Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 Математические модели и программные средства, использованные для расчета переходных процессов 14
Глава2 Методы уменьшения динамических потерь в силовых МДП-транзисторах нереверсивных регуляторов постоянного тока .
2.1 Описание процессов переключения 23
2.2 Влияние параметров схемы на динамические потери 28
2.3 Энергетические макромодели динамических потерь в нереверсивных регуляторах 34
2.3.1 Динамические потери в высоковольтных регуляторах 35
2.3.2 Динамические потери в низковольтных регуляторах 40
2.4 Влияние температуры эксплуатации на показатели коммутационных процессов в нереверсивных регуляторах 45
Выводы 49
Глава 3. Методы уменьшения динамических потерь в МДП-транзисторах мостовых схем
3.1 Процессы переключения полумостовых схем без внешних блокирующих диодов 51
3.2 Процессы переключения полумостовых схем с внешними блокирующими диодами 60
3.2.1 Процессы переключения в высоковольтной стойке 60
3.2.2 Процессы переключения низковольтной стойки 74
3.3 Влияние температуры эксплуатации на показатели коммутационных процессов мостовых схем 83
Вы воды 90
Глава 4. Формирователи низкоэнергетических траекторий как средство уменьшения динамических потерь в МДП-ключах .
4.1 Процессы в схемах с пассивными формирователями 91
4.2 Процессы в схемах с рекуперативными формирователями 109
Выводы 121
Глава 5. Структурная оптимизация цепей управления драйверами как метод уменьшения динамических потерь в мостовых схемах
5.1 Процессы переключения в схемах с гальваническим управлением драйверами 124
5.2 Процессы переключения в схемах с оптронным управлением драйверами 129
5.3 Процессы переключения в схемах с трансформаторным управлением 134
Выводы 139
Глава 6. Практическая реализация выводов и рекомендаций диссертации .
6.1 Основные требования к усилителям мощности (драйверам) силовых МДП-транзисторов в составе импульсных регуляторов мощности 140
6.2 Анализ технических характеристик зарубежных драйверов 141
6.3 Практические схемы драйверов для управления силовыми МДП и IGB транзисторами в составе конверторов и инверторов для авиационных СЭС 145
Заключение 151
Литература 153
- Динамические потери в высоковольтных регуляторах
- Влияние температуры эксплуатации на показатели коммутационных процессов мостовых схем
- Процессы в схемах с рекуперативными формирователями
- Процессы переключения в схемах с трансформаторным управлением
Введение к работе
Транзисторные импульсные регуляторы мощности (ИРМ) широко применяются в системах бортовой автоматики. Известны примеры их применения в составе узлов генерирования электроэнергии, централизованных и децентрализованных конверторов и инверторов ИВЭ, систем электропривода, систем распределения электроэнергии летательных аппаратов различных классов с напряжениями основных и промежуточных систем электропитания в десятки-сотни вольт постоянного тока. [ 1-9,59-62] Область применения транзисторных ИРМ постоянно расширяется, захватывая кроме бортовых и такие наземные системы, как автоматизированные комплексы управления станками, насосные агрегаты нефтяной промышленности и др. [10-16,63]
Прогресс в развитии транзисторных ИРМ зависит в первую очередь от достижений в физике и технологии силовых транзисторов. На смену биполярным транзисторам (БТ), определявшим технические характеристики ИРМ до 80-х - 90-х годов, пришли силовые МДП - транзисторы (МДПТ), имеющие преимущества перед БТ по всем ключевым параметрам вплоть до напряжений 100-200 В, а также IGB транзисторы (IGBT), имеющие преимущество перед БТ и МДПТ по статичным потерям при напряжениях свыше 300...500 В. Последние составляют конкуренцию не только БТ и МДПТ, но и тиристорам в устройствах глубоко регулируемого электропривода [17,18,64,65].
Ключевые возможности типовых силовых МДПТ характеризуются, например следующими сочетаниями токов и напряжений: 200В, 450А а для IGBT соответственно 1200А, 3300В и 1400А, 1800В [19,66].
В устройствах бортовой автоматики, питающихся преимущественно напряжениями 30-300 В постоянного тока при максимальных мощностях до единиц киловатт все основные задачи регулирования электроэнергии могут в настоящее время решаться в основном МДПТ и частично IGB-
5 транзисторами. Однако эффективность их применения обеспечивается только после решения следующих задач:
-организации низкоэнергетических процессов переключения в условиях
сильного влияния параметров силовых цепей и цепей передачи
сигналов, что было не столь актуальным при относительно малых скоростях переключения биполярных схем;
-разработки специализированных машинных программ анализа «быстрых» процессов переключения с использованием адекватных электротепловых моделей силовых приборов, для того, чтобы гарантировать достоверность энергетических расчетов при решении нелинейных уравнений высших порядков;
-обобщения результатов численных энергетических расчетов на ЭВМ в форме относительно простых аналитических выражений, связывающих, например, динамические потери в транзисторах с внешними параметрами схем, что упрощает разработку машинных программ оптимального синтеза силовых полупроводниковых устройств различных классов. К настоящему времени все основные научные и инженерные достижения в области организации и описания процессов переключения силовых транзисторов ИРМ относятся к схемам на биполярных транзисторах:
-исследованы процессы переключения нереверсивных ИРМ и мостовых
каскадов реверсивных регуляторов [20,21,67];
-получены приближенные аналитические выражения для динамичных
потерь в биполярных ключах [22,23];
-исследованы и разработаны методы борьбы со сквозными токами в
мостовых биполярных схемах [20,24,25,68,69,77];
-разработаны цифровые (машинные) модели всех основных типов
силовых полупроводниковых приборов, пригодные для анализа быстрых
процессов при относительно невысоких скоростях переключения [26-
32,70-72];
6 -разработаны и исследованы способы уменьшения динамических потерь в БПТ на основе реактивных формирователей низкоэнергетических траекторий (ФТ) [33-38,73-76];
-предприняты попытки разработки энергетических макромоделей динамических потерь в форме аналитических выражений [28,39]; -имеются публикации по процессам переключения МДПТ в типовых каскадах ИРМ в основном без учета влияния паразитных параметров этих схем на динамические потери [40,78]
Решение этих и ряда других вопросов проектирования ИРМ изложены в работах Конева Ю.И., Глазенко Т.А., Полковникова В.А., Лаптева Н.Н., Машукова Е.В., Токарева А.Б., Васильева B.C., Шевцова Д.А.. Отметим, что при проектировании ИРМ может быть использован опыт, накопленный в процессе разработки силовых полупроводниковых устройств других классов, в частности источников вторичного электропитания, изложенный в работах Конева Ю.И., Драбовича Ю.И., Ромаша Э.М., Моина B.C., Лукина А.В., Малышкова Г.М., Бузыкина С.Г., Войтовича И.А., Коняхина С.Ф., Кабелева Б.В..
Следует упомянуть также ряд зарубежных авторов, таких, как Rischmiller К., Uhdeland Т.М., Мс Murrey W., Willams B.W., исследовавших коммутационные процессы в схемах на биполярных и МДП-транзисторах.
Однако можно утверждать, что использование имеющихся результатов проведенных ранее исследований не позволяет в полной мере решить сформулированные выше задачи. Поясним этот вывод.
В первую очередь, следует констатировать отсутствие эффективного инструмента для исследования «быстрых» процессов в МДП - ключах и достоверных результатов динамических потерь - специализированной машинной программы с адекватными моделями силовых приборов. В настоящее время анализ «быстрых» процессов проводится, как правило, с помощью распространенных компьютерных программ класса P-SRICE или МС-6, разработанных первоначально для анализа несиловых электронных
7 схем.[41-43]. Модели транзисторов и диодов, используемых в этих программах, не учитывают ряда особенностей современных мощных полупроводниковых приборов, таких, например, как поэтапный процесс восстановления выпрямительных свойств р-п - переходов, или наличие паразитных индуктивностей выводов. Кроме того, программы исключают возможность введения тепловой обратной связи от корпуса мощного прибора, нагретого собственными потерями, к термозависимым параметрам этого прибора, что очень важно при проектировании силовых устройств. В целом идеализация моделей транзисторов и диодов не позволяет использовать эти программы в энергетических расчетах. Следует отметить, что зарубежные исследователи имеют в своем распоряжении адекватные модели и необходимые программы. Однако, получить их в использование не удается, т.к. их создатели не заинтересованы во внедрении в нашу отечественную практику и охраняют их понятием «коммерческой тайны».
Таким образом, теория и практика построения ИРМ требует прежде всего разработки отечественной программы анализа «быстрых» процессов переключения в типовых каскадах на силовых МДП - транзисторах с учетом паразитных процессов и возможностью введения тепловых обратных связей. Основой такой программы могут стать некоторые из отечественных моделей силовых полупроводниковых приборов, достаточно хорошо отражающих их специфику. Так в [28] предложены нелинейные модели мощного МДП транзистора и мощного биполярного диода, применение которых дает хорошее совпадение с экспериментом при умеренных скоростях переключения. Предварительные исследования показали, что дополненные индуктивностями выводов эти модели могут использоваться и при повышенных скоростях переключения.
С помощью разработанной программы можно будет решить ряд важных задач на пути создания эффективных ИРМ, одной из которых является разработка комплекса методов организации низкоэнергетических
8 траекторий переключения МДПТ, что наряду с уменьшением динамических потерь гарантирует увеличение надежности.
Прежде всего, здесь следует заново оценить эффективность такого известного метода, как форсировка процессов переключения увеличением управляющих токов. В схемах на БПТ форсировка включения неэффективна и даже опасна из-за инерционности ранее применявшихся блокирующих диодов [22].
Форсировка отключения сдерживается фактом сужения области безопасной работы из-за увеличения опасности «вторичного пробоя» [44,45]. К настоящему времени в качестве блокирующих диодов могут применяться высоковольтные диоды Шоттки, имеющие пренебрежимо малые времена восстановления, либо обычные диоды с временами восстановления не более 30..50 не [46,79]. Это снимает ограничение на форсировку включения. Форсировка отключения также возможна из-за практического отсутствия у МДПТ «вторичного пробоя». Открывается путь к оптимизации параметров цепей управления. Однако при этом не следует забывать о связи «быстрых» процессов с перенапряжениями и сверхтоками в транзисторах. Вслед за этим необходимо переоценить энергетические возможности реактивных формирователей траекторий как средства уменьшения потерь. При форсированных процессах роль формирователей могут частично взять на себя паразитные реактивности силовых контуров и реактивности схем замещения силовых приборов, что используется, например, при создании схем высокочастотных ИВЭ [47,48].
Третьей важной задачей является исследование влияния на процессы переключения силовых контуров структурных особенностей и параметров несиловых цепей передачи импульсных сигналов от ШИМ к силовым транзисторам. Если процессы переключения силовых цепей форсированы, то процессы переключения несиловых цепей уже нельзя считать идеализированными. Возникают обратные связи от выходных каскадов на цепи управления через паразитные параметры и появляется
опасность нарушения расчетных алгоритмов с увеличением динамических потерь [49]. Необходимо найти способы борьбы с такими явлениями. Последнее особенно важно в реверсивных ИРМ с мостовыми выходными каскадами, поскольку паразитные процессы могут усложнить борьбу со сквозными токами.
Исследование процессов переключения мостовых схем на МДПТ, определение условий возникновения сквозных токов и методов борьбы с ними с учетом влияния паразитных параметров силовых контуров и цепей управления является четвертой задачей анализа «быстрых» процессов в пределах настоящей работы.
Итак, с научной стороны настоящая работа нацелена на минимизацию динамических потерь в типовых каскадах ИРМ на МДПТ, разработку комплекса методов уменьшения потерь и аналитическое их описание, а с практической стороны - на создание инструмента исследований в виде машинной программы анализа, разработку рекомендаций по выбору параметров управляющих цепей, аппаратурные решения по схемам передачи сигналов к силовым транзисторам. Цель работы
Разработка и исследование методов уменьшения динамических потерь в силовых МДП - ключах импульсных регуляторов мощности для повышения их экономичности и надежности. Задачи работы
Разработка специализированной машинной программы анализа процессов переключения типовых каскадов ИРМ на МДП транзисторах с учетом паразитных параметров силовых цепей.
Разработка методов уменьшения динамических потерь в СТК на основе вариации параметров цепей управления.
Обобщение результатов численных расчетов динамических потерь в транзисторах типовых каскадов в форме аналитических выражений, связывающих эти потери с внешними параметрами схем и с
10 параметрами транзисторов, для последующего использования полученных соотношений при оптимальном синтезе силовых устройств.
Оценка эффективности реактивных формирователей низкоэнергетических траекторий как средства уменьшения динамических потерь в схемах с силовыми МДП - ключами.
Разработка методов уменьшения динамических потерь в СТК мостовых каскадов на основе структурной оптимизации несиловых цепей передачи импульсных сигналов к силовым транзисторам с учетом влияния паразитных параметров этих цепей на расчетные алгоритмы переключения.
Разработка практических схем управления силовыми МДП -транзисторами мостовых каскадов в устройствах регулирования электрической энергии.
Методы исследования
Для решения поставленных задач использованы методы теории электрических цепей, компьютерное моделирование, экспериментальные исследования. Научная новизна
Разработан алгоритм расчета динамических потерь в типовых каскадах ИРМ с учетом паразитных параметров силовых цепей, послуживший основой создания специализированной компьютерной программы.
В ходе компьютерного моделирования процессов переключения типовых каскадов ИРМ на силовых МДП - транзисторах обнаружены ранее неизвестные перегрузки транзисторов мостовых схем, не поддающихся экспериментальным исследованиям. Установлена невозможность точного определения динамических потерь по экспериментальным осциллограммам, а также по результатам моделирования с помощью компьютерных программ класса P-SPICE.
Дана оценка влияния внешних параметров исследованных схем и параметров силовых полупроводниковых приборов на динамические потери. Показано в частности, что в нереверсивных регуляторах суммарные потери за цикл переключения слабо зависят от температуры, а в высоковольтных регуляторах увеличиваются при ее снижении. В реверсивных регуляторах отмечается идентичная слабая температурная зависимость.
Решена задача оптимизации параметров цепей управления силовыми МДП - ключами в нереверсивных и реверсивных регуляторах по критерию минимальных динамических потерь при ограничениях на допустимое перенапряжение или перегрузку по току.
Показана возможность использования собственных реактивностей силовых контуров в качестве формирователей низкоэнергетических траекторий переключения МДП - транзисторов при форсированном их управлении.
Обоснована возможность исключения специальных цепей формирования низкоэнергетических траекторий переключения из числа средств для уменьшения динамических потерь при условии форсированного управления транзисторами.
Найдены принципы структурной оптимизации цепей передачи импульсных сигналов к «плавающим» транзисторам мостовых схем для исключения отрицательного влияния паразитных параметров этих цепей на динамические потери в силовых транзисторах.
Практическая значимость
1. Разработана специализированная машинная программа анализа
процессов переключения и расчета динамических потерь в СТК
типовых каскадов ИРМ, реализованная в среде MATLAB с
использованием модернизированных моделей силовых
полупроводниковых приборов.
Получены энергетические макромодели динамических потерь в СТК на МДП - транзисторах для схем нереверсивных и реверсивных ИРМ в аналитический форме, связывающие эти потери с параметрами полупроводниковых приборов и внешними параметрами схем, что существенно упрощает построение компьютерных программ оптимизации силовых электронных регуляторов.
Разработаны практические рекомендации по выбору параметров цепей управления силовыми МДП - ключами в расчете на минимизацию динамических потерь при ограничениях на допустимые перегрузки по токам и напряжениям.
Разработаны и внедрены на предприятии АКБ «Якорь» практические схемы драйверов силовых МДП - ключей, а также схемы передачи импульсных сигналов к «плавающим» транзисторам мостовых каскадов, свободные от паразитных эффектов, увеличивающих динамические потери.
Апробация работы
Основные положения докладывались и обсуждались на научно-технических семинарах кафедры микроэлектронных электросистем Московского государственного авиационного института (технического университета), 11 -ой Всероссийской межвузовской научно-технической конференции «Микроэлектроника и информатика-2004» Реализация результатов
Основные результаты диссертационной работы внедрены на ОАО «АКБ»ЯКОРЬ», а так же в учебный процесс по кафедре 306 Московского государственного авиационного института (технического университета). Публикации
По теме диссертации и результатам выполненных исследований опубликовано 6 научных работ: 5 статей и тезисы докладов. Структура и объем работы
13 Диссертационная работа включает в себя введение, шесть глав, общие выводы по работе, список литературы, приложение и содержит 160 страниц основного текста, 72 рисунка, 3 таблицы, 82 наименования из списка литературы на 8 страницах.
Динамические потери в высоковольтных регуляторах
Рассмотрим процессы включения. Динамические потери на этапе нарастания тока зависят от инерционности блокирующего диода. При безинерционных диодах, какими можно считать, например, высоковольтные диоды Шоттки, энергия потерь на этапе 0..ЛІ (Рис.2.1.2) определяется следующим выражением:
На втором этапе включения - этапе спада напряжения (tl...t2) ток
эквивалентного генератора, определяющий потери, отличается от тока стока из-за наличия токов, перезаряжающих емкости Сзс, Сси и Сд. Напряжение затвор - исток остается практически постоянным благодаря эффекту Миллера и емкость Сзи почти не перезаряжаются. По переменному току емкости Сзс, Сси и Сд включены параллельно и перезаряжаются синхронно, однако степени влияния их различны. Каждая из емкостей зависит от напряжения на ней, так что: CS1 (U.0 = Csll + Csl2 e-Ul2/2 Czs (Uzs) = Czs,+Czs2 e"Ul2/10 (2.3.1.2) Cd (Ud) = Cia + C2d e mW1 На начальном участке интервала ti - t2 в пределах (0,05 - 0,1 )E сильно изменяется емкость Cd (Ud), которая и формирует нелинейное начало спада напряжения. На большей части интервала все емкости, участвующие в формировании спада напряжения, практически постоянны и их сумма составляет:
Cs = Ssu + Czsi + Cw (2.3.1.3)
В конце интервала при напряжении на стоке (0,05 - 0,1 )Е возрастает CSj и CZS; формируя заключительную нелинейность процесса. Расчеты энергии потерь показывают, что основная их часть выделяется на линейном участке спада. Обратим внимание на то, что на перезаряд емкости Cs расходуется дополнительный ток эквивалентного генератора, так что
A IG = Сі E/tu on (2.3.1.4)
Изменение заряда в суммарной емкости транзистора и диода составляет:
Qon = CEE = QT+Qd (2.3.1.5) Эта величина интересна тем, что она определяет остаточные потери в режиме холостого хода:
Wonxx = EQon/2=( Csll + Czsl + Cld)E2/2 (2.3.1.6) На рис. 2.3.1.1 показан фрагмент расчетного процесса включения транзистора в режиме холостого хода. Заряд Qon соответствует площади S под кривой функции I qt(t) относительно линии тока 10 (t) (в данном случае 10 (t) = 0) на интервале ti -12.
Отметим, что заряд QOT по величине близок к так называемому "тотальному" заряду Qg, приводимому в зарубежной справочной литературе. Так, для транзистора IRF 840 при Е = 400 В заряд QT составляет 50 нк, а заряд Qg равен 62нк. Различие объясняется допущениями, сделанными при линеаризации.
Энергию суммарных потерь при включении можно определить следующим выражением:
Won = I02E/(2Vi on) + K(I0E/2)tu on + Won xx, (2.3.1.7)
где К = 1,2 ... 1,5 поправочный коэффициент, компенсирующий погрешности аппроксимации. Для уменьшения потерь при включении следует увеличивать Vi on и уменьшать tu on, форсируя управляющие воздействия, что достигается уменьшением отношения (Rp + RZ)/(EP - U0). Однако, при этом имеются ограничения. Увеличение Vj оп может быть эффективным при безинерционном диоде. Уменьшение tuon сопровождается ростом перезарядных токов. Относительная величина тока перегрузки составляет:
Ыс = (QG+Qd)on (2 3 18)
где Ю-коммутируемый ток. Отметим, что перегрузочный ток Д10 в полной мере не обнаруживается осциллографированием, поскольку основная его часть замыкается внутри эквивалентной схемы транзистора, а через внешний вывод стока протекает лишь перезарядный ток диода.
Таким образом, задавшись діо/ Ю, можно рассчитать I0 tUon, параметры цепи управления Ер, Rp и потери в транзисторе. На рисунке 2.3.1.2 показан укрупнено процесс выключения транзистора. Он начинается с этапа синхронного заряда Czs и CSi и разряда емкости диода Cd. Изменение заряда в суммарной емкости на линейном участке процесса составляет, как и при включении, величину Q0ff = Cs Е = Qon. Однако, энергия, необходимая для перезаряда емкостей, обеспечивается не эквивалентным генератором, а цепью нагрузки, из-за чего ток эквивалентного генератора уменьшается на величину:
AlGoff=Qofl/tuoff. (2.3.1.9)
Приняв линейными законы изменения напряжения на участке t3 ... t4 и тока на участке t4 ...t5 и проведя геометрическое интегрирование, получим выражение для суммарных потерь при отключении.
WofT= I02E/(2Vi off) + K(I0E/2)tu off- Wofr№ (2.3.1.10)
где Woffxx=E Qoff/2
Приравняв нулю правую часть выражение 2.3.1.10, можно найти длительность фронта напряжения tu 0ff, при которой ток генератора снизится до нуля раньше начала роста напряжения сток - исток, т.е. потери при отключении станут равными нулю
Далее используя выражение 2.3.4 можно найти требуемые параметры цепи запирания Em, Rm, обеспечивающие выполнение условия 2.3.1.11.
На рис.2.3.1.3 показана расчетная осциллограмма переходных процессов в ИРМ с форсированным отключением. (ЕР=10В, Rp=50 Ом, Ет=-10В, Rm=15 Ом) Won = 1,9 10"5, W0ff = 1,8 10"7 Дж. Из осциллограммы видно, что не очень глубокое форсирование позволяет практически полностью исключить потери при отключении.
Влияние температуры эксплуатации на показатели коммутационных процессов мостовых схем
В низковольтных схемах с явно выраженным индуктивным комплексом характер влияния температуры на процессы переключения аналогичен ранее рассмотренным . При увеличении температуры: процессы включения убыстряются - потери снижаются, процессы выключения наоборот замедляются и сопровождающие их потери растут. На рис.3.3.1,3.3.2 показаны расчетные осциллограммы переходных процессов в рассматриваемом регуляторе при крайних эксплуатационных температурах -60С, +100С. Сравнительный анализ приведенных осциллограмм показывает, что полной компенсации противоположного характера влияния температур на потери включения W от выключения не происходит. Суммарные потери с ростом температуры возрастают, что обусловлено большой долевой составляющей потерь выключения. На рис.3.3.3 показана зависимость суммарных потерь W от величины тока коммутации 10 , при различных температурах. Из графиков видно, что независимо от величины коммутируемого тока характер влияния температуры на потери сохраняются. Однако степень воздействия различна. Так потери холостого хода WxxnpaicnraecKH не зависят от температуры. Физически это обусловлено тем, что они обусловлены лишь «формированием» заряда QCHCT , и от температуры эксплуатации практически не зависят (3.3.17).
Необходимо отметить, что в области минимальных температур транзисторы регулятора будут подвержены максимальной перегрузке по напряжению сток-исток. В предлагаемом программном модуле эта перегрузка рассчитывается и выводится под рубрикой «RESULT» в виде
Из-за колебательного характера заряда емкости сток-исток запирающегося транзистора это превышение напряжения всегда больше перенапряжения обусловленного скоростью снижения тока стока. Практически его удобнее определять с помощью предлагаемой программы моделирования учитывающей наличие индуктивностей выводов используемых элементов.
Наибольшей спецификой влияние температур на процессы переключения обладают высоковольтные схемы . На рис.3.3.4,3.3.5 показаны осциллограммы переходных процессов при крайних температурах эксплуатации -60С, +100С. Сравнительный анализ показывает, что рост температуры приводит к ожидаемому снижению длительности фронта напряжения tu за счет снижения напряжения переключения Uo и динамической крутизны S. Однако при этом: во-первых - потери переключения практически не изменяются, во-вторых - резко возрастает токовая перегрузка при включении и выключении. Оба эти наблюдаемые следствия обусловлены одной причиной, заключающейся в формировании заряда QCHCT- Действительно, динамические потери в режиме холостого хода
ОПредеЛЯЮТСЯ ЛИШЬ Произведением Напряжения ПИТанИЯ И Заряда QCHCT Причем последний, практически не обладает термозависимостью. С ростом температуры длительность фронта напряжения tu сокращается и пиковое значение тока генератора транзистора 1крастет согласно (3.2.1.5), т.е. прежний заряд QCHCT должен «формироваться» на уменьшенной величине фронта tu. Необходимо отметить, что в эксперименте картина тока стока (рис.3.3.4, красная) примерно в два раза меньше по амплитуде реально существующей IG24 (черная). При проверке допустимых режимов работы транзистора это положение является особо важным.
Под нагрузкой в рассматриваемом типе регулятора динамические потери слабо зависят от температуры. На рис.3.3.6 показана их зависимость от тока коммутации 10. Причина подобной температурной индифферентности обусловлена тем, что основные потери определены не скоростными показателями, а эффектом Миллера, т.е. процессами перезаряда собственных емкостей транзисторов. Итак, можно сделать следующие
Расчетные осциллограммы переходных процессов в «стойке» регулятора с напряжением питания 200В, холостой ход (10) при температуре 100 С транзистор IRF840 . Каталог- Dbridge200. выводы. В сильноточных, низковольтных реверсивных регуляторах
- рост температуры приводит к увеличению суммарных динамических потерь. При этом предельные перегрузки по напряжению сток-исток транзисторы регулятора будут испытывать при минимальных температурах. В этом случае величину их удобно определять с помощью предлагаемого программного модуля;
- В высоковольтных, слаботочных, реверсивных регуляторах динамические потери от температуры эксплуатации зависят слабо. При этом наиболее опасным режимом является участок высоких температур. В этом случае перегрузка по току при включении, выключении может достигать весьма значительной величины, численное значение которой определяется выражением (3.2.2.1) или более точным моделированием с использованием предлагаемого программного модуля.
Процессы в схемах с рекуперативными формирователями
Для решения задачи организации безопасной траектории переключения и снижения динамических потерь в регуляторе на МДП транзисторах, рекомендуется так называемая схема защиты с передачей энергии в нагрузку. [38]. Эта схемное решение показано на рис. 4.2.1. При отпирании транзистора Ml, энергия, запасенная в защитном конденсаторе СО, передается в дополнительный конденсатор С1. При последующем выключении транзистора, суммарная энергия, накопленная в индуктивности Lf и конденсаторе С1 черед диоды D76,D54 передается в нагрузку. Считается, что рассеивается лишь небольшая доля энергии, определяемая потерями в диодах, активных сопротивлений проводов и обмоток индуктивности Lf. Однако подобное заключение базируется на существенной идеализации работы МДП транзистора. В этой связи, представляет интерес, используя рассматриваемые нелинейные модели транзистор-диод, рассчитать переходные процессы переключения и определить эффективность и возможности рассматриваемой схемы формирователя. Для решения этой задачи был разработан программный модуль в среде «MATLAB». В основании работы пакета лежит расчет токов и напряжений всех ветвей схемы замещения формирователя (рис. 4.2.2).
На рис. 4.2.3, в качестве примера показаны результаты моделирования регулятора на транзисторе IRFP2907.
Рассмотрим работу формирователя на участке tl.. Л2. Здесь наблюдается практический линейный рост тока стока. При этом величины скорости может быть определена из 2.3.1.
Для эффективного уменьшения потерь на включение Won— 0, скорость Vion должна соответствовать следующему условию:
Решая совместно (2.3.1,4.2.1), можно определить необходимую величину
индуктивности формирователя Ыдост. Для сильноточных регуляторов, решение указанной системы сводится к решению следующего уравнения:
« . - г4 52 (%- + Ls) 226 Li ( Е -1) + Ls = О (4.2.2) Eon-UO Eon-UQ В этом случае включение транзистора происходит при практически нулевом напряжении сток-исток (рис.4.2.3). На участке t2.. .t3 происходит процесс разряда емкости СО. Энергия, накопленная в ней перекачивается в емкость С1. Последняя заряжается до СО напряжения Vc\ = Е- J— . Однако, следует учитывать, что этот процесс идет в цепи последовательного контура, образованного индуктивностями (Lf+Li+Ls) и емкостями СО и СІ. В этом случае возникает колебательный процесс (Рис 4.2.3) с амплитудой тока стока, определяемой: сосі 1 Ы«Е- " " 1 (4.2.3) iCO + Cl Lf+Li+Ls Таким образом, относительное значение перегрузки по току у, при включении транзистора будет равно:
Следует также учитывать, что по окончанию процесса перезаряда емкостей, в силу колебательности процесса, напряжение на запирающем блокирующем диоде D32 гарантированно достигнет значения U32max=2E (Рис. 4.2.3)
При выключении транзистора, на этапе t4... t5 напряжение на сток-истоке начинает возрастать до момента, когда U9,14 станет больше напряжения на емкости CO-U7,14. В этом случае открывается диод D98 и идут несколько процессов одновременно. Во-первых: ток генератора транзистора Igt линейно уменьшается со скоростью Vioff. Причем на эту скорость величина индуктивности Lf практически не оказывает влияния. Во-вторых: источник тока Ю заряжает емкость СО по цепи, образованной индуктивностью Lf, диодом D98, источником питания Е. Скорость роста
Эти два напряжения сдвинуты друг относительно друга на величину падения напряжения на индуктивностях Li, Ls.
В этом случае в транзисторе будут выделятся потери выключения , при допущении линейности изменения тока равные начинается колебательный процесс разряда индуктивности формирователя Lf в последовательном контуре Lf, СО. Ток в индуктивности 1ы снижается. В это время разностный ток, равный (IO-Ibf) начинает разряжать емкость СІ. В точке t6 емкость СО заряжается до напряжения питания (U714=E) и ток в ней снижается до нуля. С этого момента цепь разряда индуктивности Lf изменяется - открывается диод D76. Таким образом, на участке t6...t7 цепь разряда индуктивности образуется параллельным контуром из индуктивности Lf и недоразряженной емкости С1. В точке XI емкость С1 разрядится полностью, ток в ней снизится практически скачком до нуля и структура разрядной цепи индуктивности Lf еще раз изменится - откроется блокирующий диод D32. В этом случае разряд будет идти по цепи: диоды D98, D54 и D32. В точке XI индуктивность разряжена не полностью - в ней протекает остаточный ток, равный
Процессы переключения в схемах с трансформаторным управлением
Известны различные варианты СК с трансформаторной передачей импульсных сигналов. В их числе:
- каскады, передающие короткие сигналы на фронте и спаде управляющего импульса с последующим запоминанием команды в драйвере, достаточно чувствительные к импульсным помехам;
- каскады с однотактной передачей сигналов, неспособные работать при Кз=1;
- двухтактные каскады различной конфигурации.
Рассмотрим процессы в двухтактной схеме, приведенной на рис.5.8. Здесь два противофазно работающих трансформатора обеспечивают возможность управления верхним транзистором в режиме постоянного включения, что типично для регуляторов ЭД. Для анализа процессов ограничимся одним тактом, когда активен верхний канал. Исследования показали, что определяющими паразитными параметрами являются здесь межобмоточные емкости Сп1 - Сп4 и индуктивность вторичной цепи Ls.. Условия возникновения паразитных процессов связаны со способом подключения вторичной обмотки трансформатора ко входу драйвера. В схеме на рис.5.8 при прямом управлении VT2, когда сигнал со вторичной обмотки TV1 включает VT1, паразитные процессы возникают в тех же режимах, что и в схеме рис.5.2 при "инверсном" ее управлении. Покажем это.
1. При нормально открытом VT2 паразитные конденсаторы Сп1-Сп4 заряжены, а после отключения VT1 и VT2, когда Ua уменьшается, они разряжаются так, что разрядные токи Сп2 и Сп4 могут замкнуться через базу VT1 и повторно его открыть (сплошные стрелки на рис.5.9). Это вызовет ложное включение VT2 и паразитные колебание со сквозным током в конце после выключения VT3 (аналогично рис.5.46).
2. При инверсно открытом VT2 паразитный процесс возникает на интервале уменьшения Ua, вызванном волнением VT3, что обусловлено теми же токами, что и в предыдущем случае. Прочее протекает аналогично рис.5.4в.
3. При инверсно открытом VT3 паразитные переключения возникают с ростом Ua после включения VT2 из-за того, что зарядные токи Сп2 и Сп4 могут ложно запереть VT1 (пунктир на рис.5.8). Паразитные переключения тем вероятнее, чем больше барьерная емкость VD1.
Единственным режимом, свободным от паразитных процессов, является переключение стойки при исходно открытом в нормальном направлении VT3.
Изменение схемы подключения трансформатора ко входу усилителя в соответствии с рис.5.9 существенно уменьшает вероятность нарушения нормальных процессов. При отсутствии управляющего сигнала VT1 открыт цепью смещения Rl; R2, a VT2 - заперт (прямое управление). Положительный сигнал на первичной обмотке TV1, трансформируясь во вторичную обмотку, опирает VD1-VD3 и запирает VT1, что приводит к включению VT2. Оказывается, что в схеме имеется лишь один
137 неблагоприятный режим, когда VT3 нормально открыт в исходном состоянии. Тогда Сп1-Сп4 разряжены, а в процессе увеличения Ua они могут заряжаться через R1 и базовую цепь VT1, ложно его включая . Это приводит к включению VT2 и возникновению сквозного тока аналогично рис.5.46. Эффект устраняется, как и во всех подобных случаях введением задержки в На примере схемы рис.5.9 рассмотрим отрицательное влияние Ls2 на процессы переключения. Оно проявляется в том, что при заряде Сп1-Сп4 в Ls2 накапливается энергия, способная затем поддерживать паразитные колебания во вторичной цепи и ложно переключать VT1. Для ослабления влияния Ls2 следует рационально располагать пассивные элементы вторичного контура трансформатора. В схеме рис.5.9, интенсивность паразитных колебаний наименьшая, поскольку зарядные токи Сп1-Сп4 протекают через участки вторичной цепи с большими сопротивлениями (R1 и VD1, VD2 в обратном направлении). При любом изменении во взаимном расположении элементов: взаимном переносе R1 и VD1, VD2 включения R1 последовательно с VD1, VD2 интенсивность паразитных колебаний резко возрастает.
Как и при управлении оптронами, большое значение имеет способ включения первичной обмотки TV1, TV2 к выходу ШИМ.
Помимо схем СК и способов соединения их входных и выходных цепей с выходом ШИМ и входами драйверов на интенсивность паразитных процессов оказывают влияние количественные показатели основных процессов: скорость переключения стойки, инерционность драйверов, токи в светодиодах, их инерционность и др. Возможны также сочетание этих факторов, при которых какие-либо из описанных паразитных явлений будут слабо выражены, либо вовсе отсутствовать. Однако они могут появиться при изменении режима нагрузки, либо температура среды.
Кардинальным путем практической реализации каскадов управления "плавающих" транзисторами является разработка специализированных микросхем или микросборок, объединяющих СК и драйверы. Известно, что такие устройства серийно выпускаются рядом зарубежных фирм. Практика их применения показывает, что любые из них имеет недостатки, в том числе и по наличию паразитных переключений в тех или иных условиях.
В любом случае, вопрос применения промышленных драйверов следует решать применительно к конкретной силовой структуре устройства, поскольку в различных структурах силовых каскадов различны пути протекания паразитных токов и степень их воздействия на драйверы "плавающих" транзисторов.
