Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Геометрия и угловая кинематика каналов тропосферных и спутниковых радиолиний связи 11
1.1. Особенность геометрии и кинематики тропосферных радиолиний связи НК —ЛА 12
1.2. Геометрия спутниковых радиолиний связи 19
1.3. Расчет угла поворота вектора поляризации облучателя антенны наземного комплекса 28
Выводы 33
Глава 2. Энергетический потенциал информационного сигнала в пространственных каналах связи 34
2.1. Выбор основных параметров ЦЛС по энергетике с использованием мультипликативных групп 35
2.2. Методика анализа энергетики тропосферных радиолиний связи 43
Пространственные потери 44
Диаграмма направленности и коэффициент усиления апертурной антенны 44
Потери в атмосфере 47
Интерференционные потери 48
2.3. Пример анализа энергетики тропосферной радиолинии связи НК — ЛА 56
2.4. Особенности энергетики ЦЛС в точках несанкционированного доступа к информации 61
Круговая орбита 61
Эллиптическая орбита 65
Выводы 67
Глава 3. Энергетика пеленгационного канала и методы селекции главного лепестка ДН антенны 69
3.1. Расчет отношения мощности сигнала к мощности шума для пеленгационного сигнала в АКС и MAC 69
Антенна с коническим сканирования луча ДН 69
Моноимпульсная антенная система 75
Принцип формирования пеленгационной характеристики в МАС 77
3.2. Методы селекции главного лепестка ДН антенны 83
СГЛ ДН антенны при использовании дополнительной антенны 84
Расчетный метод СГЛ антенны путем определения второй производной ДН 86
Определение ширины полосы пропускания ФНЧ, выполняющих селекцию сигналов в системах СГЛ и УПЦ 87
Выводы 89
Глава 4. Анализ энергетики и минимизация коэффициента шума приемо передающей аппаратуры и кабельных трасс 90
4.1. Структура радиоприемного устройства (РПУ) и расчет его энергетики 91
Примеры декомпозиционного анализа энергетики РПУ 101
4.2. Анализ шумовых характеристик и звенно-каскадная схема построения кабельных трасс 107
Анализ коэффициента шума в схеме, состоящей из усилителя и следующего за ним диссипативного элемента 108
Звенно-каскадная схема кабельной трассы 111
4.3. Особенности требований, предъявляемых к коэффициенту шума в трактах передающих устройствах 117
Выводы 119
Глава 5. Метод разбиения частотного диапазона в заданных пропорциях ... 121
5.1. Логарифмическая мера ширины полосы частот 122
5.2. Произвольные относительные ширины парциальных полос частот... 131 Выводы 136
Заключение 137
Список литературы
- Расчет угла поворота вектора поляризации облучателя антенны наземного комплекса
- Диаграмма направленности и коэффициент усиления апертурной антенны
- Принцип формирования пеленгационной характеристики в МАС
- Анализ шумовых характеристик и звенно-каскадная схема построения кабельных трасс
Введение к работе
Разработка аппаратуры высокоскоростных (от 30 до 300 Мбит/с) цифровых радиолиний (ВЦРЛ) в тропосферных и спутниковых каналах связи для передачи сигналов аэрофотосъемки земной поверхности и командной информации в режиме реального времени является важной задачей, как для многих систем гражданского применения, так и военного назначения. Энергетический потенциал (ЭП), выражаемый отношением мощности сигнала к мощности шума в рабочей полосе частот, или отношением энергии информационного бита к спектральной плотности мощности шума, это комплексная характеристика радиолинии связи. Он определяется совокупностью таких параметров, как мощность передающего устройства, коэффициенты усиления (КУ) антенн передатчика и приемника, ширина полосы рабочих частот, техническая скорость передачи информации, шумовые характеристики трактов приемо-передающей аппаратуры, пространственные, интерференционные и поляризационные потери в канале связи и ряда других.
Как известно, снижение вероятности появления ошибки в информации, передаваемой в радиолинии, можно добиться путем увеличения мощности передатчика и КУ антенных устройств. Однако столь прямолинейный путь, как правило, с одной стороны приводит к неприемлемым затратам потребляемой от источников питания мощности и повышению уровня вредных факторов излучения, воздействующих на операторов и окружающую среду, а также излишнему загрязнению эфира, создающему трудности с обеспечением ЭМС. С другой стороны он приводит к недопустимому увеличению габаритных размеров антенных устройств и усложнению систем их точного взаимного наведения. Таким образом, при создании современных высокопроизводительных и конкурентно-способных цифровых радиолиний связи остро стоит сложная и актуальная задача не прямого наращивания ЭП ВЦРЛ, фактически определяющего облик аппаратуры, а повышения эффективности его использования.
Многие вопросы анализа ЭП радиолокационной аппаратуры и цифровых радиолиний связи рассмотрены в известных монографиях М. Сколника, Р. Берковица, В.Т. Горяинова, Дж. Спилкера, Б.Скляра, Л.Я. Кантора, а также в отечественной и зарубежной периодике. Вместе с тем, практика разработки аппаратуры свидетельствует о необходимости дальнейшего развития современных комплексных методов анализа характеристик ВЦРЛ, в том числе и моделирования энергетического потенциала на ЭВМ с помощью специальных программных комплексов в различных режимах эксплуатации, включая динамические. В диссертационной работе представлена методика, позволяющая упростить выбор базовых параметров, определяющих энергетику ВЦРЛ, а также быстро проанализировать ЭП в динамическом режиме приема сигнала в самолетных и спутниковых линиях связи. Это, в свою очередь, дает возможность путем рационального выбора базовых и вспомогательных параметров, характеризующих ВЦРЛ, повысить эффективность использования ЭП. Цель работы и задачи исследования
Целью диссертационной работы является повышение эффективности использования энергетического потенциала аппаратуры цифровых радиолиний связи. Для выполнения поставленной цели решены следующие задачи:
1. Проведен анализ геометрических и кинематических характеристик тропосферных и спутниковых радиолиний связи.
2. Разработана методика расчета ЭП пространственной части канала связи между наземным комплексом и летательным аппаратом, учитывающая влияние атмосферных осадков, интерференционные затухания сигнала в тропосфере, поляризационное затухание, прием сигнала в точках несанкционированного доступа к информации.
3. Проанализированы энергетические характеристики каналов угловой пеленгации цели в моноимпульсных системах и системах с коническим сканированием луча диаграммы направленности антенны.
4. Проведен анализ коэффициента шума и разработана методика его минимизации в приемо-передающей аппаратуре и магистральных кабелях.
5. Предложен метод разбиения общего диапазона частот на составные части с произвольно задаваемым соотношением значений парциальных относительных ширин полос.
Методы исследования
При решении поставленных задач использовались методы теории радиотехнических цепей и сигналов, электродинамики, вычислительной математики, линейной алгебры, компьютерного и математического моделирования, интегральное и дифференциальное исчисление. На защиту выносятся:
1. Методика анализа геометрических и кинематических характеристик
пространственного канала связи между наземным комплексом и летательным
аппаратом.
2. Методика анализа ЭП пространственного канала цифровой радиолинии связи, основанная на понятии мультипликативных групп.
3. Модель канала приема сигнала, излучаемого аппаратурой спутников, в точках несанкционированного доступа к передаваемой информации (НДПИ), позволяющая определять размеры области, которая подлежит контролю на предмет НДПИ.
4. Звенно-каскадная схема построения кабельной трассы, обладающая уменьшенным коэффициентом шума, либо увеличенной длиной по сравнению с традиционной многозвенной схемой.
5. Метод разбиения частотного диапазона на литерные поддиапазоны в заданных относительных пропорциях. Научная новизна диссертации заключается в следующем:
1. Введено новое понятие - перекрестный мультипликативный коэффициент, и показано, что при его использовании удается упростить процедуру выбора параметров элементов приемо-передающего тракта некоторых типов цифровых радиолиний связи.
2. Теоретически обосновано экспериментально наблюдаемое явление немонотонного характера изменения сигнала, принимаемого в точках несанкционированного доступа к информации в спутниковых линиях связи.
3. На основании результатов анализа влияния различных факторов, от которых зависит уровень интерференционных потерь в канале связи, выданы рекомендации, позволяющие добиться их уменьшения.
4. Разработан метод линеаризации пеленгационной характеристики антенной системы путем формирования ее степенной формы по разностно-суммарному отношению.
5. Предложена звенно-каскадная схема построения кабельной трассы, обладающая преимуществом по энергетике в сравнении с традиционной многозвенной схемой с транзитными усилителями.
6. Введены понятия логарифмической меры ширины полосы частот, определяемой как натуральный логарифм отношения верхней граничной частоты диапазона к нижней, а также средней величины по разностно-логарифмическому отношению.
Практическая значимость диссертации состоит в том, что разработана эффективная методика выбора основных параметров приемо-передающей аппаратуры цифровых радиолиний в тропосферных и спутниковых каналах связи путем моделирования ЭП, что, в свою очередь, позволяет повысить эффективность его использования. Реализация и внедрение результатов работы
Основные результаты работы внедрены и нашли практическое применение при разработке аппаратуры цифровых радиолиний связи на ряде предприятий (ФГУП НИИ точных приборов, ОАО НПК НИИ дальней радиосвязи, ОАО СКБ Топаз, ЗАО Компания Радиокомсистема), а также в учебном процессе Московского государственного института электроники и математики на кафедрах "Радиоэлектронные и телекоммуникационные устройства и системы" и "Информационная безопасность".
Апробация работы
Основные теоретические и практические научные результаты, полученные в диссертации, докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ, Москва, 2006, 2007, 2008, 2009, а также в выступлении на семинаре МНТОРЭС им. А.С. Попова «Электродинамика и техника СВЧ, КВЧ и оптических частот», январь 2009. Публикации
По теме работы опубликовано 10 научных трудов, в том числе 3 статьи в ведущих научных журналах, рекомендуемых ВАК для публикации основных материалов диссертации на соискание ученых степеней кандидата и доктора наук. Структура работы
Диссертационная работа состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы и приложения, содержит 143 страницы машинописного текста, 82 рисунка, 15 таблиц. Список цитируемой литературы включает 71 наименование.
Расчет угла поворота вектора поляризации облучателя антенны наземного комплекса
В спутниковых линиях связи для правильной настройки антенны НК требуется знание не только угла места 0Р спутника над линией горизонта и его локального азимутального угла q if m но также угла поворота вектора поляризации а облучателя антенны НК — для устранения потерь, связанных с поляризационным рассогласованием антенн. В литературе [7, 8] приводятся соотношения для расчета этих параметров, однако они даны только для случая нахождения спутника на геостационарной орбите (ГСО). Ниже получены выражения, для выполнения соответствующих расчетов в общем случае, когда положение спутника характеризуется произвольными значениями широты и долготы.
Плоскость апертуры антенны (ПАА) проходит через точку Р, и перпендикулярна линии (и, соответственно, плоскости) визирования (ПВС) спутника. Линия пересечения ПАА и ПВС является линией вертикальной поляризации на апертуре антенны. Вектор на этой линии обозначим как VVAP, а его нормированное значение lVAP. Вектор VVAP - лежит в плоскости визирования и перпендикулярен вектору fsp: VVAP=rspx{rEPxrSP) (1.27)
Найдем вектор в точке Р, определяющий направление вертикальной поляризации электромагнитной волны, излучаемой спутниковой антенной. Из курса электродинамики [17] известно, что в дальней зоне излучения антенны электромагнитное поле становится поперечным, то есть векторы напряженности электрического и магнитного компонент поля перпендикулярны вектору Пойнтинга, или радиус-вектору, направленному из центра антенны в точку наблюдения. В сферической системе координат, центр которой находится в фазовом центре апертуры, а ось Z параллельна вектору поляризации, векторы электромагнитного поля направлены по касательным к линиям меридианов в = const и параллелей р = const. Таким образом, для определения направления векторов поляризации электромагнитной волны в произвольной точке пространства, расположенной в дальней зоне излучения антенны, необходимо перейти к сферической системе координат, центр которой связан не с Землей, а с излучающей спутниковой антенной, рис. 1.20 а). На рис. 1.20 б) показаны направления векторов вертикальной поляризации в фазовом центре антенны и в произвольной точке наблюдения Р.
Предполагается, что вектор вертикальной поляризации в фазовом центре антенны совпадает с осью Z в прямоугольной декартовой системе координат. Введены также следующие обозначения: \VR, \vp — единичные векторы вертикальной поляризации электромагнитного поля на раскрыве излучающей антенны и в точке Р, соответственно; 1 , 1 — единичные векторы совпадающие с касательными к координатными линиям 0 = const и ср = const в сферической системе координат, направленные в сторону увеличения значений соответствующих углов. Векторы \VR и \,р в общем случае не являются параллельными. Точно так же и векторы \VAP и \vp также не параллельны между собой. Для устранения потерь, связанных с рассогласованием поляризации электромагнитной волны и приемной антенны, и следует повернуть облучатель антенны на такой угол апоп, который обеспечит выполнение условия параллельности векторов \VA и \vp. Из обозначений, введенных на рис. 1.20, видно, что вектор вертикальной поляризации излучающей антенны с точностью до знака совпадает с меридиональным вектором lopss в точке Р, который задается в сферической системе координат, связанной со спутником. \,P=-\PSS (1.28)
Чтобы определить координаты РЖ в сферической системе, связанной со спутником, необходимо сначала перейти от его координат в декартовой системе связанной с центром Земли к декартовой системе, связанной со спутником rpDS = rpDE - rsDE, а затем уже перейти к сферической системе.
Таким образом, угол аПОЛ, на который следует повернуть плоскость поляризации (облучатель) антенны НК, равен углу между векторами \ЛР и lvp. Из (1.28) следует:
Приведенные расчетные соотношения справедливы для произвольного расположения спутника на небесной сфере. Конкретные же расчеты и графические построения проводились при расположении спутника на ГСО. Так, на рис. 1.21 представлены результаты расчета зависимостей угла поворота вектора поляризации облучателя антенны НК от широты точки стояния НК и ее относительной долготы ф = рР - (ps. Где q?p и ps значения долготы точек стояния НК и спутника относительно гринвичского меридиана. НК расположен в северном полушарии. Поляризационные потери определяются в зависимости от угла а,]Ш как: 1пол=201ё у (1.30)
Отметим, что на самом деле существуют ограничения на значения координат НК, его широта и относительная долгота не могут превышать по модулю 81,5 (для спутника на ГСО), поскольку при этих значениях луч антенны расположенной на спутнике, направлен по касательной к поверхности Земли.
Диаграмма направленности и коэффициент усиления апертурной антенны
Видим, что в области высокой интерференции, то есть при изменении угла /? в интервале от 0,5 до 5 значение г\ изменяется приблизительно в интервале 50 - 500 м. Тем самым в ближайшей окрестности от НК имеется кольцевая зона повышенного интерференционного влияния на сигнал, возникающего вследствие многолучевого распространения радиоволн. Причем, чем ближе находится точка к внешнему краю кольца, тем большее влияние на сигнал оказывает отражение в ней. Таким образом, если в этом кольце будут установлены поглощающие (отражающие) радиосигнал объекты, то диапазон изменения L,„, может быть существенно уменьшен. В этой области могут также находиться и естественные природные объекты, отражающие или поглощающие сигнал.
С помощью модели двухлучевого распространения радиоволн в линии связи, используя ЭВМ, можно рассчитать интерференционные потери (ИП) в том случае, когда заданы параметры, описывающие как антенные Системы НК и ЛА, так и трассу полета. Вместе с тем, поиск правильных вариантов организации связного поля с точки зрения минимизации ИП, как можно видеть из проведенного выше анализа, - это достаточно трудоемкая задача. Поэтому для каждой конкретной линии необходимо проводить уточняющий анализ и моделирование с учетом рельефа местности. Выполненное рассмотрение задачи приводит к следующим выводам.
Основной фактор, который позволяет существенно (на 10 дБ и более) уменьшить пределы изменения Lml это КУ приемной антенны. При увеличении КУ приемной антенны пределы изменения LM уменьшаются;
Наличие мелких неровностей поверхности способствует пространственному рассеиванию отраженной волны, а, следовательно, приводит к уменьшению пределов изменения Lmt;
Нормированные КУ апертурных антенн приемника и передатчика по напряженности электрического поля с увеличением горизонтальной дальности приближаются к единице, что приводит к росту пределов изменения Lint;
При малых неровностях поверхности (менее 0,05 м) и при значении КУ приемной антенны 40 дБ и выше пределы изменения Lmt от частоты (в исследованном нами интервале 1-14 ГГц) практически не зависят. Пределы изменения Lint при больших неровностях поверхности (более 0,3 м) с увеличением частоты уменьшаются;
Пределы изменения Lmt при значении КУ приемной антенны 40 дБ и выше практически не зависят от вида поляризации (вертикальной или горизонтальной), поскольку в этом случае их разность не превышает 1 дБ.
На основе проведенного выше анализа (и выводов из него) можно выдать следующие рекомендации для уменьшения пределов изменения интерференционных потерь.
На НК следует использовать антенны с максимальным технически реализуемым значением КУ, желательно не менее 35 дБ. Ширина главного лепестка ДН при этом становится малой, а, значит, и уменьшается LM\
В районе падения переотраженного луча на поверхность земли желательно установить металлические стержневые отражатели, которые будут переотражать и рассеивать этот луч, что приведет к существенному уменьшению потерь, связанных с МРВ. Отражающие элементы рекомендуется монтировать в кольце 50 м г\ 500 м. Конечно, такая организация НК возможна лишь для стационарных систем. Для мобильных комплексов можно порекомендовать их размещение с учетом конкретного рельефа местности с тем, чтобы в указанном кольце находились местные предметы, диспергирующие (рассеивающие) отраженные лучи;
Желательно использовать антенну с адаптивно изменяющейся формой ДН. По мере продвижения ЛА по траектории полета нуль ДН должен отклоняться от направления максимума на цель на углы, номинальные значения которых приведены на рис. 2.14.
Проводя расчет всех коэффициентов, входящих в уравнение энергетического потенциала (2.1), рассчитываем отношение Eb/N0. Блок схема, отражающая процесс вычислений представлена на рис.2.15.
Если коэффициенты усиления антенн и мощности передатчиков остаются фиксированными при изменении наклонной дальности между НК и ЛА, то с помощью кривых, приведенных на рис. 2.7, можно оценить динамический диапазон изменения сигнала. При изменении наклонной дальности от 200 м до 500 км он может составлять 75 дБ при фиксированном уровне интерференционных потерь. Если же учесть пульсирующий характер Linh то цифра может превысить 90 дБ. Таким образом, при изменении наклонной дальности между НК и ЛА необходимо изменять мощность передатчика и (или) КУ антенн НК и ЛА.
Простейший способ изменения КУ антенн - структуризация связного поля на ближнюю и дальнюю зоны. В дальней зоне используется антенна с і большим коэффициентом усиления, а в ближней зоне - с малым. Мощность передатчика можно изменять плавно или с некоторым шагом, например, 3 дБ в интервале 0-30 дБ. Зонная структуризация связного поля НК - ЛА изображена на рис. 2.16. Существует множество вариантов его пространственно-параметрической структуризации, причем не только по отношению к аппаратуре НК, но также и к аппаратуре ЛА. В общем случае пространственные конфигурации ДН антенно фидерного устройства (АФУ) НК и ЛА, движущегося по траектории, можно, и следует, генерировать в виде адаптивно и при этом взаимно согласованно изменяющихся форм. Причем, одновременно может изменяться мощность передающего устройства, а также, вообще говоря, и чувствительность приемника. Тем самым создается варьируемое по форме и энергетическому потенциалу связное поле.
Принцип формирования пеленгационной характеристики в МАС
В литературе описано множество схем обработки сигналов, приходящих с излучателей, некоторые из них приведены в [43]. Выбрав оптимальную схему обработки, можно сформировать пеленгациониую характеристику MAC.
Принцип формирования пеленгагщонной характеристики в MAC На рис. 3.8 представлена диаграммо-образующая, или суммарно-разностная, схема (ДОС, или СРС), формирующая из четырех сигналов А, В, СиД принимаемых антенной, три сигнала: один суммарный, обозначенный символом Z, и два разностных, обозначенных символами А и Дум. Смысл обозначений состоит в следующем. Суммарный сигнал пропорционален сумме всех 4-х сигналов А, В, С и D. Азимутально-разностный сигнал Д пропорционален разности сигналов (A+D) и (В+С), определяющей сдвиг цели по оси X (углу д)х). Наконец, угломестно-разностный сигнал Дум пропорционален разности сигналов (А+В) и (D+C), определяющей сдвиг цели по оси Г (углу фу). СРС создается с использованием четырех синфазно-противофазных делителей-сумматоров мощности (ДСМ) [49 - 51] с номинальным значением коэффициента деления мощности 3,01 дБ. На рис. 3.8 они обозначены символами М\ — Мл,. При реализации СРС в волноводном исполнении в качестве ДСМ часто применяют двойные Г-тройники, или магические Т мосты (МТ) [52]. В принципе могут использоваться и квадратурные ДСМ.
Рассмотрим принцип формирования пеленгационной характеристики в схеме, изображенной на рис. 3.8. Вначале будем предполагать для простоты, что коэффициенты деления мощности сигналов ДСМ имеют строго номинальное значение 3,01 дБ, а ДН лучей антенны описываются вещественными функция, то есть в (3.20)—(3.23) полагаем, что А(рА = Ащ =Асрс =Ag)D = 0. Учет особенностей суммирования сигналов в общем случае, когда ДСМ делят мощность в неравных долях и комплексного характера ДН излучателей сделан ниже. Эти факторы, оказывающие существенное влияние на характеристики MAC, тем не менее, не столь важны при выяснении общего принципа ее функционирования. Анализ прохождения сигнала через СРС при вещественных значениях сигналов и номинальных значениях коэффициентов деления МТ приводит к следующим результатам.
При линейном детектировании в главном лепестке ДН поведение нормированного значения второй производной сигнала носит экстремальный характер, тогда как в боковых лепестках она изменяется монотонно. Эти особенности поведения нормированной второй производной сигнала, в принципе, позволяют создать алгоритм, позволяющий селектировать главный лепесток ДН антенны нафоне боковых. Определение ширины полосы пропускания ФНЧ, выполняющих селекцию сигналов в системах ЄГЛ и УПЦ
Шумовые параметры каналов СГЛ и- УПЦ определяются ширинами полос пропускания Й ФНЧ соответствующих фильтров нижних частот. А они в свою очередь зависят от характерных временных интервалов ТСГЛ и гУПц сигналов, принимаемых в этих каналах. Как правило, руководствуются связью Й ФНЧ (5 — 10)/г. Определим характерные значения для гСгл и тупц.
Для вхождения в режим АСЦ [54] луч ДН устанавливается в картинной плоскости в точке, опережающей появление спутника. Если положение луча зафиксировано в пространстве, то по мере восхождения спутника над горизонтом будет наблюдаться прохождение линии визирования, соединяющей спутник и НК, вначале через боковые лепестки ДН антенны, а затем и через главный лепесток. Следовательно, прохождению электромагнитной волны через ДН антенны будет соответствовать модулированный по амплитуде сигнал на входе приемного устройства, и ФНЧ должен обеспечивать прохождение его без искажения. Для определения скорости изменения сигнала обратимся к анализу кинематики движения спутника, на примере, рассмотренном в главе 1, п. 1.2. Из рис. 1.19 а) следует, что максимальная угловая скорость перемещения спутника, наблюдаемого на НК, будет иметь место при его прохождении зенитной точки при высоте полета 350 км и равняется 1,3 град/с. Поэтому угол, равный ширине главного лепестка ДН антенны по уровню 3 дБ и составляющий 0,5, спутник пересечет в этой точке за время Тгл = Тсгл = 0,5/1,3 = 0,38 с.
Приближенно полагая, что прохождению сигнала через главный лепесток ДН соответствует модулированный по амплитуде сигнал кол околообразной формы, выбираем с запасом ширину полосы пропускания ФНЧ, равной ЖФНЧ = Ю/Ггл = 10/0,3 8 = 26,7 Гц. На рис. 1.19 б) дана зависимость азимутальной угловой скорости перемещения спутника при максимальном угле места, достигающем 85. Видим, что со , макс 15. Поэтому J = 0,5/15 « 0,033 с, тогда 1ФНЧ, аз = 10/7 «300 Гц.
Теперь определим минимальное значение частоты сканирования луча ДН антенны, которое обеспечит работу системы автосопровождения рассматриваемой цели. Если затребовать, чтобы за время пересечения целью главного лепестка система сканирования ДН успевала обеспечивать двойной поворот луча, период сканирования должен составлять 0,033/2 = Гск =0,016 с. Следовательно, для сопровождения цели достаточно было бы использовать частоту сканирования 65 Гц. Поскольку за один период сканирования в MAC луч последовательно занимает в пространстве 4 положения, то длительность одного импульсного интервала составит Гимп = 1/(4x65) = 3,8 мс. Для выделения этого импульса следует выбрать ширину полосы пропускания фильтра, составляющую ЖфцЧ = (5-7)/Гимп =1,3-1,8 кГц.
Полагая, что максимальное значение эквивалентной шумовой температуры приемного устройства аппаратуры НК с учетом дождей высокой интенсивности составляет Тпа = 320 К, рассчитываем мощность шума в полосе пропускания ФНЧ ш= ГшЛнч (3.45) где к - постоянная Больцмана. При выборе ширины полосы пропускания фильтров в цепи СГЛ ДН и системы АСЦ равными 300 Гц и 2 кГц получаем уровни мощности шума РШ; сгл = - 79 дБВт и Рш, АСЦ = - 170 дБВт.
Анализ шумовых характеристик и звенно-каскадная схема построения кабельных трасс
Пусть входные и оконечные каскады РПУ требуется разнести между собой на значительное расстояние (50 — 100 м и более). В сантиметровом диапазоне частот потери даже в хороших магистральных коаксиальных кабельных трассах велики, составляя 0,3 — 0,6 дБ/м. Поэтому конвертор первой ступени обычно сразу устанавливают в непосредственной близости от антенны. Вместе с тем, иногда возникают ситуации, когда этот метод оказывается неприемлемым, и сигнал несущей частоты необходимо непосредственно транслировать по кабельной трассе. Обратимся в первом примере именно к такому случаю. Пусть потери в кабеле составляют 60 дБ. Разбиваем его на пять одинаковых отрезка, рис. 4.4, с потерями 12 дБ. На входе каждого из них ставим усилители с коэффициентами усиления и шума 17 дБ и 1 дБ, соответственно. Таким образом, в данном случае АКР = 5 дБ. Воспользовавшись формулой (4.13) или графиком, приведенным на рис. 4.5, находим значение суммарного коэффициента шума /СШ2 = 2,6 дБ. Сквозной коэффициент усиления рассмотренной кабельной трассы Kpz — 25 дБ.
Теперь, в качестве второго примера, проанализируем энергетику радиолокационного РПУ синхронного (автодинного) типа [65]. Его особенность состоит в том, что на радиочастотный и гетеродинный вход смесителя поступают сигналы с одинаковой частотой, равной несущей. Поэтому на выходе смесителя с помощью фильтра нижних частот сразу выделяется информационный видеосигнал. В этом случае схема, изображенная на рис.4.1, упрощается, и в нее входят лишь один конвертор и селектор видеосигнала. Поэтому разбиваем приемное устройство на две основные части: преселектор со смесителем и БСВС, рис.4.7. Схема РПУ, предназначенная для анализа его энергетики, представлена на рис. 4.8.
Полагаем, что преселектор состоит из усилителя, сформированного из двух парциальных усилителей, разделенных между собой развязывающим аттенюатором с вносимым затуханием 3 дБ, фильтрующих цепей, смесителя, на выходе которого установлен ФНЧ и усилителя, включенного в тракте перед смесителем. Пусть смеситель характеризуется типичным для серийных изделий значением максимальной входной мощности 15 — 20 дБм, а его коэффициент преобразования составляет минус 10 дБ. Тогда на выходе преселектора мощность сигнала не может превысить 5 — 10 дБм. И при максимальном уровне входной мощности Рвкмшс = 0 дБм общий коэффициент усиления конвертора не может превышать 10 дБ. Потери ФНЧ принимаем равными 2 дБ, а суммарные потери в кабелях и фильтрующих цепях 15 дБ. БСВС в эквивалентной форме может быть представлен в виде усилителя и диссипативного элемента. Все параметры указаны в подписях к соответствующим элементам на рис. 4.8, а максимальное значение входной мощности принято равным 0 дБм. Результаты расчета мощности на выходах отдельных каскадов схемы и суммарного коэффициента шума представлены в графическом виде на рис. 4.9 и 4.10.
Видим, что мощность на выходе отдельных элементов не превышает 25 дБм, а суммарный коэффициент шума 3,2 дБ. Между тем, как суммарные потери диссипативных элементов достаточно велики и составляют 46 дБ. Сквозной коэффициент усиления равен 4 дБ. В данной схеме демонстрируется пример оптимального сочетания диссипативных и активных элементов, при котором минимизируются сквозной коэффициент шума и мощности на выходах отдельных элементов.
Проведем также обобщенный анализ параметров схемы, изображенной на рис. 4.7. Пусть анализ характеристик преселектора дает значения его коэффициента шума, изменяющиеся в интервале от 1 до 4 дБ (в приведенном выше примере, как видим из рис. 4.10 при к = 6, его значение составило 2,2 дБ). В результате преселектор в целом, как первый каскад приемного устройства, характеризуется коэффициентом усиления Кр\ = 0...10 дБ и коэффициентом шума Кщ] = 1,0...4,0 дБ. Потери фильтра нижних частот L\, как правило, не превышают 2 дБ.
Проанализируем характеристики второго каскада в схеме, изображенной на рис. 4.10. Пусть выход БСВС подключается к аналого-цифровому преобразователю, характеризующемуся максимальным уровнем амплитуды сигнала на входе 0,5 В. При значении характеристического импеданса тракта 50 Ом это соответствует мощности сигнала пах,Ацп =U2J{2ZC) = (0,5)2/100 = 2,5 мВт » 4 дБм (4.17)
Диссипативные потери Ьг в БСВС, в основном, связываются с потерями в фильтрующих цепях, типичный интервал изменения которых составляет 10 — 15 дБ. Поскольку мощность на выходе схемы, изображенной на рис. 4.7, очевидно, определяется с помощью соотношения ых.ДБм = вх,дБм ЦКР] +КР2 -Lx -12),дБ (4.18) то коэффициент усиления усилителя БСВС КР2 =( вых -Рвх),дБм+(, +L2 -Кп),д& (4.19)
В (4.19) Рвх и .Рных — фактически, заданы условиями эксплуатации, L\ и Li однозначно определяются свойствами фильтрующих цепей, а КР\ — мощностью входного сигнала и характеристиками выбранного смесителя. Неизвестным остается только коэффициент усиления КР2, который немедленно и рассчитывается с помощью (4.19).
Сквозной коэффициент шума приемного устройства находим из соотношения Fz =ir + Vll + jgLZl+ L2 l (4 20) Gx Gxl Lx GXG2I Lx
Результаты расчетов представлены на рис. 4.11 при Кт2 = 2,0 дБ. Видим, что при заданных значениях основных параметров приемного устройства его сквозной коэффициент шума может изменяться в диапазоне от 2,5 до 6,5 дБ при изменении коэффициента шума в пределах 1...4 дБ и коэффициента усиления преселектора в интервале 0 — 10 дБ. При этом для сохранения неизменным максимально допустимого уровня сигнала на выходе видеоусилителя, составляющего 4 дБм, коэффициент усиления КР2 усилителя БСВС должен изменяться в интервале от 20 до 10 дБ. Фактически, приведенная графическая зависимость представляет собой удобную номограмму для быстрой инженерной оценки сквозного коэффициента шума приемника при различных значениях параметров двух основных блоков.
