Содержание к диссертации
Введение
1. Обзор методов и средств передачи информации в телеизмерительных информационных системах 13
1.1. Обобщенная структурная схема телеизмерительной информационной системы 13
1.2. Методы и средства беспроводной передачи информации в телеизмерительных информационных системах 16
1.2.1. Обзор основных беспроводных технологий передачи информации 16
1.2.2. Помехоустойчивость телеизмерительной информационной системы 24
1.2.3. Шумоподобные сигналы и методы их приема 24
1.2.4. Автокорреляционный прием сигналов 29
1.2.5. Методы передачи дискретной информации, использующие автокорреляционный прием сигналов 30
1.3. Автокорреляционные функции шумоподобных сигналов 36
1.3.1. Автокорреляционная функция сигнала с равномерным и ограниченным спектром 36
1.3.2. Автокорреляционная функция полосовых сигналов 37
1.3.3. Автокорреляционная функция реализации эргодического случайного процесса 42
2. Разработка метода и устройства омехоустоичивои передачи измерительной информации 47
2.1. Исследование сигналов со сложной структурой автокорреляционной функции 47
2.1.1. Автокорреляционная функция произведения реализации случайного процесса и гармонического колебания 47
2.1.2. Автокорреляционная функция периодической последовательности сигналов 49
2.2. Разработка метода помехоустойчивой передачи информации в телеизмерительной информационной системе на основе периодических шумоподобных сигналов 57
2.2.1. Модуляция периода повторения шумоподобного сигнала в периодическом составном сигнале 57
2.2.2. Модуляция шумоподобного сигнала с полосовым спектром 59
2.2.3. Алгоритм демодуляции с идентификацией сигналов по одной точке автокорреляционной функции 61
2.2.4. Алгоритм демодуляции с идентификацией сигналов по нескольким характерным точкам автокорреляционной функции 63
2.2.5. Демодуляция шумоподобного сигнала с полосовым спектром 65
2.2.6. Метод передачи дискретной измерительной информации в телеизмерительной информационной системе 74
2.3. Приемо-передающее устройство на основе разработанного метода передачи дискретной информации 77
Выводы 93
3. Анализ помехоустойчивости разработанного метода передачи измерительной информации 95
3.1. Анализ помехоустойчивости разработанного метода передачи дискретной измерительной информации 95
3.1.1. Помехоустойчивость при идентификации переданных сигналов по одной точке автокорреляционной функции 95
3.1.2. Помехоустойчивость при идентификации переданных сигналов по нескольким точкам автокорреляционной функции 101
3.1.3. Сравнение помехоустойчивости разработанного метода с известными методами передачи дискретной информации... 103
3.1.4. Методика расчета параметров сигнала и аппаратных средств в зависимости от уровня помех в линии связи 110
Выводы 112
Заключение 113
Список используемых источников 115
- Методы и средства беспроводной передачи информации в телеизмерительных информационных системах
- Автокорреляционные функции шумоподобных сигналов
- Автокорреляционная функция произведения реализации случайного процесса и гармонического колебания
- Помехоустойчивость при идентификации переданных сигналов по одной точке автокорреляционной функции
Введение к работе
Актуальность работы. В современных телеизмерительных информационных системах (ТИИС), независимо от их назначения, измерительную информацию, полученную от датчиков, передают на значительные расстояния таким образом, чтобы на стороне адресата возможно было выполнить ее восстановление с заданной точностью. Для этого первичную измерительную информацию подвергают первоначальной обработке, а затем передают по линии связи. Передачу осуществляют различными методами с помощью коммуникационного оборудования (А.В. Фремке, В.А. Ильин, В.Н. Тутевич, О.Н. Новоселов, А.Ф. Фомин).
Современные методы и средства передачи информации в основном ориентированы на передачу значительных объемов информации с высокой скоростью, причем в условиях относительно малых помех и искажений сигнала в линии связи, поэтому их применение в ТИИС не всегда целесообразно. Существует большое количество систем, в которых объемы передаваемой измерительной информации не столь значительны, однако передача модулированного сигнала сопровождается его искажением в линии связи из-за доп-леровского рассеяния, диспергирующих свойств среды, воздействия на него различных помех; при этом отношение сигнал-шум в линии связи уменьшается до значений менее единицы. Одним из важнейших параметров ТИИС, функционирующих в этих условиях, является помехоустойчивость, которая в основном будет определяться помехоустойчивостью коммуникационного оборудования. В ряде случаев применение сложных коммуникационных устройств в таких ТИИС нецелесообразно. Это может быть обусловлено требованиями низкой стоимости, высокой надежности, одноразового использования отдельных частей, упрощения конструкции и т.п.
Поэтому разработка методов и средств передачи информации, позволяющих без увеличения аппаратурной сложности повысить помехоустойчивость ТИИС, работающих в условиях искажений сигнала в линии связи и от 8 ношений сигнал-шум менее единицы, является своевременной и актуальной задачей исследования.
Цель работы. Без увеличения аппаратной сложности повысить помехоустойчивость ТИИС, работающей в условиях искажений сигнала в линии связи и отношений сигнал-шум менее единицы.
Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:
— исследовать сигналы, параметры которых инвариантны к искажениям в линии связи (узкополосным замираниям, нарушениям фазовых соотношений в спектре сигнала);
— разработать метод передачи дискретной измерительной информации в ТИИС, не требующий сложной аппаратурной реализации, обеспечивающий высокую помехоустойчивость ТИИС в условиях искажений сигнала в линии І-. связи и отношений сигнал-шум менее единицы, включающий: способ модуляции несущего сигнала и помехоустойчивый алгоритм его демодуляции, инвариантный к действию дестабилизирующих факторов (нестабильность частоты, доплеровское рассеяние, изменение фазовых соотношений между элементами спектра сигнала, отношение сигнал-шум менее единицы);
— оценить помехоустойчивость разработанного метода;
— провести экспериментальную проверку метода.
Методы исследования. Решение поставленных задач проводилось с использованием теории информационно-измерительных систем, телемеханики, цифровой связи, статистической радиотехники. Теоретические результаты были подтверждены моделированием с использованием ЭВМ, а также практической реализацией устройства передачи дискретной измерительной информации.
Научная новизна работы. Разработан новый метод помехоустойчивой передачи информации в ТИИС, работающей в условиях искажений сигнала в линии связи и отношений сигнал-шум менее единицы, включающий:
— новый способ модуляции шумоподобного сигнала; — новый автокорреляционный алгоритм демодуляции.
Разработанный метод отличается тем, что для передачи дискретной измерительной информации в качестве модулируемого параметра, наименее подверженного искажениям при передаче по линии связи, используется период повторения несущего шумоподобного сигнала. Для этого информационным символам на передающей стороне ТИИС сопоставляются периодические составные сигналы с различным периодом повторения шумоподобного сигнала, а на приемной стороне ТИИС выполняется обратное преобразование на основе анализа значений автокорреляционной функции (АКФ) принимаемых сигналов, либо ее огибающей, в нескольких точках, соответствующих максимумам боковых лепестков АКФ передаваемых сигналов.
Разработанный метод позволяет осуществить помехоустойчивую передачу дискретной измерительной информации от множества первичных изме- р. рительных преобразователей в одной полосе частот в условиях искажений сигнала в линии связи и отношений сигнал-шум менее единицы, не требуя , при этом значительных аппаратурных затрат. Шумоподобные сигналы, модулированные в соответствии с разработанным способом модуляции, имеют многолепестковую структуру АКФ, поэтому различение таких сигналов на v фоне шумов можно производить с большой эффективностью, анализируя значения их АКФ в нескольких точках. Для этого требуются дополнительные вычислительные затраты, однако при использовании современных цифровых сигнальных процессоров это не приводит к аппаратурному усложнению коммуникационных устройств, и позволяет существенно повысить помехоустойчивость по сравнению с известными автокорреляционными алгоритмами демодуляции шумоподобных сигналов. Разработанный метод позволяет работать и с полосовыми сигналами и обладает инвариантностью к девиации их центральной частоты.
Практическая значимость. Результаты работы расширяют область применения ТИИС в условиях искажений сигнала и помех в линиях связи, позволяют повысить помехоустойчивость ТИИС, получающих информацию от быстродвижущихся объектов, передающих данные через радиорелейные, тропосферные и другие линии связи, в которых передаваемый сигнал подвержен искажениям. Разработанный метод передачи дискретной измерительной информации использует автокорреляционные алгоритмы демодуляции; устройства на их основе не требуют хранения на приемной стороне копии передаваемого сигнала и обеспечения ее синхронизации с принимаемым сигналом, что значительно упрощает коммуникационное оборудование ТИИС и обеспечивает оперативную передачу небольших объемов информации.
Полученные соотношения, схемотехнические решения и программные модули могут быть рекомендованы для использования при разработке ТИИС, работающей в условиях искажений сигнала и воздействия помех в линии связи.
Реализация работы. Реализовано устройство передачи дискретной информации, результаты испытания которого подтвердили возможность обеспечения надежной передачи в условиях искажений сигнала и помех (отношение сигнал-шум менее единицы) в линии связи. Материалы исследований используются на ОАО «Тамбовский завод Октябрь» (г. Тамбов), а также в учебном процессе на кафедрах «Конструирование радиоэлектронных и микропроцессорных систем» и «Радиоэлектронные средства бытового назначения» ГОУ ВПО «Тамбовский государственный технический университет».
Апробация работы. Основные результаты работы представлялись и обсуждались на следующих конференциях: VIII научной конференции (г. Тамбов, 2003 г.); XII научной конференции ТГТУ «Фундаментальные и прикладные исследования, инновационные технологии, профессиональное образование» (г. Тамбов, 2007 г.); 3-й международной научно-практической конференции «Глобальный научный потенциал» (г. Тамбов, 2007 г.); 4-й международной научно-практической конференции «Прогрессивные технологии развития» (г. Тамбов, 2007 г.). Публикации. По теме диссертации опубликованы: 3 статьи в центральных журналах; 2 статьи в вузовских изданиях; 5 тезисов докладов в сборниках трудов международных и вузовских конференций.
Структура и объем работы. Диссертационная работа состоит из введения, трех глав, заключения, списка литературы и приложений. Работа изложена на 126 страницах, содержит 41 рисунок и 3 таблицы. Библиографический список литературы включает 147 наименований.
Во введении показана актуальность работы, сформулированы цель и задачи исследования, отмечены научная новизна, практическая значимость, достоверность полученных результатов. Дана аннотация работы по главам.
Методы и средства беспроводной передачи информации в телеизмерительных информационных системах
Для осуществления беспроводной передачи данных в радиусе нескольких метров наиболее известно семейство стандартов 802.15 Wireless Personal Area Network (WPAN) — персональные беспроводные сети. Они появились в середине 90-х годов XX столетия. Однако лишь к концу 90-х годов развитие микроэлектроники позволило производить для таких устройств интегральную элементную базу. Самым распространенным стандартом в этой области стал Bluetooth. Идеология Bluetooth заключается в универсальном радиоинтерфейсе, связывающем друг с другом различные устройства и построенном на недорогой элементной базе.
Стандарт Bluetooth описывает пакетный способ передачи данных с временным мультиплексированием в диапазоне частот 2400...2483,5 МГц. В радиоинтерфейсе применен метод расширения спектра посредством частотных скачков и двухуровневая гауссовская частотная манипуляция (binary Gaussian Frequency Shift Keying) [10-16].
Согласно спецификации стандарта, вся отведенная для передачи полоса частот подразделяется на несколько подканалов шириной 1 МГц каждый. Канал образуется путем последовательных скачков по 79 или 23 подканалам. Канал разделен на временные сегменты продолжительностью 625 мкс, причем каждому сегменту соответствует определенный подканал. Во время передачи в каждый момент времени используется только один подканал. Скачки происходят синхронно в передатчике и приемнике в соответствие с заранее определенной псевдослучайной последовательностью. В секунду происходит до 1600 частотных скачков. Псевдослучайное изменение текущего подканала обеспечивает конфиденциальность и помехозащищенность передачи. Помехозащищенность обеспечивается за счет повторной передачи сообщений на подканалах отличных по частоте от тех, на которых сообщение теряется.
Среди семейства стандартов IEEE 802.15 также получил распространение стандарт IEEE 802.15.4, получивший название ZigBee. Его отличие заключается в том, что он обеспечивает сравнительно невысокие скорости передачи данных, однако потребляет минимальное количество энергии и имеет малую стоимость. Этот стандарт ориентирован для передачи данных между оборудованием и различными автономными устройствами; датчиками распределенных систем автоматики, безопасности, сигнализации, освещения, кондиционирования. Максимальная скорость передачи данных в этом стандарте составляет 250 кбит/с. Основные характеристики приведены в таблице 1.2 [15].
В беспроводных локальных сетях, применяемых на расстояниях в несколько сотен метров, наиболее распространенным является стандарт IEEE 802.11. В стандарте определены три физические среды передачи сигнала:
1) радиоспектр, расширенный методом прямой последовательности. Диапазон 2,4 ГГц, скорость передачи данных 1 или 2 Мбит/с;
2) радиоспектр, расширенный методом скачкообразной перестройки частоты. Диапазон 2,4 ГГц, скорость передачи данных 1 или 2 Мбит/с;
3) инфракрасный диапазон (длина волны 850...950 нм). Скорость передачи данных 1 или 2 Мбит/с.
Основные элементы спецификаций перечислены в таблице 1.3 [12-16]. В этой же таблице приведены характеристики стандарта ШЕЕ 802.11а, который использует диапазон 5 ГГц. В отличие от спецификации 2,4 ГГц здесь применяется не расширенный спектр, а ортогональное частотное уплотнение. При ортогональном частотном уплотнении, также именуемом модуляцией со многими несущими, используется несколько несущих сигналов на различных частотах, посредством каждого из которых осуществляется передача части битов. Данная схема подобна частотному уплотнению, отличие состоит лишь в том, что все подканалы выделены одному источнику.
Автокорреляционные функции шумоподобных сигналов
В литературе широкополосными сигналами называют сигналы с базой В (произведением ширины спектра F на длительность Т) значительно большей единицы: B = FT. (1.1) В различных источниках широкополосные сигналы также называют сложными или шумоподобными сигналами (ШПС), в отличие от простых (узкополосных) сигналов [26, 34, 65]. В зарубежной литературе системы с ШПС получили название систем с расширенным и распределенным спектром, а в отечественной литературе их часто называют широкополосными системами связи (ШСС) [25-28]. Преимущества использования ПШС по сравнению с узкополосными заключаются в следующем: 1) Повышается помехоустойчивость, так как помехи, возникшие в од ной полосе частот, не влияют на сигнал, распределенный в других полосах частот. 2) Повышается стойкость к замираниям, возникающим в полосе частот, за счет части сигнала не расположенного в полосе замирания. 3) Распределение энергии по полосе частот приводит к тому, что снижается спектральная плотность мощности передаваемого сигнала, в результате снижается заметность факта передачи. 4) Следствием распределения энергии является снижение влияния на узкополосные системы, перекрывающие часть спектра широкополосного сигнала. 5) Расширение полосы частот приводит к увеличению базы передаваемого сигнала, что в свою очередь, положительно влияет на снижение интерференции между лучами при многолучевом распространении и между символами самого передаваемого сообщения. 6) Использование различных расширяющих сигналов приводит к возможности работы нескольких каналов одновременно в одной полосе частот. 7) При расширении полосы частот повышается разрешающая способность радиолокационных сигналов. 8) При расширении полосы частот F повышается скрытность системы передачи данных, т.е. способность противостоять обнаружению и измерению ее параметров. У шумоподобных сигналов есть и недостатки. Основной недостаток -это необходимость усложнения коммуникационных устройств. Одна из главных трудностей при использовании ШПС - это демодуляция переданного сигнала на приемной стороне. В общей теории оптимальной обработки сигналов различают взаимокорреляционные и автокорреляционные методы приема ШПС [27,59,65,118].
Сущность взаимокорреляционных методов заключается в вычислении корреляции между принятым сигналом и его возможными вариантами, соответствующими передаваемым символам.
Сущность автокорреляционных методов заключается в вычислении корреляции между принятым сигналом и его задержанной копией.
В системах беспроводной передачи данных с помощью ШПС для ус 27 пешной демодуляции принятого сигнала взаимокорреляционный приемник должен обладать синхронизированными копиями вариантов передаваемого ШПС [25-28, 34, 59-61, 65, 121 ]. Процесс синхронизации копий ШПС, хранящихся в корреляционном приемнике, с принимаемым сигналом обычно проходит в два этапа. На первом этапе сигналы приводятся в грубое соответствие друг другу - этот процесс называется первоначальной синхронизацией. На второго этапе обработки называемом этапом сопровождения, с помощью контура обратной связи выбирается сигнал, наиболее точно соответствующий принятому.
На первом этапе синхронизируют принятый ШПС и локально сгенерированный ШПС путем поиска в двухмерной области временной и частотной неопределенности. Существуют когерентные и некогерентные схемы первоначальной синхронизации. Предпочтение обычно отдается некогерентному методу, поэтому сужение ШПС производится до синхронизации несущей, без синхронизации ее фазы. На сложность синхронизации влияет ряд факторов:
1) Расстояние между приемником и передатчиком выливается в задержку распространения радиосигнала от передатчика к приемнику. Измене- u ниє этого расстояния приводит к изменениям задержки, а многолучевое распространение - к присутствию на входе приемника нескольких сигналов. Устройству синхронизации необходимо решать, с каким из сигналов необходимо синхронизировать копию ШПС, хранимую в приемнике.
2) Несоответствия в работе тактовых генераторов приемника и передатчика приводят к разности фаз и несоответствию частот между принимаемым сигналом и его копией, хранимой в приемнике.
3) Движение передатчика или приемника относительно друг друга переходит в неопределенность значения частоты принимаемого ШПС в результате доплеровского сдвига частот.
Все методы синхронизации заключаются в определении корреляции полученного и сгенерированного сигналов с целью создания меры их схоже 28 сти, которая сравнивается с пороговой величиной для определения, синхронны ли сигналы. Если сигналы синхронны, начинается этап сопровождения, иначе изменяется частота или фаза копии ШПС, после чего снова проверяется корреляция. Такой процесс поиска синхронизации называется последовательным и может занимать довольно значительное время. Для уменьшения этого времени можно применять метод параллельного поиска синхронизации, для этого применяется несколько корреляторов, в которых хранятся сигналы с различными задержками и фазами.
Число корреляторов, необходимых для полного выполнения процесса параллельной синхронизации, может быть чрезвычайно большим. На практике такой метод применения не нашел. Выбор между методами параллельного и последовательного поиска синхронизации - это выбор между сложной технической реализацией с быстрой синхронизацией и простой технической г. реализацией с большим временем синхронизации. При увеличении доли шумовых составляющих в принимаемом сигнале увеличивается время, необхо- , димое для достижения синхронизации при последовательном поиске, и число требуемых корреляторов и копий сигналов при параллельном поиске.
Автокорреляционная функция произведения реализации случайного процесса и гармонического колебания
Описанный выше алгоритм демодуляции известен и применяется, например, для демодуляции сигнала, модулированного по методу Ланге — Мюллера. Блок-схема демодулятора на его основе достаточно проста, так как в каждом канале значения АКФ входного сигнала вычисляется в одной характерной точке. Однако автокорреляционная функция сигналов, модулированных согласно разработанному способу, имеет множество боковых лепестков, поэтому и их различение можно производить по множеству характерных точек, что снижает вероятность ошибки.
Для реализации этой идеи был разработан алгоритм демодуляции [139, 144], сущность которого заключается в том, что решение о значении переданного символа принимается по результату сравнения значений АКФ В(х) входного сигнала не в одной, а в нескольких характерных точках т, соответствующим максимумам боковых лепестков для каждого возможного варианта сигнала.
Согласно разработанному алгоритму демодуляции, необходимо вычислять сумму значений АКФ входного сигнала в т1 точках (которые соответствуют максимумам боковых лепестков і—го варианта сигнала) для каждого из п вариантов сигнала, сопоставленных символам п -мерного алфавита. Принятым считается символ, для которого сумма будет наибольшей:
Реализация разработанного алгоритма демодуляции в аналоговом виде влечет за собой значительные трудности вследствие нестабильности параметров аналоговых элементов [26, 43]. В то же время такие алгоритмы легко реализуются в цифровом виде методами цифровой обработки сигналов (ЦОС) с помощью цифрового сигнального процессора (ЦСП) [39-58]. Для реализации приемного алгоритма в цифровом виде входной сигнал необходимо преобразовать из аналогового в цифровой формат. Преобразование можно выполнить с помощью отдельного или встроенного в цифровой сигнальный процессор аналогово-цифрового преобразователя (АЦП). Скорость работы ЦСП позволяет обрабатывать сигналы с частотами в сотни мегагерц, что позволяет их использовать для широкого диапазона сигналов. Стоимость ЦСП постоянно снижается, что не может не отражаться и на стоимости устройств, использующих преимущества ЦОС. Требуемый алгоритм может быть полностью выполнен на одном ЦСП, что приводит к минимальному набору дополнительных элементов, необходимых для реализации устройства, упрощает реализацию и снижает стоимость.
Выше отмечалось, что на практике используют полосовые ШПС, которые, по сути, являются результатом переноса спектра исходного низкочастотного ШПС в высокочастотную область несущего колебания. В случае полосового периодического ШПС, модулированного согласно разработанному способу, т.е. путем вариации периода повторения ШПС в составном сигнале, демодуляцию, в принципе, можно проводить по алгоритмам, описанным в 2.3.1 и 2.3.2. Однако, реализация этих алгоритмов, даже при наличии сверхбыстродействующих вычислительных средств, способных обрабатывать высокочастотные сигналы, была бы практически невозможна в силу быстро осциллирующего характера АКФ полосовых сигналов (см. рисунок 2.2). При таком характере АКФ даже небольшое отклонение длительности задержки в элементах задержки или вариация несущей частоты за счет нестабильности генератора несущей или эффекта Доплера приведут к тому, что вместо максимума на выходе коррелятора может иметь место нуль или даже большое отрицательное значение.
В то же время огибающая АКФ полосового сигнала не имеет таких быстрых осцилляции и гораздо менее чувствительна к действию различных факторов, в частности, к девиации несущей частоты. Кроме того, низкочастотный спектр огибающей АКФ полосового сигнала позволяет существенно снизить требования к быстродействию вычислительных средств, используемых для ее анализа.
Поэтому был разработан алгоритм демодуляции периодических полосовых ЦШС, сущность которого заключается в том, что решение о значении переданного символа принимается по результатам сравнения значений огибающей АКФ принятого сигнала.
Согласно разработанному алгоритму, необходимо вычислять сумму значений огибающей АКФ входного сигнала в mi точках (которые соответствуют максимумам боковых лепестков /-го варианта огибающей АКФ сигнала) для каждого из п вариантов сигнала соответствующих символам п- мерного алфавита. В этой схеме входной высокочастотный полосовой сигнал преобразуется в сопряженную по Гильберту пару низкочастотных сигналов. Для этого используется гетеродин с частотой, равной центральной частоте входного полосового сигнала, фазосдвигающая цепь, которая сдвигает фазу гетеродина на четверть периода, образуя тем самым сигнал сопряженный по Гильберту с сигналом гетеродина, пара перемножителей и фильтров низкой частоты. Ана-логово-цифровые преобразователи необходимы для преобразования аналоговых сигналов в цифровой формат, так как обработку сигнала целесообразно выполнять цифровыми методами. Пара сигналов, сопряженных по Гильберту, используется для вычисления огибающей АКФ в характерных точках. Для этого используется соответствующее число каналов. Сигналы с выходов каналов, соответствующих одному символу, объединяются в сумматорах. Решающее устройство принимает решение о значении переданного символа, сравнивая уровни сигналов с выходов сумматоров.
Помехоустойчивость при идентификации переданных сигналов по одной точке автокорреляционной функции
Если на передающей стороне ТИИС двоичным информационным символам сопоставлять периодический составной сигнал в соответствии с разработанным способом модуляции, а на приемной стороне выполнять автокорреляционную демодуляцию с идентификацией переданных сигналов по одной точке автокорреляционной функции для каждого варианта сигнала [60], то приемник должен иметь два канала обработки (рисунок 2.13), настроенных на соответствующие значения периода следования ПШС Тх и Т2, вычи татель в котором будет происходить сравнение сигналов с выхода каналов обработки и решающее устройство. На выходе вычитателя, в зависимости от переданного символа (символа логической единицы или нуля), будет присутствовать различный уровень сигнала. Решающее устройство на основе уровня сигнала на выходе вычитателя может принимать решение о том, какой символ был передан.
Решающее устройство должно определить, какой символ считать переданным, в зависимости от величины сигнала на выходе вычитателя. В соответствии с критерием идеального наблюдателя положительный сигнал с выхода вычитателя необходимо расценивать как передача одного символа, а отрицательного - другого. При этом нулевое значение можно отнести к любому символу [25]. Анализируя это выражение, можно сделать вывод, что можно получить сколь угодно малую вероятность символьной ошибки, характеризующую помехоустойчивость, при сколь угодно низком отношении сигнал-шум, причем либо за счет увеличения полосы спектра сигнала, либо за счет снижения скорости передачи символов.
Автокорреляционный приемник в таком случае может иметь две группы каналов обработки (рисунок 2.14), настроенных на соответствующие значения периода следования ШПС Тх и Т2, и вычитатель в котором будет происходить сравнение суммированных сигналов с выходов каждой из групп каналов обработки, за которым будет следовать решающее устройство. На выходе вычитателя, в зависимости от переданного символа (символа логической единицы или нуля), будет присутствовать различный уровень сигнала. Решающее устройство на основе уровня сигнала на выходе вычитателя может принимать решение о том, какой символ был передан.
Анализ этого выражения также позволяет сделать вывод, что можно получить сколь угодно малую вероятность символьной ошибки, характеризующую помехоустойчивость при сколь угодно низком отношении сигнал-шум, причем либо за счет увеличения полосы спектра сигнала, либо за счет снижения скорости передачи символов.
Если сравнить выражения (3.5) и (3.10), можно найти условия, в которых вероятность ошибки при использовании разработанного метода передачи информации меньше, чем при использовании наиболее помехоустойчивого известного метода на основе автокорреляционного приема сигналов с фазоразностной модуляцией. На основании полученных выражений построены графики зависимостей вероятности символьной ошибки от отношения сигнал-шум, которые изображены на рисунках 3.1-3.3. На рисунке 3.1 изображены результаты при базе ШПС равной В = 1200, на рисунке 3.2 - при базе ШПС В = 12000, на рисунке 3.3 — при базе ШПС В = 120000, при этом параметр т во всех случаях был выбран равным 40. На этих же рисунках изображены зависимости вероятности символьной ошибки от отношения сигнал-шум и тех же параметрах сигнала для известных методов (автокорреляционный прием сигналов с фазоразностной модуляцией и модуляцией по методу Ланге-Мюллера).
Сравнивая графики изображенные на рисунках 3.1— 3.3 видно, что, чем больше база ШПС, используемого для передачи информации, тем меньше вероятности ошибки разработанного метода, причем с увеличением базы сигнала снижение вероятности ошибки происходит наиболее эффективно в сравнении с другими методами использующими автокорреляционный прием.
Подводя итог, необходимо отметить, что разработанный метод передачи дискретной измерительной информации в сравнении с другими методами, использующими автокорреляционный прием, обладает минимальной вероятностью символьной ошибки в условиях низкого отношения сигнал-шум (менее 0,1) и большой базы сигнала (более 600) и соответственно обеспечивает в этих условиях наибольшую помехоустойчивость.
При реализации устройств передачи двоичной информации на базе разработанного метода возникает необходимость выбора параметров сигналов и аппаратных средств в зависимости от уровня помех в линии связи и требуемой вероятности символьной ошибки. Для этого можно воспользоваться следующей методикой.
