Содержание к диссертации
Введение
1. Современное состояние и перспективы развития силовых схем частотно-регулируемых электроприводов переменного тока 12
1.1. Двухзвенные преобразователи частоты 12
1.2. Непосредственные преобразователи частоты 20
1.3. Активные матричные и двухзвенные непосредственные преобразователи частоты 23
1.4. Постановка задач диссертационного исследования 34
2. Анализ процессов в схеме активного однофазного днпч и стабилизация его регулировочных характеристик 35
2.1. Исходные положения 35
2.2. Стабилизация регулировочных характеристик ДНПЧ на основе метода приведения 42
2.3. Координатная стратегия двукратной ШИМ с модуляцией опорного сигнала 48
2.4. Координатная стратегия двукратной ШИМ с модуляцией управляющего воздействия 50
2.5. Выводы 58
3. Концепция широтно-импульсного управления днпч в системе электропривода переменного тока 59
3.1. Математическое описание электропривода переменного тока на базе ДНПЧ 59
3.2. Общая стратегия широтно-импульсного управления трехфазным ДНПЧ в системе электропривода переменного тока , 64
3.3. Координатная стратегия ШИМ 70
3.4. Формирование эталонных модулирующих функций 82
3.5. Повышение точности воспроизведения задающих воздействий 91
3.6. Выводы 95
4. Регулируемый электропривод переменного тока с питанием от ДНПЧ 96
4.1. Синтез САУ электроприводом переменного тока 96
4.2. Исследование статических и динамических режимов работы электропривода методами математического моделирования и физического эксперимента 103
4.2.1. Описание экспериментальной установки 103
4.2.2. Условия и результаты эксперимента 106
4.3. Выводы 120
Основные результаты и выводы 121
Литература 123
Приложения 140
- Двухзвенные преобразователи частоты
- Активные матричные и двухзвенные непосредственные преобразователи частоты
- Стабилизация регулировочных характеристик ДНПЧ на основе метода приведения
- Математическое описание электропривода переменного тока на базе ДНПЧ
Введение к работе
Одним из факторов эффективного развития современных промышленных технологий является повышение точности выполнения рабочих операций. Сегодня в большинстве случаев наиболее высокое качество управления исполнительными механизмами при наименьших удельных затратах удается получить средствами регулируемого электропривода. Внедрение регулируемых электроприводов позволяет упростить конструкцию и оптимизировать режимы работы оборудования, улучшить качество выпускаемой продукции, снизить энергетические затраты. Достоинства регулируемого электропривода определяют тенденцию расширения областей его применения, при этом происходит постоянное совершенствование систем самого привода в первую очередь за счет развития силовой и управляющей электроники. Возросшие возможности полупроводниковых преобразователей частоты (ПЧ) приводят к вытеснению коллекторных машин более дешевыми, надежными и экономичными бесконтактными машинами переменного тока, которые обеспечивают более высокие скорости вращения и динамику, характеризуются лучшими массогабаритными и ресурсными показателями. Массовое общепромышленное применение сегодня получил регулируемый электропривод на базе наиболее конструктивно простого, дешевого, надежного и универсального асинхронного двигателя.
Основным назначением ПЧ как неотъемлемого элемента современного регулируемого электропривода переменного тока является формирование режимов работы электрических двигателей, обеспечивающих требуемые электромеханические свойства привода. В тоже время, наряду с традиционными вопросами эффективного управления электродвигателями, сегодня, как никогда, актуальными становятся вопросы энергосбережения и улучшения энергетической и электромагнитной совместимости электроприводов с питающей сетью, что неизбежно связано с проблемой дальнейшего усовершенствования силовых схем и алгоритмов управления полупроводниковыми ПЧ в системах электроприводов как электромеханических комплексов.
Под энергетической совместимостью понимается возможность двустороннего обмена электрической энергией между питающей сетью и нагрузкой [22]. Возможность возврата энергии в питающую электрическую сеть позволяет значительно повысить энергетическую эффективность электропривода в случае частых пуско-тормозных и реверсивных режимов работы.
Под электромагнитной совместимостью электропривода понимается способность оборудования нормально функционировать в реальных условиях эксплуатации при наличии непреднамеренных электромагнитных помех и при этом не создавать недопустимых помех для питающей сети и окружающей среды [22]. Иными словами электропривод должен быть работоспособным при нормативных значениях показателей качества электрической энергии источника питания, при этом обратное влияние электропривода не должно приводить к снижению показателей качества энергии источника ниже предельно допустимых значений. Минимизировать отрицательное влияние электропривода на питающую сеть переменного тока можно путем формирования близких к синусоидальным сетевых токов при единичном коэффициенте мощности.
Целью диссертационной работы является дальнейшее развитие регулируемых электроприводов переменного тока на базе активных двухзвенных непосредственных преобразователей частоты с импульсно-модуляционными алгоритмами управления. В соответствии с поставленной целью определены следующие основные задачи работы:
1) обзор современных методов и алгоритмов управления активными НПЧ в составе ЭППТ; развитие концепции управления ДНПЧ в системе ЭППТ на основе координатной стратегии и разработка её базовых элементов; выбор математического описания силовой части ДНПЧ, как дискретно-непрерывного компонента системы ЭППТ; разработка математической модели локальной системы автоматического управления (САУ) ДНПЧ и алгоритмов функционирования её элементов; синтез системы автоматического регулирования (САР) ЭППТ с ДНПЧ; разработка цифровой имитационной модели для исследования статических и динамических режимов работы ЭППТ на базе ДНПЧ; разработка макетного образца ЭППТ на базе ДНПЧ с микропроцессорной системой управления; проведение модельных и экспериментальных исследований статических и динамических режимов работы ЭППТ на базе ДНПЧ.
Методы исследований базируются на положениях общей теории электротехники, преобразовательной техники, автоматизированного электропривода, теории автоматического управления. Разработка математической модели ЭППТ проводилась на основе теории обобщенной электрической машины переменного тока с питанием от непосредственного преобразователя частоты с учетом особенностей коммутационных процессов. Моделирование основывалось на векторном подходе с преобразованием анализируемых величин во вращающиеся системы координат. Исследования статических и динамических режимов работы ЭППТ проведены методами математического моделирования и физического эксперимента.
Достоверность полученных результатов обусловлена использованием апробированных математических аналитических и численных методов и подтверждена удовлетворительным для инженерной практики совпадением результатов анализа, компьютерного моделирования и экспериментальных исследований.
Научная новизна представляемой диссертационной работы заключается в следующем:
Развита двухэтапная концепция управления ДНПЧ в системах ЭППТ с уточнением ключевых понятий, комплексным учетом и формулировкой требований, предъявляемых к преобразователю как источнику питания электрического двигателя, как потребителю в системе электроснабжения и как силовому регулирующему элементу САР электропривода. Разработаны этапы данной концепции на основе координатной стратегии ШИМ.
Для первого этапа сформулирована задача формирования эталонных модулирующих функций в системе управления ДНПЧ с ШИМ. Теоретически обоснована структура блока формирования эталонных модулирующих функций ДНПЧ, удовлетворяющих задачам управления, а именно оптимальному распределению функций управления между АВ и АИ, согласованию функций управления выходным напряжением и входной реактивной мощностью на основе выбора приоритетов.
Для второго этапа разработаны базовые теоретические положения адаптированной широтно-импульсиой аппроксимации эталонных модулирующих функций. Разработана адаптированная координатная стратегия пофазного формирования коммутационных функций выпрямителя и инвертора ДНПЧ с выделением из них ведущего и ведомого коммутатора и адаптацией коммутационной функции ведомого к коммутационной функции ведущего.
Для решения проблемы адаптации разработан метод приведения коммутационной функции ведомого коммутатора и предложены алгоритмы его реализации путем либо модуляции опорного сигнала ШИМ, либо предмодуляции эталонных модулирующих функций ведомого коммутатора.
Предложены меры повышения точности воспроизведения управляющих воздействий преобразователя путем прямой либо косвенной компенсации эффекта мертвого времени и падения напряжения на ключах с учетом особенностей режимов работы коммутаторов ДНПЧ.
Разработана математическая модель ЭППТ на базе асинхронного двигателя и ДНПЧ с системой управления, реализующей двухэтапную концепцию на основе адаптированной координатной стратегии ШИМ.
Теоретически доказана и экспериментально подтверждена возможность построения систем регулируемых электроприводов переменного тока с высоким качеством потребления и электромеханического преобразования электрической энергии на базе ДНПЧ.
Практическая ценность
Разработанная математическая модель ЭППТ на базе ДНПЧ позволяет повысить эффективность исследований режимов работы привода, дает возможность получения достоверных данных поведения исследуемой системы за счет учета в модели особенностей дискретно-непрерывной системы «преобразователь-двигатель», позволяет сократить временные и материальные затраты при проведении исследований на этапах проектирования и пуско-наладочных работ на реальных объектах.
Представленные в диссертационной работе двухэтапная концепция и координатная стратегия управления ДНПЧ как элементом управляемого электромеханического преобразовательного комплекса способствуют дальнейшему развитию систем регулируемого электропривода переменного тока в направлении улучшения массогабаритных показателей, электромагнитной совместимости ПЧ с питающей сетью и нагрузкой, синусоидальности выходных и входных токов, обеспечения регулирования сетевого коэффициента мощности и рекуперации электрической энергии.
Апробация. Основные материалы работы были представлены на научно-технической конференции (НТК), посвященной столетию со дня рождения профессора Н.С. Сиунова (г.Екатеринбург, УГТУ-УПИ, 2003г.); Международной НТК по электрическим машинам и приводам IEMDC-03 (США, Мэдисон, Висконсинский университет, 2003г.); X Европейской НТК по силовой электронике и её" применению ЕРЕ-2003 (Франция, Тулуза, 2003г.); Международной НТК «Силовая электроника и энергоэффективность» СЭЭ-2003 (Украина, г. Алушта, 2003); IV Международной (XV Всероссийской) конференции «Автоматизированный электропривод в XXI веке: пути развития» АЭП-2004 (г.Магнитогорск, 2004 г.); XI Европейской НТК по силовой электронике и управлению движением РЕМС-2004 (Латвия, Рига, 2004г.); VIII Международной НТК «Проблемы современной электротехники-2004» (Украина, г.Киев, 2004г.); XIII Международной НТК «Электроприводы переменного тока» ЭППТ-05 (г.Екатеринбург, УГУ-УПИ); Международной НТК «Энергетика, экология, энергосбережение» (Казахстан, г.Усть-Каменогорск, 2005г.); XI Европейской НТК по силовой электронике и её применению ЕРЕ-2005 (ФРГ, Дрезден, 2005г.); НТК «Автоматизированные и прогрессивные технологии» АПТ-2005 (НГТИ, г.Новоуральск, 2005г.).
Внедрение результатов работы
1) На основе двухэтапной концепции и адаптированной координатной ШИМ разработано алгоритмическое и программное обеспечение системы управления асинхронного электропривода с двухзвенным непосредственным преобразователем частоты, включающее компьютерную математическую модель системы «ДНПЧ-АД», комплекс алгоритмов и рабочих программ управления. Данное алгоритмическое и программное обеспечение использовано предприятием «Автоматизированные системы и комплексы», г. Екатеринбург при разработке асинхронного электропривода с транзисторным ДНПЧ и микропроцессорной системой управления для модернизации продольно-строгального станка 7А256 по заказу корпорации «ВСМПО-АВИСМА», г. Верхняя Салда. 2) Созданная моделирующая компьютерная программа используется в учебном процессе в Российском государственном профессионально-педагогическом университете при проведении лабораторных работ по курсам «Автоматизированный электропривод» и «Основы преобразовательной техники».
На защиту выносятся:
Двухэтапная концепция управления ДНПЧ в системе ЭППТ с разработкой её этапов на основе координатной стратегии ШИМ.
Структура блока формирования эталонных модулирующих функций.
Базовые теоретические положения по реализации адаптированной широтно-импульсной аппроксимации эталонных модулирующих функций преобразователя частоты, в том числе: адаптированная координатная стратегия пофазного формирования коммутационных функций АВ и АИ; метод приведения коммутационной функции ведомого коммутатора и алгоритмы его реализации; меры повышения точности воспроизведения управляющих воздействий коммутаторов ДНПЧ.
Математическая модель ЭППТ на базе ДНПЧ с системой управления, реализующей двухэтапную концепцию на основе адаптированной координатной ШИМ.
Теоретическое обоснование и экспериментальное подтверждение возможности построения систем регулируемых ЭППТ с высоким качеством потребления и электромеханического преобразования электрической энергии на базе ДНПЧ.
Публикации. В процессе выполнения диссертационной работы опубликовано 11 статей и докладов [30, 31, 48-52, 127-130], в том числе 7 [31, 50, 51, 127-130] в зарубежных изданиях, получено положительное решение о выдаче патента на изобретение [35].
Двухзвенные преобразователи частоты
Технически инверторы тока реализуются проще инверторов напряжения. Схема ДПЧ на базе АИТ с принудительной межфазовой коммутацией силовых вентилей представлена на рис. 1.2. Ключи АИТ работают в режиме 120 проводимости, таким образом, ток, формируемый АИТ, представляет собой последовательность двуполярных прямоугольных импульсов. Выходное напряжение АИТ зависит от характера нагрузки. Следствием этого являются значительные пульсации момента двигателя, особенно существенные на малых частотах вращения [5]. Общим достоинством ПЧ на базе инверторов тока, вследствие симметричности силовой схемы, является возможность двухстороннего обмена электрической энергией между сетью и нагрузкой.
Наиболее широкое практическое применение получили преобразователи на базе АИН. Первое поколение серийно выпускаемых ДПЧ строились по схеме «тиристорный УВ - LC-фильтр - тиристорный АИН» [19, 55]. Упрощенная схема такого ГГЧ изображена на рис.1.3. Коммутатор АИН кроме отсекающих диодов, дополнен обратными диодами, которые обеспечивают протекание возвратных индуктивных токов нагрузки. Поскольку в схеме реализуется фазовая коммутация, то силовые ключи работают в режиме 120 проводимости и так же, как в АИТ, форма выходного напряжения первых АИН зависела от коэффициента мощности нагрузки.
Позже были внедрены схемы тиристорных АИН, реализующих режим 180 проводимости [37]. Преимуществами такого режима являются большее значение первой гармоники выходного напряжения ПЧ и независимость его формы от характера нагрузки. Управление первыми поколениями ПЧ на базе автономных инверторов строилось на основе амплитудно-импульсного способа с разделением функций управления частотой и амплитудой выходного напряжения. Регулирование выходной частоты осуществлялось путем изменения частоты коммутации тиристоров инвертора, а регулирование амплитуды - путем изменения величины выпрямленного напряжения. Наличие в цепи регулирования амплитуды выходного напряжения инерционного LC-фильтра с большой постоянной времени серьезно ограничивало динамику электропривода. Также к недостаткам ПЧ первых поколений следует отнести несинусоидальность токов нагрузки и сети, низкий сетевой коэффициент мощности, высокие пульсации момента, особенно на малых частотах вращения. Диапазон регулирования скорости двигателя находился в пределах 1:10. В случае АИН для осуществления режима рекуперации требовалось использование двухкомплектного реверсивного выпрямителя. Несмотря на все свои недостатки, первое поколение ДПЧ явилось основой для эффективного внедрения и электроприводов переменного тока в различных областях.
Благодаря улучшению характеристик полупроводниковых приборов и появлению новых типов с полным управлением второе поколение ПЧ ориентировалось на реализацию широтно-импульсных алгоритмов управления инверторами и выполнялось по схеме «неуправляемый выпрямитель - LC-фильтр - автономный инвертор напряжения». Схема силовой части ДГТЧ с транзисторным АИН приведена на рис. 1.4. В ДГТЧ подобной структуры функции регулирования параметров выходного напряжения полностью возлагаются на автономный инвертор.
Использование широтно-импульсной модуляции (ШИМ) позволило получить близкую к синусоидальной форму выходного тока, как следствие уменьшились пульсации момента, вращение двигателя стало более равномерным, расширился диапазон регулирования скорости. Сетевой коэффициент мощности ПЧ приблизился к единице. Из канала регулирования амплитуды полезной составляющей выходного напряжения оказался исключенным инерционный фильтр звена постоянного тока, что позволило получать системы автоматического регулирования (САР) электропривода с предельными динамическими характеристиками. Высокие технико-экономические показатели преобразователей второго поколения привели к массовому использованию регулируемых электроприводов переменного тока в новых областях и вытеснению уже существующих менее надежных регулируемых приводов постоянного тока.
К недостаткам второго поколения ДГТЧ следует отнести нерешенность проблем энергетической и электромагнитной совместимости преобразователя с питающей сетью: входные токи НВ по форме являются существенно несинусоидальными; для реализации возможности рекуперации электрической энергии требовалась установка дополнительного комплекта полупроводниковых приборов, обеспечивающего реверс входного тока АИН. Решение указанных проблем может быть получено за счет использования так называемых активных ДГТЧ, построенных по симметричным силовым схемам с активными выпрямителями (АВ) [17, 24, 42, 43, 44, 53, 71, 72, 73, 74, 76, 78, 79]. Активный выпрямитель представляет собой обращенный инвертор, работающий в режиме ШИМ. Для питания АИН используется активный выпрямитель напряжения (АВН), а для питания АИТ - активный выпрямитель тока (АВТ), соответствующие структуры ПЧ изображены на рис. 1.5 и рис. 1.6.
Активные матричные и двухзвенные непосредственные преобразователи частоты
В 1980 году итальянский исследователь Марко Вентурини (Marco Venturini) опубликовал работу по управлению трехфазно-трехфазным НПЧ с минимальным количеством силовых ключей, схема силовой части которого представлена на рис. 1.7. Она состоит из, так называемого, матричного коммутатора и сетевого LC-фильтра [133]. Матричный коммутатор строится на полностью управляемых ключах с двухсторонней проводимостью тока. Возможны различные схемы построения таких ключей, основные из них представлены на рис. 1.8.
Способ управления НПЧ, разработанный Вентурини на основе ШИМ и усовершенствованный в дальнейшем совместно с итальянским математиком Альберто Алесина (Alberto Alesina) [58], обеспечивает произвольное соотношение входных и выходных частот, регулирование выходного напряжения и входного коэффициента мощности, синусоидальность, как токов нагрузки, так и токов, потребляемых от источника питания. При синтезе алгоритма управления использовался подход, основанный на понятии модулирующей функции и теории Фурье-анализа. Матричный коммутатор рассматривался как некоторый «обобщенный трансформатор» -преобразователь координат входных и выходных переменных. По классификации, предложенной в [40], данный способ управления относится к способам с однократной модуляцией.
В [58] на теоретическом уровне проведен общий анализ НПЧ с произвольным числом входных и выходных фаз и синтезирован алгоритм управления для наиболее значимого с практической точки зрения трехфазно-трехфазного НПЧ. Теоретический предел коэффициента передачи такого НПЧ с представленным в [58] способом управления составляет 1/2. Позже в работах [56, 57] показана возможность увеличения максимального значения коэффициента передачи по напряжению до значения л/з/2 путем добавления к исходным модулирующим функциям третей гармонической составляющей.
Работы [58, 133] задали новое перспективное направление развития НТТЧ на полностью управляемых силовых ключах. Такие преобразователи в дальнейшем стали называться матричными непосредственными преобразователями частоты (МНПЧ), также в литературе широко встречается более короткое название - матричные преобразователи.
При практической реализации непосредственных преобразователей частоты на полностью управляемых силовых ключах исследователи сталкиваются с серьезной проблемой безопасной коммутации. С одной стороны, необходимо обеспечить неразрывность индуктивных токов нагрузки на выходе коммутатора, а с другой - не допустить короткого замыкания источников напряжений на его входе, а именно конденсаторов входного LC-фильтра.
Известны решения данной проблемы на уровне модификации силовой схемы, связанные с введением дополнительных элементов, ограничивающих в процессе коммутации или скорость нарастания токов в короткозамкнутых контурах [61], или уровень перенапряжений при разрывах индуктивных цепей [131], или обеспечивающих мягкую коммутацию [115, 132, 134]. Первые два способа являются наиболее простыми, но приводят к дополнительным потерям энергии, последний - наоборот, сводит динамические потери практически к нулю, но значительно усложняет силовую схему и процесс управления коммутатором преобразователя частоты.
Вторая группа решений реализует «интеллектуальное» управление процессом коммутации, которое заключается в определении направления тока и/или полярности напряжения каждого ключа коммутатора МНПЧ и осуществлении поэтапных четырех [66, 69, 75, 83, 144] или трех [68, 139, 140] шаговых коммутаций ключей с двухсторонней проводимостью тока. Недостатками способов поэтапной коммутации являются затягивание процесса коммутации и снижение точности воспроизведения задающих воздействий [60, 139, 140, 141]. Для реализации данной группы способов требуется раздельное управление проводимостями различных направлений, что исключает, например, использование схемы двухстороннего ключа, изображенной на рис.1.8,г. Следует отметить, что даже установка датчиков токов и/или напряжений на каждый ключ не позволяет полностью избавиться от защитных снаберных цепей из-за ошибок управления, неизбежно возникающих вследствие неточности фиксации моментов перехода токов и напряжений через ноль [68, 112].
В 1986 Фойвос Зъёгас (Phoivos Ziogas) предложил использовать для синтеза алгоритма управления МНПЧ косвенный подход, основанный на выделении неявных фаз выпрямления и инвертирования [146, 148], В этом случае коммутатор МНПЧ рассматривается как эквивалентный двухзвенный непосредственный преобразователь частоты (ДНПЧ), представляющий собой последовательное соединение фиктивного активного выпрямителя (АВ) и фиктивного автономного инвертора (АИ). Для полной эквивалентности матричному преобразователю коммутатор ДНПЧ должен быть выполнен на полностью управляемых ключах с двухсторонней проводимостью тока. Структурная схема силовой части эквивалентного ДНПЧ представлена на рис. 1.9.
Активные матричные и двухзвенные непосредственные преобразователи частоты
Принципиальным решением задачи стабилизации регулировочных характеристик рассматриваемых двухзвенных непосредственных преобразователей является модификация алгоритмов управления ключами, обеспечивающая одностороннюю либо взаимную адаптацию коммутационных функций звеньев преобразователя. В [45] условие такой адаптации сформулировано следующим образом. Среднее за период ШИМ значение произведения коммутационных функций звеньев преобразователя должно равняться произведению средних значений коммутационных функций этих звеньев. Математическое выражение необходимого условия адаптации имеет вид: fcp=f\cpflcp- (2.16)
Или иначе, среднее за период ШИМ значение произведения модуляционных составляющих коммутационных функций звеньев преобразователя должно равняться нулю: 11/ыоЛ )ЛмоА0Ж = 0. (2.17) 1 о Данная задача может быть решена на основе метода приведения, основные положения которого изложены ниже.
Метод приведения удобно рассмотреть с позиций представления рассматриваемого двухзвенного преобразователя как широтно-импульсного модулятора с двукратной модуляцией без промежуточной фильтрации сигнала.
На вход первичного модулятора поступает силовое воздействие ux(t), не претерпевающее существенных изменений в течение периода модуляции Т в силу малости Т. В отличие от этого входное силовое воздействие вторичного модулятора ud{t) в течение периода ШИМ дискретно и существенно изменяется. Именно это обстоятельство не позволяет использовать в данном случае идентичные алгоритмы и схемы управления первичным и вторичным модуляторами.
Ключом к разработке адаптированного алгоритма управления может служить то обстоятельство, что в пределах периода ШИМ существует конечное число временных интервалов (Тхх и Тх 2), на которых коммутационная функция первичного модулятора fx{i) не изменяет своего значения и конечное число интервалов (Т2Х и Т22), на которых не изменяется коммутационная функция вторичного модулятора (рис.2.2).
Данное обстоятельство позволяет сформулировать следующий принцип адаптации коммутационной функции вторичного модулятора. Для обеспечения условий работы вторичного модулятора, идентичных условиям первичного модулятора, следует выполнить эквивалентное приведение коммутационной функции вторичного модулятора, первоначально сформированной на интервале ШИМ, к интервалам постоянства значений коммутационной функции первичного с сохранением области значений и временных пропорций исходной коммутационной функции вторичного модулятора. Последнее условие обеспечивает сохранение среднего значения адаптированной коммутационной функции, а также идентичность условий сочленения устройств формирования задающих ПШМ-сигналов с драйверами первичного и вторичного модуляторов в системе управления.
Таким образом, адаптация коммутационной функции вторичного модулятора по методу приведения обеспечивает полную нейтрализацию влияния модуляционных составляющих коммутационных функций первичного и вторичного модуляторов на полезную составляющую результирующей коммутационной функции, что стабилизирует регулировочную характеристику двухзвенного преобразователя без промежуточного фильтра при различных сочетаниях управляющих воздействий.
Выше рассмотрен принцип адаптации, в котором первичный модулятор является ведущим, а вторичный — ведомым. Для активных двухзвенных преобразователей возможен и альтернативный вариант, в котором роль ведущего выполняет вторичный модулятор, а ведомого - первичный. Процедура приведения коммутационной функции ведомого модулятора к интервалам постоянства коммутационной функции ведущего остается неизменной.
Принцип адаптации коммутационных функций ДНПЧ может быть реализован в микропроцессорных системах управления на основе различных подходов с использованием как векторной [45, 90], так и координатной стратегий. Ниже рассматривается реализация принципа адаптации коммутационных функций ДНПЧ на основе координатной стратегии ШИМ, что в настоящее время не достаточно полно разработано и освещено в отечественной и зарубежной литературе. Координатная стратегия использует опорный сигнал, что дает возможность реализовать два варианта адаптированной двукратной ШИМ: - с модуляцией опорного сигнала для ведомого модулятора; - с модуляцией управляющего воздействия для ведомого модулятора.
Координатная стратегия двукратной ШИМ с модуляцией опорного сигнала
Для адаптации алгоритма переключений ведомого коммутатора к алгоритму переключений ведущего используется метод приведения коммутационной функции ведомого коммутатора к интервалам постоянства коммутационной функции ведущего (7j, и Jj2). В рамках использования элементарного узла ШИМ (в состав которого входят сумматор и нуль-орган) это может быть достигнуто путем предварительной модуляции опорного сигнала. Принцип и характер этой модуляции заключается в приведении опорного сигнала для ведомого модулятора к интервалам постоянства коммутационной функции ведущего модулятора с сохранением амплитуды и формы опорного сигнала на интервалах приведения. Как видно из графиков рис.2.4, приведенный опорный сигнал ф 0П($) программируется путем пропорционального сжатия во времени исходного сигнала (f on(t) (показанного прерывистой линией) и помещения сжатого сигнала в соответствующие временные интервалы. В этих условиях элементарный узел ШИМ генерирует коммутационную функцию f"2(t), удовлетворяющую критерию адаптации (2.17).
Математическое описание электропривода переменного тока на базе ДНПЧ
При соблюдении сформулированных выше условий достигается эффект пропорционального сжатия виртуальной коммутационной функции f2(t) при формировании двух широтно-модулированных функций: /2 ](/) и / (/)-Значения первой из этих функций и моменты ее переключений на интервале 7J, (см. заштрихованный участок графика /2 i(/) на рис.2.6) полностью соответствуют сформулированным выше условиям формирования адаптированной коммутационной функции на данном интервале. На соседних, «чужих» интервалах Тх 2 эта функция сохраняет постоянное отрицательное значение.
Что касается второй функции, то моменты ее переключений удовлетворяют условию пропорционального сжатия виртуальной функции и формирования адаптированной коммутационной функции на интервале 7 2.
Однако на данном интервале приведения (см. заштрихованный участок графика /22(/)) она оказывается инверсной по отношению к требуемой адаптированной функции. На соседних, «чужих» интервалах Т}, вторая функция сохраняет постоянное положительное значение. Поэтому при синтезе единой коммутационной функции /2 (0 адаптированной на всех чередующихся интервалах приведения, должна быть предусмотрена инверсия функции /г гСО- Учитывая значения анализируемых функций на «чужих» интервалах, удобно для синтеза единой (результирующей) адаптированной коммутационной функции ведомого модулятора использовать мультипликативную форму:
График этой функции, приведенный на рис.2.6, полностью идентичен графикам адаптированной коммутационной функции, обеспечиваемым рассмотренными выше вариантом построения систем управления (см. рис.2.4).
Преимуществом варианта адаптации с помощью модуляции управляющего воздействия является более простая практическая реализация данного подхода в современных микроконтроллерных устройствах со встроенными ШИМ-генераторами, поскольку в данном случае нет необходимости постоянного изменения настроек модуля, выполняющего широтно-импульсное преобразование.
В заключение отметим, что возможность применения однофазных двухзвенных бесфильтровых модуляторов в качестве однофазно-однофазных преобразователей частоты существенно ограничена тем обстоятельством, что мгновенные значения выходного напряжения преобразователя в принципе не могут превышать мгновенных значений напряжения источника питания. График синусоидального напряжения питающей сети периодически проходит через ноль и в эти мгновения времени никакие алгоритмические ухищрения не позволяют получить ненулевые значения выходного напряжения, если таковые требуются. Физически это свойство обусловлено отсутствием в схеме модулятора элементов, способных запасать энергию и позволяющих использовать ее для питания нагрузки преобразователя на тех интервалах времени, где переменное напряжение питающей сети мало либо равно нулю. В этом отношении преобразователи с промежуточным фильтром предпочтительнее, т. к. фильтр является накопителем энергии, позволяющим реализовать отмеченную функцию.
Однако при питании бесфильтровых преобразователей от многофазной сети переменного тока этот недостаток утрачивается, т.к. в любое мгновение времени в многофазной системе всегда имеется возможность выборки ненулевого питающего напряжения. Тогда в полной мере проявляются их достоинства в части улучшения массогабаритных, энергетических и динамических показателей, связанные с исключением силового фильтра и стабилизацией их регулировочных характеристик рассмотренными выше алгоритмическими методами. Более того, в результате применения бесфильтровых структур оказывается возможной реализация режимов коммутации силовых ключей с принципиально более высокой надежностью.
Выводы 1) Отсутствие промежуточного фильтра в схеме двухзвенного непосредственного преобразователя частоты требует применения специальных адаптированных алгоритмов широтно-импульсного управления звеньями преобразователя. 2) Для разработки таких алгоритмов предложен метод приведения коммутационной функции коммутатора, выбранного в качестве ведомого, к коммутационной функции ведущего коммутатора. 3) Разработанные на основе метода приведения адаптированные алгоритмы ШИМ позволяют стабилизировать регулировочные характеристики ДНПЧ. 4) Метод приведения, разработанный на основе однофазного ДНПЧ, может быть развит применительно к многофазным преобразователям.
Похожие диссертации на Регулируемый электропривод переменного тока на базе двухзвенного непосредственного преобразователя частоты с координатной стратегией управления
