше частоты атомных переходов (порядка 10м-1015 Гц). Следовательно, необходимо искать иные пути повышения быстродействия операций машинной арифметики для систем реального времени, предлагая нетрадиционные алгоритмы параллельных вычислителей. Именно одиночные вычислители представляют предмет нашего исследования исходя из их возможностей по параллельному выполнению операций, а также устойчивости к помехам. В этом и заключается отличие управляющего цифрового устройства от обычного, для которого естественным является последовательный режим выполнения операций.
Одним из путей решения этих задач является использование программируемых логических интегральных схем [ПЛИС или ПЛУ - Programmable Logic Devices (PLDs)], который представляет собой новую технологию проектирования электронных схем, где в основу архитектуры положена структура программируемых матриц логики [ШІМ - Programmable Array Logic (PALs)]. Основу ПЛМ составляют две матрицы «И» и «ИЛИ», где программируется матрица «И», а матрица «ИЛИ» имеет фиксированную настройку.
Проектирование таких устройств получило название двухуровнего синтеза, в отличие от многоуровнего синтеза, который используется при проектировании цифровых систем на основе FPGA (Field Programmable Gate Array) или CPLD (Copmlex PLD).
История PLD начинается с 70-х годов XX века с появлением программируемых постоянных запоминающих устройств [ППЗУ - Programmable Read Only Memory (PROM)]. В дальнейшем для реализации систем булевых функций стали выпускаться программируемые логические матрицы [ПЛМ - Programmable Logic Array (PLAs)], которые можно считать первыми PLD. Совершенствование архитектуры PLD привело к созданию программируемых матриц логики ПМЛ. В дальнейшем при расположении на одном кристалле нескольких PAL, которые объединялись программируемыми соединениями, были созданы сложные ПЛУ [Copmlex PLD (CPLD)], а созданные ранее PLD стали называть стандартными [Standart PLD (SPLD)].
Одновременно с PLD создавались структуры вентильных матриц [Gate Array (GA)] и матриц логических ячеек [Logic Cell Array (LCA)], которые в дальнейшем превратились в программируемую пользователем вентильную матрицу [Field Programmable Gate Array (FPGA)].
Теоретическую основу методов синтеза этих устройств составляет алгебра Буля и математическая логика. Методы двухуровнего синтеза комбинационных схем используют теорию булевых или переключательных функций. Решению задач минимизации булевых функций посвящено такое большое количество работ, что простое их перечисление вызывает значительные сложности. Перечислим только некоторые из них.
Классическим решением задачи минимизации булевых функций принято считать работу McCluskey E.J.( Minimization of boolen function II Bell System Techn.J.,1956, v.35.), а все последующие можно разбить на следующие группы: эвристические алгоритмы (Закревский А.Д., Погарцев А.Г., Brand D., Coudert О., Madre J., Fraisse H.; точные алгоритмы (Яблонский СВ., Закревский А.Д., Hong S., Muroga S., Villa Т., Sangiovanni-Vincentelli А.); алгоритмы минимизации частично определенных булевых функций ( Новиков СВ., Mathony Н.;) алгоритмы минимизации
слабо определенных булевых функций (Malic S., Brayton R., Newton A., Sangiovanni-Vincentelli А.); алгоритмы минимизации системы булевых функций (Закревский А.Д. и многие другие.
Необходимо отметить недостатки, которые не позволяют непосредственно применять ряд этих методов для синтеза комбинационных схем на современных ПЛИС. К ним следует отнести:
а) часть научных статей и методов, которые в них предлагаются, носят абст
рактный характер и представляют только теоретический интерес с точки зрения по
становки математической задачи, но не дают четких практических рекомендаций;
в) некоторые методы ориентированы на очень узкий класс решаемых задач и
нередко примеры, которые приводятся в этих работах, весьма просты;
б) почти все методы не позволяют эффективно использовать архитектурные
особенности современных схем ПЛИС;
г) непригодность булевой алгебры логики для синтеза недвоичных контроле-
способных систем счисления, которые используют, например, геометрические коды.
Устранение этих недостатков и разработка универсального метода синтеза любых комбинационных схем является первой задачей настоящей диссертационной работы.
Опыт применения современных компьютерных систем убеждает в том, что интегральная технология уменьшает интенсивность катастрофических отказов элементов, но не уменьшает интенсивности случайных сбоев Поэтому значение автоматического контроля современных цифровых систем не стало менее важным, чем оно было для изделий прежних поколений. Эта роль контроля значительно возрастает вследствие того, что успехи цифровой техники значительно расширили ее область применения в тех задачах, решение которых требует большой ответственности. Помехоустойчивость цифровых и логических устройств является второй областью исследования настоящей диссертационной работы.
Дня обнаружения и исправления ошибок при выполнении арифметических операций рядом исследователей было предложено использовать специальные арифметические коды. Эти коды имеют большое число разновидностей, и с их помощью предполагалось контролировать не только арифметические операции, но и правильность передачи и хранения информации, что создавало предпосылки для создания единой аппаратной системы контроля и устранения последствий неисправностей. Кратко остановимся на этих исследованиях. Прежде всего, это АЫ-коды и остаточные коды (коды в остаточных классах). Применение AN-кодов требует предварительного умножения исходных чисел на некоторое заранее выбранное число А с последующим выполнением арифметических операций над числами вида AN, где в дальнейшем осуществляется декодирование с исправлением или обнаружением ошибок, которые также требуют проверки определенных вычислений. Исследование AN-кодов проводились в работах зарубежных (Питерсон У., Уэлсон Э. ), и отечественных авторов (Кондратьев В.Н., Трофимов Н.И., Бояринов И.М., Кабатянский Г.А., Гриценко И.М., Дынысин В.Н.) Теория AN-кодов интенсивно развивалась в 70 годы прошлого века, но затем многие из исследователей пришли к выводу, что для практического применения в вычислительных системах наиболее приспособлены остаточные коды. Остаточные коды являются систематическими, т.е. они содержат в себе кроме информационных контрольные разряды. В этих кодах арифметические операции выполняются параллельно над исходными операндами и их наи-
Автореферат
меньшими вычетами по некоторым выбранным модулям. После завершения операций, вычисленные вычеты результата операции по этим модулям сравниваются с результатами аналогичной операции над вычетами операндов.Теория остаточных кодов впервые была исследована Питерсоном У. и очень успешно развивалась в работах отечественных авторов (Дадаев Ю.Г., Акушский И.Я., Юдицкий Д.И., Василенко B.C. , B.C. Толстяков, В.Н.Номоконов, И.Л.Ерош).В дальнейшем исследователи обратили внимание на необходимость использования циклической структуры AN-кодов, где существовала аналогия между циклическими АН-кодами и кодами для передачи информации в системах связи, например кодами Хемминга. Теоретическим исследованиям циклических AN-кодов с контролем по модулю посвящено большое количество работ, среди которых необходимо отметить работы Дадаева Ю.Г., Дынь-кина В.Н., Ушакова Г.Н., Кладова Г.К. и др.Однако в практическом плане радужные перспективы применения этих кодов в цифровых устройствах не дали каких-либо положительных результатов и ограничились только контролем четности (нечетности). Недостатки применения этих кодов рассматриваются в работах Брюховича Е.И. Самый существенный из них заключается в уменьшении номинального быстродействия цифровых вычислительных систем, по мнению Е.И.Брюховича, не менее чем вдвое. Эта оценка явно занижена, и быстродействие будет еще ниже, поскольку им учитывается только операция обнаружения ошибок и не учтено время на исправление этих ошибок.Известно, что кодирование для любых типов кодов, в том числе и арифметических, не составляет проблемы, и процесс кодирования сводится к вычислению наименьших вычетов по заданному модулю. Подобную задачу необходимо решать на первом этапе декодирования (обнаружение ошибок) при вычислении синдрома, для чего используются схемы свертки (Путинцев Н.Д., Ситниченко СИ.). Организация работы на втором этапе декодирования (исправление ошибок) вычислительного комплекса, использующего арифметические коды, обсуждается в работах Селлерса Ф., B.C. Толстякова, В.Н.Номоконова, И.Л.Ероша и др. Широкое применение в технике связи для операции исправления ошибок методов мажоритарного декодирования циклических кодов вызвало попытку решить подобную задачу в вычислительных комплексах для AN-кодов, но кроме теоретических предпосылок это не принесло практических результатов. Это также можно сказать о декодировании m-мерных итеративных циклических кодов. Рассмотрение арифметических кодов проводится всеми исследователями для реализации только одной арифметической операции - суммирования, которая считается ими базовой для всех других операций (умножения, деления, возведения в степень и т.д.). Такой подход нельзя считать корректным, но даже при таком упрощенном решении возникают сложности с сигналами переноса. Решение задач обнаружения и исправления ошибок цифровых систем видится Ю.Г.Дадаевым в «создании специального процессора исправления, работающего независимо и параллельно с выполнением ЭВМ основных функций. Такой процессор можно использовать для исправления ошибок, возникающих не только при выполнении операций, но и при продвижении операндов на всем пути от машины до исполнительных устройств». Это предложение решения задачи можно принять к реализации, но только не для систем реального времени, где необходимо иметь подобный «сопроцессор», превосходящий по быстродействию основной вычислительный комплекс, быстродействие которого здесь находится на пределе воз-можного.Ряд исследователей видит решение задачи повышения помехоустойчивости цифровых систем в использовании систем счисления с иррациональным основанием
типа «золотой пропорции», которая была предложена Г.Бергманом. Избыточные самосинхронизирующие коды Фибоначчи рассматриваются Стаховым А. П. , как альтернатива существующим позиционным системам счисления и, по мнению автора, сохраняют все их известные преимущества: «простота сравнения чисел по величине и "наглядность" в изображении чисел, простота арифметических правил, возможность представления чисел с фиксированной и плавающей запятой, однородность и итеративность реализующих арифметику структур и др.». Однако здесь же говорится о том, что применение этих кодов в вычислительной технике «является спорным и его решение требует дальнейших исследований».
Цель и задачи диссертационного исследования. Основной целью диссертационной работы является развитие теории анализа и синтеза цифровых устройств систем управления, в частности комбинационных схем, работающих в режимах реального времени, где применяются не только двоичные системы счисления, но и кон-тролеспособные избыточные системы при выполнении любых арифметических и логических операций. В отличии от периода становления компьютерной техники, когда на первый план ставились цели по разработке программного обеспечения и технике их проектирования, здесь поставлена цель эффективного применения цифровых устройств в конкретных областях техники - электроприводах и системах электропитания.
Для достижения поставленной задачи в диссертации решаются следующие задачи: а) разработка устройств машинной арифметики, выполняющих все известные операции в любых кодах позиционных систем счисления, в том числе в естественных кодах электроприводов — многофазных кодах и кодах многомерных цифровых множеств; б) разработка методики анализа и синтеза контролеспособных кодов с обнаружением и исправлением ошибок в блоках обмена и хранения информации, выполнения логических и арифметических операций, а также в цифро-аналоговых устройствах амплитудной и широтно-импульсной модуляции, в том числе и многофазной модуляции; в) разработка методики автоматизированного синтеза цифровых и логических устройств с заданными параметрами контролеспособности и минимизации аппаратурных затрат; г) разработка основных положений теории логических матриц, представляющих геометрический образ логической функции в многомерном цифровом пространстве; д) определение основных правил векторного преобразования геометрических фигур многомерного цифрового пространства с учетом всех видов симметрии, отражающих симметрию программ покрытия этих фигур; е) разработка цифровых систем управления электроприводами постоянного и переменного токов с сохранением оптимальных параметров на всех частотах вращения, изменениях нагрузки и условий внешней среды.
Методы исследования Теоретические исследования анализа и синтеза цифровых устройств базируются на классической теории множеств, в качестве которых выбраны числа расширенного натурального ряда, а также на идее упаковки пространства предложенного Е.С.Федоровым и на нашем предложении нумерации ячеек этого пространства числами расширенного натурального ряда. Теоретические результаты иллюстрируются примерами реализации конкретных комбинационных схем, выполняющих функции логических и устройств машинной арифметики, а также цифровых управляемых инверторов, конверторов напряжений и различных систем электроприводов постоянного и переменного тока.
Автореферат
Научная новизна диссертационной работы заключается в том, что практически все представленные в ней исследования являются пионерскими и возникли на анализе развития идей, заложенных в авторских свидетельствах. Получение этих документов свидетельствовало о том, что эти решения имели на время подачи заявок мировую новизну и, следовательно, не имели аналогов в научной и технической литературе. В них автором впервые было предложено: а) использовать для выполнения арифметических и логических операций естественные для систем энергоснабжения и электроприводов многофазные коды; б) исправлять ошибки в этих типах кодов, не используя каких-либо математических вычислений, что позволило достигнуть максимально возможного быстродействия при этих операциях; в) управлять величиной и формой выходных напряжений инверторов контролеспособными цифровыми схемами при сохранении полной симметрии выходных напряжений для любых типов усилителей мощности; г) модернизировать метод «бегущей стробирующей метки», который использовался для обработки сигналов фазовращателей, введением цифровых многофазных способов обработки его входных и выходных сигналов, что позволило увеличить точность и быстродействие; д) создать управляемые схемы реверсивных делителей-счетчиков многофазных кодов и обеспечить их абсолютную устойчивость; е) разработать многофазные контролеспособные цифровые принципы регулирования выходных напряжений конверторов напряжений; ж) разработать цифровое частотно-векторное управление вентильным и асинхронным электроприводами и т.д.
Основные положения, выносимые на защиту.
1. Концепция геометрического синтеза комбинационных логических и арифметических устройств, в основу которой положена теория многомерных циф-ро-векторных множеств, развивающая идею многомерного физического пространства Е.С. Федорова. 2. Концепция использования осей симметрии многомерного цифрового пространства для определения эквивалентных комбинационных схем логических блоков, метод которой реализуется мыслимыми поворотами относительно этих осей геометрического образа логических и арифметических функций. 3. Алгоритмы геометрического синтеза двухзначных логических функций не имеющие ограничений на параметры реализуемых функций. 4. Алгоритмы выполнения операций машинной арифметики в естественных кодах электроприводов и систем электропитания — многофазных кодах, а также многовходовых суммирующих и вычитающих устройств в кодах угловых множеств. 5. Алгоритмы синтеза генератора кратностей, составляющих основу предложенных автором быстродействующих устройств деления и умножения. 6. Алгоритмы синтеза схем реверсивных делителей-счетчиков многофазного кода, обладающих высоким быстродействием и абсолютной устойчивостью в переходных режимах. 7. Алгоритмы синтеза управляемых делителей частоты, где с изменением частоты автоматически меняется основание системы счисления. 8. Алгоритмы синтеза преобразователей из одного кода определенного основания системы счисления в этот же или другой код иного основания системы счисления. 9. Концепция геометрического синтеза контролеспособных кодов позиционных систем счисления, которая заключается в размещении любых типов ошибок этих кодов в ячейках многомерного цифрового пространства и образовании геометрических образов логических функций этих ошибок, а также в использовании свойства непрерывности двух множеств (нулей и единиц), составляющих многофазные и интегральные коды. 10. Алгоритмы синтеза логических устройств исправления ошибок
многофазных и интегральных кодов, кодов Хемминга, а также кодов, синтезированных предложенным нами геометрическим методом. 11. Концепция синтеза инверторов напряжения, которая заключается в цифро-векторном представлении их многофазных выходных напряжений и в использовании устройств машинной арифметики для управления их формой и величиной, 12. Метод формирования квазисинусоидальной ШИМ выходных напряжений многофазных инверторов, сущность которого заключается в плавном вращении результирующего вектора напряжения путем высокочастотного переключения этого вектора из одного дискретного положения в последующее, когда время нахождения в предыдущем состоянии по мере вращения искусственного результирующего вектора уменьшается, а время нахождения в последующем увеличивается. Схемы реализации этого метода жесткими алгоритмами, изменяемыми алгоритмами, а также схемы с модуляционным принципом формирования этих напряжений. 13. Модернизация метода «бегущей стробирующей метки», где многофазные напряжения питания фазовращателя формируются цифровыми сигналами делителей-счетчиков, что позволяет, используя разработанную машинную арифметику многофазных кодов, повысить точность и быстродействие ЦПУ. Этот метод позволяет осуществлять по внешним цифровым сигналам круговой поворот сигналов ЦПУ относительно их входной оси, а также реализовать метод формирования управляемой квазисинусоидальной ШИМ инверторов напряжения в асинхронных и вентильных электроприводах. 14. Многофазные принципы формирования ШИМ выходных сигналов конверторов напряжения с использованием контро-леспособных схем машинной арифметики. 15. Цифровой частотно-векторный способ управления вентильным электродвигателем, где необходимое изменение оси стабилизации тока статора относительно ротора выполняется круговым поворотом сигналов ЦПУ в статических и динамических режимах устройствами машинной арифметики многофазных кодов.
Обоснование и достоверность научных положений, а также практическая ценность и внедрение результатов обеспечивается и подтверждается тем, что эти исследования проводились в течение многих лет на этапах НИР и ОКР по многочисленным государственным заказам. Из них достаточно упомянуть работы по заданию 04.07 программы ГКНТ СССР 016.09 , научным руководителем которых был автор настоящей диссертации. Перед этой работой были поставлены задачи по созданию высоконадежных и помехоустойчивых цифровых устройств, оснащенных системами контроля; систем аварийных защит и диагностики; реализации прямого цифрового адаптивного управления рядом внутренних параметров электроприводов; инверторов и конверторов напряжений с цифровым внешним и внутренним управлением и т.д. Результаты этих исследований нашли отражение в научно-технических отчетах [91,92]. Именно в этих работах были представлены существенные результаты практического применения теории многомерных цифро-векторных множеств в электроприводах для промышленных роботов. Представленные в диссертации материалы использовались при выполнении ОКР по отраслевым совместным программам Мин-станкопрома и Минэлектротехпрома по созданию цифро-аналоговых многокоординатных электроприводов для станков с ЧПУ, промышленных роботов и нашли также применение в медицинских томографах, в электроприводах стендов для тренировки космонавтов. Электроприводы серии ПРП были представлены в 1978 г на ВДНХ СССР и этот электропривод экспонировался в составе медицинскою томографа на международной выставке «ЭКСПО-82», где был удостоен диплома за высокий науч-
Автореферат
но-технический уровень. Результаты настоящего диссертационного исследования были также использованы в разработке вентильного электропривода «Микрон-Д» для проектируемой в то время космической станции "Мир-2" и тросовой космической системы. Эти работы выполнялись по заданиям РКК «Энергия» имени академика С.П.Королева. В разработке электропривода «Микрон-Д» были предложены и внедрены системы исправления ошибок многофазного кода и ряд цифровых блоков вентильного электропривода, синтезированные с использованием теории многомерных цифровых множеств. В дальнейшем этот модернизированный тип электропривода («Микрон-ДА») был изготовлен и поставлен в США для использования на международной космической станции "Альфа". Результаты дальнейших исследований автора нашли применение в целом ряде вентильных электроприводов: электровентилятора для скоростного поезда «Сокол» (Москва - С. Петербург), электродвигателей серий ДБЭ для Научно-производственного объединения прикладной механики имени академика М.Ф.Решетнева, электровентилятора РСС 1-0,28/4, а также электродвигателя кондиционера ЭВО-3 и электродвигателя компрессора ВЭПР-1,1 для «Научно-технического комплекса» Криогенная техника.
Апробация работы. Основные результаты работы были представлены на 5-ти научно-технических конференциях: Всесоюзная научно-техническая конференция РАПП-83. Барнаул (июнь), 1983; Краевая научно-техническая конференция. Устройства и системы автоматики автономных объектов, Красноярск 93 -5 июня). 1987; XTV научно-техническая конференция НПО «Полюс». Томск , 1990; XVI научно-техническая конференция НПЦ «Полюс». Томск . 2000; Международная научно-техническая конференция «Электромеханические преобразователи энергии». ТПУ. Томск (6-7 сентября). 2001; а также на 2-х научно-технических семинарах: Материалы научно-технического семинара. Системы управления, следящие приводы и их элементы, Москва (25-27 февраля), Центральный научно-исследовательский институт информатики и технико-экономических исследований, 1987; Материалы научно-технического семинара. Полупроводниковые электроприводы с цифровым и цифро-аналоговым управлением, Ленинград, 1989.
Публикации. По результатам исследований автором лично и в соавторстве опубликовано 18 работ и лично опубликована монография - «Теория многомерных цифровых множеств в приложениях к электроприводам и системам электропитания». Из 18 опубликованных работ 6 принадлежат автору единолично. Результаты исследований использованы при подготовке 2-х общесоюзных научно-технических отчетов, которые выполнялись при научном руководстве автора. Все эти работы имеют непосредственное отношение к содержанию диссертации. По результатам исследований автором лично и в соавторстве получено 73 авторских свидетельства на изобретения, из которых 30 принадлежат лично автору диссертации.
Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, 9-ти глав, заключения, списка использованной литературы и приложения. Диссертация содержит 260 страниц основного машинописного текста и 270 рисунков. Список литературы включает 382 наименования.
Обычные двухзначные логические функции в многомерном цифровом пространстве
Первые понятия, с которых начинается любая теория, должны быть ясны, и приведены к самому наименьшему числу. Только тогда они могут служить прочным и достаточным фундаментом этой теории.
Одним го таких понятий является представление обычной двухзначной логической функции в многомерном цифровом пространстве. Прежде, чем выполнить это представление, дадим некоторые пояснения.
Во-первых, в работе будут использоваться только позиционные системы представления числа, история которых начинается за две тысячи лет до н.э., когда вавилоняне [174] употребляли шестидесятеричную систему счисления с позиционным принципом записи числа. Современное представление [198] позиционной системы счисления определяется следующим образом: "Систему счисления называют позиционной, если одна и та же цифра может принимать различные численные значения в зависимости от номера местоположения (разряда) этой цифры в совокупности цифр, представляющих заданное число. Позиционные системы разделяют на однородные и смешанные. Во всех разрядах числа, представленного в однородной системе, используются цифры го одного и того же множества. Например, в обычной десятичной системе во всех разрядах любого числа используются цифры из множества {0, 1, ... , 9}, в двоичной системе - цифры из множества (0, 1} и т.п. В смешанных системах множества цифр различны для разных разрядов. В тех случаях, когда в позиционной системе для каждой цифры имеется отдельный символ, её называют системой с непосредственным представлением чисел. В позиционных системах с кодированием чисел количество символов меньше, чем количество цифр, а каждая цифра кодируется определенной комбинацией из нескольких символов".
Во-вторых, под кодом будем понимать [241] «правило преобразования сообщения щ одной символьной формы представления (исходного алфавита) в другую (объектный алфавит)». В нашем случае цифры натурального ряда конкретного основания системы счисления составляют одну символьную систему (система с непосредственным представлением чисел). Другая символьная система определяет принцип кодирования, где обычно количество символов меньше, чем количество цифр кодируемого основания системы счисления.
В-третьих, поскольку большая часть кодов, в том числе и система с непосредственным представлением чисел, являются циклическими, то необходимо привести определение циклического кода: «Подпространство V наборов длины п называется циклическим подпространством или циклическим кодом, если для любого вектора V = (а ь ап_2,..., ао) го подпространства V вектор Vі = (ао, а , аа-2,..., ai), получаемый в результате циклического сдвига компонент вектора V на единицу вправо, также принадлежігг подпространству V» [185].
Теперь можно приступить к представлению обычной двухзначной логической функции в многомерном цифровом пространстве. Обычной двухзначной логической функцией, в дальнейшем логической функцией (ЛФ2 либо, опуская индекс 2, ЛФ) у = f (xi , ..., хО, называется функция, принимающая, как и ее" аргумеїггьі xi,..., х , два значения, которые обозначим, чтобы отличать от сигналов 0 и 1 обычного цифрового кода (ОЦК), символами 0 и 1
Поскольку число различных наборов значений аргументов ЛФ конечно и равно 2К, любая ЛФ может быть задана (на примере k = 3) таблицей 1.1.1 истинности.
В таблице наборы значений аргументов расположены в порядке возрастания: сначала идет набор (иное название набора — кодовое слово или кодовая комбинация), представляющий собой двоичное расположение числа 0 (0 , ... , 0 ), затем следует набор, являющийся двоичным расположением числа 1; за ним записывается набор, соответствующий числу 2, и т.д. Последний набор состоит из К единиц (1 , ..., I ) и является двоичным разложением числа натурального ряда (2К - 1). Такое кодирование цифр натурального ряда называется двоичным.
Если всем наборам значешій аргументов ЛФ у = f (xi,..., Хк) поставить в соответствие сигналы ОЦК от 0 до (2 - 1), т.е. цифры расширенного натурального ряда, то каждый аргумент jq (і = 1 ,..., К) и сама ЛФ будут представлять собой определенные цифровые множества, что для нашего примера будет выражено следующим образом: Х = 1 v 3 v 5 v 7; х2 = 2 v 3 v 6 v 7; X3=4v5v6v7; y=lv2v4v7.
На отрезке конечной длины цифровой "прямой" (рис. 1.1) графически представлены соотношения между этими цифровыми множествами. Определение же бесконечной цифровой "прямой" следующее: геометрическое юображсние бесконечного множества натуральных действительных чисел No, когда натуральное число получается последовательным прибавлением I, начиная с 0, причем 0 является равноправным элементом наряду со всеми другими цифрами 1, 2,3 и т.д. Следовательно, если на бесконечной "прямой" g заданием начала отсчета и положительного направления цифрового вектора откладывать последовательно единичные отрезки, соответствующие цифрам 0, 1,2, ... , то каждый единичный отрезок L "прямой" g однозначно определяется своей координатой No. Таким образом, каждому единичному отрезку L "прямой" g соответствует одно действительное натуральное число N0, и обратно: каждому натуральному числу No соответствует один элемент, расположенный на конце цифрового вектора. При таком соответствии каждая последовательность 2К различных наборов значений аргументов с учетом порядка их расположения определяет принцип кодирования сигналов ОЦК от 0 до (2К — 1) . Наиболее широкое распространение получило так называемое двоичное кодирование, которое является основным во всей вычислительной технике. Исходя из этого, последовательность набора аргументов, соответствующую двоичному принципу кодирования, будем считать стандартной [245] формой представления, что и выполнено в табл. 1.1.1 и на рис. 1.1.
Синтез устройств умножения
Хотя операция деления не является столь распространенной в системах управления электроприводами, как суммирование или умножение, ее освещение представляет не только теоретический интерес.
Из известных технических решений можно выделить устройства для деления, работающие в двоичном коде и реалшующие методы деления с восстановлением и без восстановления остатка (Карцев М.Л., Брик И.Л. [147]), и устройства, реалшующие деление "обходным путем" с использованием умножения или иной процедуры (Храпченко В.М. [224]).
Все эти устройства деления двоичного кода не позволяют получить высокого быстродействия и значительно уступают быстродействию, например, операции умножения, которая представляет собой завершенную логическую схему без элементов памяти и сдвига. Применение этих устройств в системах с основанием больше двух потребует преобразований из одного кода в другой, что также уменьшает быстродействие операции деления. Кроме того, такой принцип построения устройств деления нецелесообразен из-за перехода к неконтро-леспособной системе счисления, какой является двоичная система счисления.
Устройство для деления с основанием системы счисления больше двух (Прангишвили И.В., Абрамова Н.А., Бабичева Е.В., Игнатушеноко В.В. [186]), где деление выполняется через умножение делимого на число обратное делителю, которое находится итерационным способом, может быть использовано и для многофазного принципа кодирования основания системы счисления. Однако оно отличается значительной сложностью и невысоким быстродействием вследствие необходимости выполнения операции полного деления в несколько циклов.
Классический метод деления без восстановления остатка изложен в (Беркс А., Гольдстейн Г., Нейман Дж. [95]). В этой работе авторов с мировыми именами описан принцип построения делителя для системы счисления с основанием п, где сформулирован принцип обработки остатка (В;): если ВІ О (Bj 0), то ш В,п многократно вычитают (прибавляют) делитель С до тех пор, пока знак разности (суммы) станет противоположным знаку величины ВІ или пока количество произведенных сложений (вычитаний) не сделается равным (п - 1).
Устройство (Сарра М, Hamacher V.C [272]), реализующее этот способ деления для системы счисления п=2, выполнено в віще итеративной сети матрицы, составленной га одинаковых блоков, образующих L строк по числу разрядов частного, где в каждой строке содержится m блоков по числу разрядов делителя, блок сигнала опережающего переноса и логический блок. Для ускорения операции сложения или вычитания каждый остаток Bj в каждой строке вычисляется в віще двух чисел: числа S, составленного из поразрядных сумм Sj, и числа Е, составленного из поразрядных переносов е„ где перенос в знаковый разряд строки, очередной разряд частного и управляющий сигнал для следующей строки (сложить или вычесть) формируются при помощи схемы опережения переносов. По сигналу блока переноса осуществляется операция сложения либо вычитания в блоках строк матрицы, где переход от операции вычитания к операции сложения осуществляется переводом делителя го прямого кода в дополнительный.
Аппаратурная сложность устройства при его реализации для систем счисления с основанием больше двух приведет к еще большему усложнению и потере быстродействия. Это связано с тем, что в каждой строке необходимо многократно осуществлять операцию сложения либо вычитания (для двоичного кода это выполняется один раз).
Вместе с тем классическое, говестное го общеобразовательной школы деление "углом", где элементарная операция деления выполняется последовательным подбором результата, может быть реализована без этого перебора, а непосредственно сразу с максимальным быстродействием (Кочергин В.И. [18], [19]). Структурная схема такого устройства приведена на рис.2.10.
Синтез устройства проведем на примере деления двух чисел Л и В (Л - делитель, В - делимое), представленных в пятифазном коде (п=10). Примем, что оба операнда заданы в нормализованном виде, когда в старших разрядах содержится сигнал, отличающийся от цифры 0. Пусть делимое содержит семь разрядов, делитель содержит три разряда, а результат деления выдается в семи разрядах.
Входные шины трех разрядов делителя А(А\ Л2, Л3) соединены с входом генератора кратностей, выходные шины которого содержат кратные делителя: Axl, Ах2=С, Ax3=D, Ах4=Е, Ax5=F, Ax6=G, Ах7=Н, Ax8=J, Ax9=L.
Цифровой блок первой строки осуществляет деление числа, заданного старшими разрядами делимого В7, В6, В , на делитель и результат деления, который является целым числом, выдается на первый выход X7 цифрового блока строки, а остаток от деления поступает на второй трехразрядный выход этого блока.
Второй блок второй строки осуществляет деление числа, старшие разряды которого задаются остатком от предыдущего деления, а младший разряд является числом следующего разряда В4 делимого, на делитель и результат деления выдается на второй выход X цифрового блока строки, а остаток от деления поступает на второй трехразрядный выход этого блока и т.д.
В представленной части работа схемы принципиально не отличается от общеизвестного деления "углом". Отличие здесь в осуществлении элементарной операции деления в цифровом блоке строки, где деление производится не последовательным подбором результата, а выдается непосредственно сразу.
Расположение ошибок позиционных систем счисления в многомерном пространстве
Проблема синтеза высоконадежных систем управления электроприводами, состоящими ю большого количества аналоговых и цифровых электронных блоков, приобретает все большее значение.
Одним из основных и перспективных путей достижения высоких показателей надежности таких электроприводов является их синтез на базе использования самопроверяемых электронных блоков. Причем электронные блоки современных электроприводов становятся все более сложными.
Самопроверяемость в этом случае есть свойство обнаружить, а в лучшем случае и исправить неисправности как в основной аппаратуре, так и во встроенной аппаратуре контроля. Причем эти операции должны выполняться в режиме реального времени без прогонки специальных тестов или имитации неисправных состояний. Такой подход не исключает прогонки специальных тестов до момента включения электропривода для определения его готовности к выполнению необходимых функций.
Аналогичные задачи стоят достаточно давно и перед разработчиками ЭВМ, где использование самопроверяемых схем встроенного контроля позволяет избежать проблемы "контролера над контролером" и свести в идеале неконтролируемое ядро системы к нулю (Сагомонян Е.С., Слабаков Е.В. [197]).
Решение этой проблемы для ЭВМ далеко до завершения, хотя ограничивается в основном пока только задачей обнаружения неисправностей. Это объясняется большой сложностью решения задач самоконтроля, где средства достижения отказоустойчивости очень разнообразны. Выбор средств обеспечения отказоустойчивости зависит и от условий применения, и от требований к показателям надежности систем, а обоснование выбора средств является весьма затруднительно. При этом следует учитывать, что обычно ЭВМ работают в "тепличных" условиях внешних помех, а использование электронных блоков в электроприводах далеко от таких "тепличных" условий.
Отказоустойчивость электронных блоков и системы в целом достігжима не только с помощью обеспечения самопроверяемости, а также самым распространенным способом — резервированием, в частности, использованием мажоритарных структур либо полным поэлементным резервированием блоков.
Однако резервирование, которое устраняет последствия полного выхода из строя какого-либо злемеїгга схемы, не может служіггь гарантией защиты от всевозможных видов кратковременных сбоев в схеме. Поэтому создание высоконадежных схем заключается в сочетании резервирования и использовании быточных кодов, позволяющих обнаруживать и даже исправлять ошибки при передаче, хранении и выполнении определенных логичсскіьх и арифметических операций над сигналами.
Самым простым решением задачи контролеспособности цифровых устройств является использование двухпроводных кодов. Именно в применении этих кодов ряд исследователей видит решение вопроса контролеспособности ЭВМ (Garter W.C., Schneider P.R. [294]), (Брюхович Е.И. [99]).
В двухпроводном коде каждый информационный разряд дополняется еще одним разрядом, причем значение сигнала в дополнительном разряде противоположно значению сигнала в информационном разряде, т.е. он является его инверсией. Следовательно, для двухпроводного кода кодовыми словами Л являются слова, у которых каждый информационный разряд и соответствующий ему дополнительный разряд имеют противоположные значения, т.е. 0 1 или 1 0 . Ошибочным является слово, у которого найдется, по крайней мере, одна такая пара разрядов, в которой информационный и дополнительный разряды совпадают. Для определения работоспособности какого-либо вычислительного блока либо комплекса в целом необходимы два условия. Первое из них заключается в том, что информационные и дополнительные разряды существуют независимо один от другого на всем протяжении от входа устройства до его выхода, а не образуются простым инвертированием сигналов при их передаче между узлами или блоками схемы. Второе обусловлено тем, что каждый функциональный узел выполняется для получения раздельно информационных и дополнительных разрядов.
Отмеченное поясняется рис. 3.1,а, где приведены информационные А, В и дополнительные А, В сигналы, поступающие в два функциональных блока: Фі, Фг. Блоки формируют соответственно функционалы информационных F и дополнительных F сигналов. Связь между сигналами F и поясняется их геометрическим образом (рис.3.1,6) в многомерном цифровом пространстве, например, операнд А и В.
Правильность работы любого функционального блока и комплекса в целом будет определяться не совпадением соответствующих информационных и дополнительных разрядов на входе и выходе этого блока. Такое построение любого цифрового устройства требует дополнительной установки оборудования, но дает полную гарантию его работоспособности.
Несмотря на кажущуюся тривиальность представленного решения самоконтроля, оно весьма продуктивно, а в сочетании с другими контролеспособ-ными кодами позволяет не только обнаруживать, но даже исправлять большой класс ошибок. В самом деле, двухпроводность может быть применима для любого типа кода как контролеспособного, так и неконтролеспособного, например двоичного.
Регулирование напряжения в инверторах с простейшей формой выходного напряжения
Необходимость использования инверторов с улучшенной формой выходного напряжения определяется характером подключаемой нагрузки. Ряд потребителей (синхронные следящие системы, высокоточные преобразователи угол-код, радиоаппаратура и т.д.) требует максимального приближения к синусоидальной форме на стабильной частоте при отсутствии каких-либо помех от высших гармонических составляющих.
Для формирования синусоидальной формы выходного напряжения инвертора нередко устанавливают между выходом инвертора и нагрузкой индуктивно-емкостные фильтры. Массогабаритные показатели этих фильтров определяются значениями высокочастотных гармоник, которые имеются в кривой выходного напряжения инвертора. Установленная мощность элементов фильтров будет при этом значительно меньше, чем при фильтрации простых прямоугольных форм напряжения. Для достижения необходимого результата на вход фильтра с выхода инвертора подается модулированное по заданному закону напряжение, а выходное напряжение фильтра должно с требуемой точностью приближаться к синусоидальному.
Однако только при активной нагрузке инвертора можно допустить, что напряжение на выходе, соответствующее і-ой гармонике напряжения на входе фильтра, не зависит от других гармоник входа и выхода. Другими словами, если напряжения входа и выхода фильтра представлены рядами т.е. UBX, UBbK представляют собой суперпозиции гармонических функций, то, подавая на вход отдельные гармоники U BX , на выходе фильтра получим соответствующие гармоники и1вых, результат суперпозиции которых позволит синтезировать ту же функцию UBUX, какую мы получили бы, подавая на вход неразложенное напряжение UBV Такое допущение позволяет достаточно просто разработать машинный алгоритм расчета оптимальных фильтров, но такой подход не имеет практического применения в системах электропривода, где чисто активной нагрузки не существует.
Известно, что для электрических двигателей, которые являются сложной активно-индуктивной нагрузкой, форма кривой питающего их тока должна быть, как правило, синусоидальной. В этом случае между двигателем и инвертором обычно фильтры не ставятся, а функцию фильтра выполняют сами обмотки двигателя. Поэтому здесь рассматриваются инверторы с таким характером нагрузки. Основная задача синтеза при этом - создание оптимальной ши-ротно-импульсной модуляции (ШИМ) выходного напряжения, которая должна обеспечить необходимую плавность вращения двигателя на определенной частоте вращения. Такое определение оптимальной ШИМ не совпадает с более распространенным (Тонкаль В.Е., Гречко Э.Н., Бухинский СИ. [213]), когда под оптимальным законом переключения понимается такое, которое приводит к отсутствию в кривой выходного напряжения инвертора нескольких высших гармонических, близких к основной.
Отсутствие гармоник при этом обусловлено числом импульсов и их длительностью в полупериоде выходного напряжения, а также их взаимным расположением, которые находятся из системы уравнений, полученных при равенстве нулю соответствующих гармоник. Такое представление оптимальной ШИМ более приемлемо для первого типа нагрузки и позволяет оптимизировать проектирование фильтров. Для достижения этой цели используются цифровые инверторы с "жестким" алгоритмом ШИМ (Кочергин В.И. [39]), что редко встречается в системах регулируемого электропривода и выходит за рамки данного исследования.
Создание синусоидальной ШИМ в инверторах электроприводов переменного тока не является самоцелью, главное здесь получение необходимой плавности вращения двигателя при сохранении высоких энергетических показателей. Если при высоких частотах вращения это может быть достигнуто даже в инверторах с простейшей формой выходного напряжения, то на низких частотах это можно получить только с улучшенной формой выходного напряжения.
Получение такой синусоидальной ШИМ традиционно осуществляется путем сравнения многофазного эталонного синусоидального сигнала с треугольным либо пилообразным. В результате сравнения вырабатываются многофазные сигналы переключения силовых элементов инвертора. Изменение величины эталонного сигнала позволяет регулировать выходное напряжение инвертора.
Аналогичный подход был использован в инверторах с полностью цифровым управлением (Кочергин В.И., Баранов Н.С., Кирсанов С.К. [40]), (Кочергин В.И., Баранов Н.С. [42]), (Кочергин В.И. [43], [44]), но из-за широкой известности этого решения он здесь не рассматривается.
Рассмотрим предложенный нами метод формирования квазисинусоидальной ШИМ, основанный на цифро-векторном представлении выходных напряжений инвертора.
Сущность этого метода заключается в том, что плавное вращение результирующего вектора напряжения достигается высокочастотным переключением вектора напряжения из одного дискретного состояния в последующее, когда время нахождения в предыдущем состоянии по мере вращения искусственного результирующего вектора уменьшается, а время нахождения в последующем увеличивается. Обратимся к положениям результирующего вектора напряжения, например трехфазного инвертора (рис.4.10), где U - результирующий искусственный вектор выходного напряжения инвертора.
При движении вектора U от дискретного положения U0 к положению Vi по мере поворота времени ti нахождения его в положении U0 пропорционально углу Рь а время іг нахождения в положении Ui пропорционально углу р2- Здесь ti + i2 = Т — период высокочастотного переключения. Очевидно, что годографом конца вектора U является при неограниченной частоте переключения вписанный шестиугольник.
Поскольку частота таких переключений всегда ограничена и, естественно стремление по энергетическим показателям ее снизить, то каждому периоду высокочастотного переключения будет соответствовать искусственный вектор и искусственная точка положения ее конца. Взаимное расположение искусственных точек между собой и естественными точками, которые задаются концами векторов Uo - Us, определяется законом переключения этих рядом стоящих векторов.
Нетрудно убедиться, что для стабильности фазовых соотношений и устранения в кривых выходного напряжения многофазного инвертора четных гармонических составляющих необходима симметрия искусственных точек концов результирующего вектора относительно оси между соседними положениями естественных векторов. Поэтому времена ti и t2 должны выстраиваться в такой последовательности при движении искусственного вектора от одной естественной точки до другой, чтобы время ti в первый период высокочастотного переключения равнялось бы времени t2 в последний период, а время ti во второй период - времени t2 в предпоследний период и т.д.
![Рациональное управление системой психологической помощи на основе медицинского мониторинга и организации психопрофилактического процесса [Электронный ресурс]](/i/i/4409/168295.png "Рациональное управление системой психологической помощи на основе медицинского мониторинга и организации психопрофилактического процесса [Электронный ресурс] Склярова Татьяна Петровна")
