Содержание к диссертации
Введение
1. Системы асинхронного электропривода с частотным управлением 9
1.1 Обзор современных систем асинхронного электропривода с частотным управлением 9
1.2 Классификация способов частотного регулирования асинхронным электроприводом 15
1.3 Сравнительный анализ систем скалярного и векторного управления 28
Выводы 35
2. Исследование свойств систем асинхронного электропривода математическими методами 36
2.1 Математические модели асинхронных двигателей 36
2.2 Сравнение систем оптимального регулирования асинхронным электроприводом 43
2.3 Математическое описание систем «преобразователь частоты асинхронный двигатель» 54
2.4 Анализ свойств асинхронного двигателя при частотном управлении 58
Выводы 73
3. Математический анализ системы частотного асинхронного электропривода с управляемыми координатами вектора тока статора 74
3.1 Общие принципы построения двухканальной системы управления частотным асинхронным электроприводом и синтез замкнутого канала управления модулем вектора тока статора 74
3.2. Синтез канала задания частоты вращения поля статора асинхронного двигателя 84
3.3. Построение частотного асинхронного электропривода с управляемыми координатами вектора тока статора на базе преобразователя частоты с релейным регулятором тока 87
3.4. Синтез системы управления частотным асинхронным электроприводом переменного тока с управляемыми координатами вектора тока статора и оценка результатов моделирования переходных процессов 105
Выводы 117
4. Энергетические показатели и их особенности в системе электропривода питательного насоса 118
4.1. Описание основных элементов технологического процесса системы теплоснабжения 118
4.2. Сравнительная оценка систем электропривода питательного насоса 123
4.3. Эффективность использования системы с векторным управлением 142
4.4. Энергетические особенности частотного асинхронного электропривода с системой управления моментообразующими векторами 150
Выводы 158
Заключение 159
Библиографический список 161
Приложение 1 173
Приложение 2 175
Приложение 3 178
Приложение 4 181
Приложение 5 183
Приложение 6 188
Приложение 7 195
Приложение 8 202
- Классификация способов частотного регулирования асинхронным электроприводом
- Анализ свойств асинхронного двигателя при частотном управлении
- Построение частотного асинхронного электропривода с управляемыми координатами вектора тока статора на базе преобразователя частоты с релейным регулятором тока
- Энергетические особенности частотного асинхронного электропривода с системой управления моментообразующими векторами
Введение к работе
Актуальность работы. Основным элементом регулируемого электропривода переменного тока является асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором, так как он характеризуется простой и надежной конструкцией.
Учитывая то, что в настоящее время большинство приводов, таких как: вентиляторы, насосы, компрессоры и т.д. - являются нерегулируемыми, актуальной является задача перехода к регулируемым системам управления. При этом система управления должна обеспечивать высокое быстродействие, надежность и высокие энергетические характеристики привода. Экономичность является неотъемлемым свойством, присущим приводам с регулируемой скоростью, поэтому применение частотно-регулируемого привода позволяет экономить потребление электроэнергии за счет точного и оптимального регулирования скорости механизмов, увеличивать срок службы механической части привода, благодаря возможности регулирования величины пусковых токов и моментов двигателя. С развитием микропроцессорных систем электропривод на базе АД получил бурное развитие и в большинстве случаев заменил двигатель постоянного тока. Тем не менее действующие структуры систем управления асинхронным электроприводом, применяемые в настоящее время, продолжают совершенствоваться.
Задача энергосбережения в асинхронном электроприводе на сегодня является приоритетной. При этом синтезу оптимальных систем скалярного и векторного частотного управления посвящено большое количество работ. Однако они характеризуются сложными алгоритмами расчета переменных, зависящих друг от друга. Использование усовершенствованной математической модели асинхронного двигателя дает возможность оптимизировать и упростить алгоритм работы системы частотно-векторного управления.
В механизмах общепромышленного назначения большое распространение получили системы автоматического управления приводами переменного тока. В тех случаях, когда не предъявляются высокие требования к регулировочной способности электропривода, применяется скалярное управление, обеспечивающее постоянство перегрузочной способности. Для увеличения диапазона регулирования и точности управления, а также для обеспечения высоких показателей качества переходных процессов в совокупности с желаемой статической точностью регулирования необходимо применение векторной системы.
Для исследования векторной системы частотного управления требуется применение уточненной математической модели асинхронного двигателя.
Работа выполнена на кафедре "Электропривод" при Государственном образовательном учреждении высшего профессионального образования «Липецкий государственный технический университет».
Объектом исследования является система частотного асинхронного электропривода с системой управления углом между векторами тока статора и тока намагничивания.
Целью работы являются исследование и усовершенствование системы частотного электропривода с использованием трехфазной математической модели АД в системе координат ABC путем внедрения адаптивных алгоритмов управления, обеспечивающих энергосбережение во всех режимах работы.
Идея работы заключается в разработке системы частотного асинхронного электропривода, в которой поддерживается на заданном уровне угол управления между вектором тока статора и вектором тока намагничивания.
Задачи работы:
сравнительная оценка систем частотного скалярного и перспективных систем векторного управления асинхронным электродвигателем;
разработка нового схемного решения оптимизированного частотного управления асинхронным ЭП, обеспечивающего минимальное потребление тока статора;
исследование системы оптимизированного векторного управления асинхронным ЭП по критерию минимизации тока статора;
разработка структуры оптимизированного частотного управления асинхронным ЭП с применением наименьшего числа датчиков, позволяющая исключить координатные преобразования Парка-Горева;
разработка математической модели асинхронного ЭП, более точно учитывающая работу силовой части АПН;
разработка системы частотного ЭП с улучшенными энергетическими характеристиками.
Методы исследования. В работе использованы методы теории автоматического управления, а также математического моделирования и экспериментального подтверждения.
Научная новизна:
Предложен принцип построения замкнутой системы векторного управления с датчиком скорости, в отличие от аналогов исключающий координатные преобразования Парка-Горева за счет введения фазных регуляторов тока намагничивания. При этом работа внутренних контуров в естественной системе координат упрощает и оптимизирует структуру векторного управления;
Предложена новая структура системы векторного управления со стабилизацией модуля вектора тока намагничивания АД, отличающаяся от аналогичных системой поддержания заданного угла между векторами тока статора и тока намагничивания, как в статике, так и в динамике;
Предложена система задания и коррекции переменных, отличающаяся от известных аналогов наличием блока коррекции модуля вектора тока намагничивания и блока задания угла сдвига фаз между векторами тока статора и тока намагничивания, за счет чего достигается минимизация модуля вектора тока статора, что позволяет добиться энергосбережения в электроприводе.
Практическая значимость:
- разработанный ЭП позволит сократить потребление тока статора из сети
в среднем на 10-11% и в целом снизить переменные потери, при этом увеличить
максимально допустимый момент по условию нагрева;
разработанная структура управления ЭП дает возможность построения систем управления многофазным АД, исключает координатные преобразования и тем самым улучшает эксплуатационные показатели;
разработанные адаптивные регуляторы скорости и вектора тока намагничивания для системы частотного асинхронного ЭП позволяют увеличить быстродействие системы и снизить уровень потребления активной мощности при разгоне и торможении;
разработанная система оптимального управления позволяет решить задачу согласования режимных параметров энергопотребления насосных механизмов с изменяющимся характером нагрузки котлов и увеличить кпд двигателя в зависимости от величины нагрузочного момента.
Реализация результатов работы. Результаты, полученные в диссертационной работе, применены на питательном насосе парового котла ДЕ-25-14 ГМО на ООО «Эталон Спирт» и используются в учебном процессе на кафедре «Электропривод» ЛГТУ.
На защиту выносятся:
результаты исследования системы векторного управления с улучшенными энергетическими показателями;
результаты исследования системы скалярного управления с улучшенными энергетическими показателями;
математическая модель разработанной системы векторного управления частотным ЭП;
методика построения энергетических характеристик частотного ЭП со скалярным и векторным управлением.
Достоверность полученных результатов подтверждается совпадением результатов математического моделирования и экспериментов, а также сопоставимостью полученных результатов с положениями общей теории электропривода.
Апробация работы. Основные положения диссертационой работы докладывались и обсуждались на научно-практической конференции, посвященной 50-и летию подготовки инженеров-прокатчиков, г. Липецк, 2008; на V Всероссийской школе-семинаре молодых ученых "Управление большими системами", г. Липецк, 2008.; на ежегодных научных конференциях и семинарах ЛГТУ.
Публикации. По теме диссертации опубликовано 7 печатных работ общим объемом 31 п.л., из них одна в изданиях из перечня ВАК РФ.
Структура и обьем диссертации. Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, библиографического списка использованной литературы и приложений. Общий обьем диссертации 203 с, в том числе 159 с. основного текста, 63 рисунков, 4 таблиц, библиографический список из 116 наименований, 8 приложений.
Классификация способов частотного регулирования асинхронным электроприводом
При построении САР для двигателей переменного тока стремятся получить системы по своей структуре и передаточным функциям, подобные системам управления двигателем постоянного тока. Однако решение задач синтеза САУ электроприводов переменного тока требует учета ряда особенностей:
- момент двигателя определяется произведением двух обобщенных векторов электромагнитных параметров статора и ротора;
- токи (потокосцепления) в каждой фазе двигателя определяются не только параметрами машины и прикладываемым к этой фазе напряжением, но и значениями токов (потокосцеплений) в других фазах статора;
- для лучшего использования двигателя необходимо регулировать основной магнитный поток за счет построения взаимосвязанных многоканальных систем управления.
Основными регулируемыми параметрами двигателя являются скорость ротора и момент. Канал, по которому осуществляется их регулирование, формирует первое управляющее воздействие. В качестве второй управляемой переменной в разных системах принимают разные параметры, например регулируют скольжение, реактивный ток статора или ротора, формирующий поток в зазоре. При этом решаются задачи минимизации потерь, токов и др. [38,40,42,43,54,55,56,57].
Общие методы структурного построения САР двигателей постоянного тока могут быть применены к большинству систем электроприводов переменного тока. Системы электропривода на базе короткозамкнутого асинхронного двигателя являются достаточно универсальными, но обладают меньшими функциональными возможностями, чем, например, двигатели двойного питания. Управление асинхронным короткозамкнутым двигателем осуществляется в основном за счет изменения амплитуды и частоты подводимого напряжения, при этом, вследствие нелинейности системы, приходится применять корректирующие сигналы, которые улучшают динамические свойства системы, но вместе с тем усложняют систему управления [57,58]. Такие скорректированные системы рекомендованы для приводов с повышенными требованиями к качеству регулирования.
Современные частотно-управляемые электроприводы выполнены по принципу подчиненного регулирования переменных. Синтез систем управления связан с особенностями систем ПЧ-АД. На характеристики электропривода существенное влияние оказывают электромагнитные процессы в системе, которые необходимо учитывать для получения высоких динамических показателей и обеспечения устойчивости привода. Таким образом, при реализации каждого способа могут быть использованы специфические приемы и методы уточнения базовых принципов регулирования.
Из анализа исследуемого регулируемого электропривода переменного тока можно выделить наиболее актуальные направления:
1. Скалярное управление;
2. Векторное классическое управление;
3. Векторное управление с использованием нейросетей, нечеткой логики, адаптивных моделей и т.д.;
4. Метод прямого управления моментом;
5. Метод прямого управления моментом с привлечением математического аппарата.
Следовательно, исследования в области создания асинхронных электроприводов крайне важны для технологических процессов в области эффективного управления действующими асинхронными электродвигателями.
Разделяя современные системы частотного управления асинхронными электроприводами на скалярные и векторные, нужно сказать, что при умеренных требованиях к динамическим показателям и диапазону регулирования скорости используют скалярные системы частотного управления АД. Динамика при таком законе будет определяться параметрами электропривода и законом изменения управляющего воздействия в переходном процессе. В современных частотных преобразователях скалярное U/f управление широко применяется для реализации регулирования частоты вращения АД с минимумом затрат. Диапазон регулирования частоты вращения невысок и составляет от 1:40 до 1:70. Точность поддержания заданной частоты вращения невелика, составляет 2..3 %. При скалярном управлении момент двигателя не регулируется, а определяется нагрузкой. Скалярное управление может быть осуществлено при отсутствии датчиков скорости, токов и напряжений [32]. Оптимальные алгоритмы управления, полученные для скалярного управления, трудно перевести на язык векторного управления, так как оба принципа управления оперируют разными переменными, сложным образом связанными между собой.
В большинстве случаев для управления асинхронным двигателем используют следующие законы:
1. Линейная зависимость напряжения / частота (U / f = const);
2. Квадратичная зависимость напряжение / частота (U / f2=const);
3. Векторное управление.
Закон управления «напряжение /частота» представляет собой простейший принцип управления: напряжение статора изменяют пропорционально частоте тока статора. Рассматривая семейство механических характеристик на разных частотах при законе U / f = const, мы видим, что критический момент снижается при уменьшении частоты. Закон пропорционального управления является наиболее распространенным, но не оптимальным, так как, во-первых, не обеспечивает минимума энергопотребления в установившемся режиме при малых нагрузках, а, во - вторых, при низких частотах за счет падения напряжения на активных сопротивлениях статора перегрузочная способность двигателя снижается.
Закон управления U/f" =const применяют для управления электроприводами вентиляторов, насосов, воздуходувок и т.д. В этом случае момент нагрузки имеет степенную зависимость от скорости, поэтому нет необходимости поддерживать высокую перегрузочную способность во всем диапазоне частот, а появляется возможность улучшить энергетические показатели при снижении скорости. Этот закон также не обеспечивает минимизацию потерь в двигателе. При низких скоростях двигатель турбомеханизма работает с малым моментом нагрузки, поэтому падение напряжения на активных сопротивлениях статора и ухудшение перегрузочной способности не влияют на работу двигателя в установившемся режиме. С другой стороны, при пуске целесообразно использовать повышенный пусковой момент, поэтому разгон двигателя следует проводить при номинальном потоке [32]. Закон U / f =const этого не обеспечивает.
Закон векторного управления рассматривает все многофазные (чаще трех - фазные) переменные (токи, напряжения, потокосцепление), формирующие соответствующие векторы, поведение которых рассматривается или в векторном виде, или в проекциях на две оси вращающейся системы координат. Системы векторного управления могут быть с обратной связью по скорости и без нее. Они являются наиболее быстродействующими и высококачественными и обеспечивают диапазон регулирования скорости 1: 1000 и более. Их недостаток заключается в необходимости использования встроенного в двигатель или пристроенного датчика скорости [32]. В отличие от векторного способа управления, при котором поток и момент управляются воздействием на две токовые составляющие, при прямом управлении моментом эти величины регулируются непосредственно, а токи и напряжения — косвенно. Основная идея заключается в отказе от привычного широтно-импульсного модулятора и выборе такого состояния инвертора, которое вызывает изменение потока и момента в нужную сторону. В данном способе управления используются принципы релейного (гистерезисного) управления.
Существуют механизмы с высокими требованиями к динамике (роботы, манипуляторы, станки с ЧПУ, следящие системы), когда необходимо обеспечивать максимальное быстродействие без колебаний скорости. Это возможно выполнить, если поддерживать точно на заданном уровне магнитный поток и электромагнитный момент двигателя в переходном процессе. Достичь этого можно только при векторном управлении. Более современным методом векторного управления является независимое управление моментом и потоком, при этом регулируют величину и фазу тока статора. Применение такого принципа управления обеспечивает лучшее управление потокосцеплением и лучший крутящий момент, стабилизацию момента на низких частотах, однако такая система весьма сложна и требует использования датчиков.
Анализ свойств асинхронного двигателя при частотном управлении
Общий принцип частотного регулирования угловой скорости асинхронного двигателя может быть реализован при различных законах управления с помощью большого разнообразия схемных решений. Функциональная схема электропривода, представленная в общем виде, показана на рис.2.9. Система управления преобразователем частоты содержит контур регулирования частоты и контур регулирования напряжения.
Для обеспечения одинаковой перегрузочной способности электропривода при работе на естественной и искусственной механических характеристиках, реализуемых с помощью преобразователя частоты, необходимо правильно выбрать закон регулирования частоты и напряжения на выходе инвертора.
Рассмотрим основные соотношения, позволяющие описывать асинхронный двигатель при частотном управлении.
Параметр а является относительным значением частоты питания; параметр р - абсолютным скольжением.
Для удобства описания частотно-управляемых электроприводов также используют понятие абсолютного отклонения угловой скорости ротора и относительного скольжения [67], определяемое по формуле
Электромагнитные процессы в частотном асинхронном электроприводе удобно анализировать, используя схему замещения (см. рис.2.10).
На основании схемы замещения асинхронного двигателя в установившемся режиме можно записать [67,68]:
Из выражения (2.60) следует, что электромагнитный момент двигателя пропорционален синусу угла ф0 между векторами тока статора и тока намагничивания. На рис.2.12 приведена векторная диаграмма асинхронного короткозамкнутого двигателя, где показаны возможные случаи положений векторов токов, обеспечивающие постоянство модуля тока намагничивания.
Величина электромагнитного момента асинхронного электродвигателя пропорциональна площади, образуемой двумя результирующими векторами: вектором тока статора и вектором тока намагничивания. При построении систем векторного управления двигателем особенности формирования момента диктуют необходимость оказания такого управляющего воздействия, чтобы осуществлялась поддержка определенного взаимного положения вектора тока статора и вектора магнитного потокосцепления, т.е необходимо поддерживать на заданном уровне угол ф0.
Рассматривая схему замещения фазы АД (см. рис.2.13), в которой переменные и параметры схемы представлены в операторной форме, можно определить передаточные функции между различными переменными АД Используя передаточную функцию (2.67), можно построить частотные характеристики звена, иллюстрирующие изменения взаимного положения векторов и при изменении подводимой частоты СО. Постоянные Времени Т1 и Т2 зависят от относительного скольжения Sa.
При изменении частоты со регулируемым параметром, входящим в данное выражение и определяющим величину электромагнитного момента, является скольжение Sa.
На рис. 2.14 и рис.2.15 приведена характеристика F(co), построенная для серии двигателей типа 4A200L2Y3, 4A100L4Y3.
Приведем данные об оптимальных значениях угла между векторами Ij и Im в зависимости от скольжения и частоты для данных типов двигателей.
Таким образом, в результате проведенного исследования установлено, что при всех значениях скольжения Sa оптимальный угол ф0, обеспечивающий наибольшее значение электромагнитного момента асинхронного двигателя, постоянен и близок к значению 45.
Построение частотного асинхронного электропривода с управляемыми координатами вектора тока статора на базе преобразователя частоты с релейным регулятором тока
Современные преобразователи частоты со звеном постоянного тока в основном строятся на базе нерегулируемого мостового выпрямителя и регулируемого мостового инвертора на IGBT-транзисторах с обратными диодами [10,16,39]. На рис.2.6 показана схема силовой части инвертора, на рис.3.5 схема релейного регулятора тока. Поочередная высокочастотная коммутация транзисторов инвертора позволяет получать на выходах А,В,С инвертора импульсы напряжения постоянной амплитуды, полярность которых зависит от того, какой ключ, верхний или нижний, находится во включенном состоянии. Таким образом, на выходе формируется переменное трехфазное напряжение, поступающее на статорную обмотку асинхронного двигателя [13,39].
Управление очередностью включения силовых IGBT - транзисторов (1,2, 3, 4, 5, 6) осуществляется регулятором тока (см. рис.3.5). Регулятор работает по принципу релейного управления, осуществляемого путем сравнения заданного мгновенного значения тока статора i1A ,im Ліс с действующим i1A ,i1B ,ilc.
В результате сравнения на выходах сумматоров 1, 2, 3 получаем разницу между заданным и действительным значениями тока в фазах
Далее сигнал булевой алгебры с выхода блоков гистерезиса поступает на выход управления IGBT-модулями соответствующей фазы, где fj ... i6 - частота переключений для каждого из транзисторов. За счет применения в схеме регулятора тока инверторов 7, 8, 9 исключается ситуация, когда верхний и нижний ключ соответствующей фазы оказываются включенным одновременно, что может привести к прорыву инвертора. Частота переключений силовых транзисторов может составлять fPT = 10000 Гц.
Структурная схема системы управления частотным асинхронным электроприводом с релейным регулятором тока статора представлена на рис.3.6.
Электропривод переменного тока содержит: преобразователь частоты 1; датчики тока 2 и 3, асинхронный двигатель 4; датчик скорости 5; блок широтно - импульсной модуляции (ШИМ) гистерезисного регулятора тока 6; сумматор тока 7; блок сравнения скорости 8, блок задания скорости 9; блок ограничения частоты вращения магнитного потока 10; формирователь задания мгновенных значений тока намагничивания 11; блок компаратора 12; блоки задания модуля тока намагничивания 13; пропорционально-интегральный регулятор скорости 14, содержащий блок ограничения; блок коррекции задания на ток намагничивания 15; блок сравнения между заданным и рассчитанным углом вектора тока статора и тока намагничивания 16; три фазных блока сравнения тока намагничивания 17,18,19; формирователь тока, содержащий фазные блоки расчета тока намагничивания 20, 21, 22; блок регуляторов тока намагничивания двигателя 23, 24, 25; блок расчета скольжения 26; блок формирования частоты вращения магнитного потока 27; блок расчета постоянной времени интегрирования 28; блок расчета угла между векторами тока намагничивания и тока статора 29; блок 30 задания угла 45; блок задания разности частот вращения поля статора и ротора двигателя 31; блок коррекции оптимальной скорости магнитного потока 32; блок расчета фазного напряжения 33; блок наблюдателя угла между векторами статора и фазного питающего напряжения 34.
На рис.3.6 формирование задания на блок ТТТИМ регулятора тока 6 происходит следующим образом. Сигнал задания на скорость со 2 , поступающий с блока задания скорости 9, и сигнал Асо, идущий от блока 31 задания разности частот вращения поля статора и ротора, поступают на блок ограничения частоты вращения магнитного потока 10, на который также поступает с блока формирования частоты вращения магнитного потока 27 задание на со1 частоты вращения магнитного потока, в результате на выходе блока ограничения частоты вращения магнитного потока 10 формируется частота вращения магнитного потока со і, которая соответствует условию і со 2+Д(0. Сигнал задания на скорость со 2 , поступающий с блока задания скорости 9, сравнивается с сигналом текущей скорости вращения ротора со2 , поступающего с датчика скорости 5. Формируемая таким образом разница Асо2 между заданным и измеренным значениями скорости ротора поступает на вход блока компаратора 12, сигнал с выхода которого поступает на блок задания модуля тока намагничивания 13, на который также поступает сигнал от пропорционально - интегрального регулятора скорости 14 и от блока коррекции тока намагничивания 15. На выходе блока 13 формируются мгновенные значения тока намагничивания, которые поступают на блок 11. На второй вход блока 15 поступает сигнал с блока 16 сравнения заданного угла между векторами тока статора и тока намагничивания с рассчитанным, поступающим с блока расчета 29. При разгоне двигателя, когда сигнал Аю2 не равен 0, сигнал с блока сравнения 8 поступает на пропорционально-интегральный регулятор скорости 14 и на вход компаратора 12, который дает задание на включение первого канала задания модуля тока намагничивания 13. В статическом режиме при достижении заданной скорости, когда Асо2 равно 0, сигнал с блока сравнения 8 поступает на пропорционально-интегральный регулятор скорости 14, который формирует задание на ток намагничивания и выход которого соединяется с первым входом блока коррекции 15. Выход блока коррекции соединяется со вторым входом блока задания модуля тока намагничивания 13, а его переключение осуществляется сигналом с выхода блока компаратора 12. На рис.3.7 показаны графики переходных процессов характеризующие работу векторной системы управления, рассмотрены зависимости изменения скорости задания toz = f (t) скорости вращения поля статора ! = f (t) и скорости вращения поля ротора в замкнутой системе частотного электропривода со2 =f(t)0T времени. Рис.3.8 показывает, как изменяется задание на ток намагничивания Imz =f(t)n вектор тока намагничивания Im =f(t) в процессе работы. Работа блока коррекции 15, представленная алгоритмом на рис.3.9, рассматривается исходя из задания на ток намагничивания и условия, что угол между векторами тока статора и тока намагничивания должен быть равен 45 . При этом формируется оптимальное задание на ток намагничивания для действующего статического момента по минимуму потребления тока статора. На вход блока 15 поступает задание на ток намагничивания Im и разность углов между заданным вектором тока статора и тока намагничивания и рассчитанным Аф. Если разность углов Дер 0, то происходит уменьшение тока задания намагничивания с периодом шага дискретизации =0.0005, пока угол ф0 не станет равным 45. Если разность углов Аф 0, то происходит увеличение тока задания намагничивания с периодом шага дискретизации =0.0005. Если разность углов Аф = 0, то значение задания на ток намагничивания не изменяется. Считывание мгновенных значений угла происходит циклически с дискретностью, определяемой быстродействием системы. Два измерения показателя качества дают возможность определить, с какой стороны расположен экстремум, и организовать движение к нему. В блоке 15 одну из проб совместили с исходным состоянием Imi на каждом цикле поиска, что обеспечило более высокое быстродействие. Рассмотренный алгоритм поиска в блоках 15 и 32 с совмещенными пробами и рабочим шагом называется поиском с алгоритмом спуска. В данном случае делаются только рабочие шаги. При этом запоминается полученное значение показателя качества на каждом шаге для сравнения с показателем качества на следующем шаге. Рабочее изменение управляемого параметра на і - м шаге поиска запишется в виде
Реализация алгоритма поиска проходит в три этапа: 1) рабочий шаг; 2) принятие решения; 3) выдержка Тпыд . В блоке "корректировка" происходит запоминание полученного показателя качества после того, как принято решение о направлении очередного рабочего шага.
Для конкретной работы данной системы электропривода (рис.3.6) необходимо учитывать не только размагничивание системы, которое может происходить в режиме холостого хода, но и насыщение магнитопровода.
Работа в блоке коррекции оптимальной скорости магнитного потока 32 представлена на рис.3.10. Здесь задание разности частот вращения поля статора и ротора Асо, идущей через блок ограничения частоты вращения магнитного потока 10, и разности углов между заданным вектором тока статора и тока намагничивания и рассчитанным Дф сравниваются при условии постоянства угла фо, равного 45 . Если разность углов Дф 0, то происходит увеличение разности частот вращения поля статора и ротора Асо с периодом шага дискретизации =0.0001, пока угол ф0 не станет равным 45. Если разность углов Дф 0, то происходит уменьшение разности частот вращения поля статора и ротора Асо с периодом шага дискретизации =0.0001. Если разность углов Дф = 0, то значение разности частот вращения поля статора и ротора Асо не изменяется. Затраты времени на один цикл определятся по формуле:
Энергетические особенности частотного асинхронного электропривода с системой управления моментообразующими векторами
К основным сетевым энергетическим характеристикам системы ПЧ-АД относятся активная Р, реактивная Q и полная S мощности, потребляемые из сети электроприводом, а также коэффициент мощности coscp .Полная электрическая мощность, потребляемая двигателем: S = 2+Q2, (4.19) где Р, Q - мгновенная активная и реактивная мощность.
Для определения коэффициента мощности системы используем уравнения (4.21) и (4.22), в результате получим [32]:
Выражения (4.19), (4.20), (4.22), (4.23) позволяют рассчитать мгновенные характеристики электропривода и дать предварительную оценку энергетической эффективности частотного-регулируемого электропривода как в установившихся, так и в переходных режимах.
Используя рис.3.21 и полученную математическую модель оптимальной системы электропривода, получили график зависимости coscp от представленной в относительных единицах мощности на валу АД.
Согласно графику (рис.4.22) система с управлением угла между векторами тока статора и тока намагничивания имеет низкий коэффициент мощности cosq = 0.707, который ниже номинального коэффициента мощности АД, однако на входе преобразователя коэффициент мощности близок к единице. В результате за счет снижения полного тока статора на 10% полученный коэффициент мощности имеет среднее значение.
При необходимости определения энергетических показателей электропривода полные потери мощности в двигателе и его цепях позволяют рассчитать кпд двигателя по формуле (4.17), которая в целом характеризует экономичность работы электромеханической системы при различных значениях расхода пара. Используя рис.4.6 и таблицу 4 П5 получили значения кпд двигателя при различных системах регулирования (рис.4.23).
Тариф на электроэнергию для промышленных предприятий классом напряжения 0,4 кВ составляет 2,75 руб. за 1 кВт ч. Потребление электроэнергии AW векторной системой по отношению к дроссельному и частотному регулированию приведено в табл. 4.2. и на рис.4.24.
Экономический эффект от внедрения системы с поддержанием угла между вектором тока статора и вектором тока намагничивания, близким к 45, складывается из экономии электроэнергии, которая зависит от экономии затрат на приобретаемую электроэнергию и снижения эксплуатационных затрат (рис.4.25). В результате экономия предлагаемой системы по отношению к дроссельному регулированию составляет 224613,23 руб., а по отношению к частотному - 25958,62 руб., а экономия дроссельного регулирования по отношению к частотноному составит 198654,62 руб. за год. Расчеты показывают, что срок окупаемости в зависимости от стоимости затрат на оборудование и предполагаемого годового экономического эффекта составит 0.5 года.
Для подтверждения теоретического материала изложенного в диссертационной работе был проведен эксперимент на лабораторной установке "Электрический привод" производства ЮУрГТУ г. Челябинск.
В состав стенда входят (рис.1 П7 и рис.2 П7)
- модуль питания стенда (МПС) для ввода трехфазного напряжения 380В из сети;
- модуль питания (МП) для подачи трехфазного напряжения 380В на модули при наборе схемы;
- модуль ввода/вывода (МВВ) слаботочных аналоговых (± 10В) сигналов на плату аналогового ввода/вывода L-780M персонального компьютера с целью осциллографирования переходных процессов;
- модуль силовой (СМ) для соединения силовых преобразователей с клеммами;
- модуль преобразователя частоты (ПЧ) для обеспечения преобразованием переменного напряжения 3x3 80В в трехфазное напряжение с регулируемыми значениями напряжения и частоты;
- модуль тиристорного преобразователя (ТП) OMRON F7;
- модуль тиристорный возбудитель;
- электромашинный агрегат (Таб.1 П7, Таб.2 П7, Таб.3 П7);
- персональный компьютер с платой ввода/вывода.
Схема для снятия характеристик системы ПЧ-АД приведена на (рис.3 П7). Здесь Ml-асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором; М2-двигатель постоянного тока независимого возбуждения; МЗ-импульсный датчик скорости; А1, А2, A3, А4 - входы модуля МВВ. Для проведения работы на персональном компьютере использовалось ПО Labdrive, где записывались осциллограммы скорости, тока статора, напряжения, тока якоря машины постоянного тока, использовавшегося в качестве нагрузки. Таким образом, изменяя напряжение, частоту и нагрузку, были сняты показания, рассчитан угол между вектором тока статора и тока намагничивания ср0 по формуле (3.23).
Эксперимент подтверждает условие оптимальности выбранного значения угла между током статора и током намагничивания. Как показывают графики (рис.4 П7, рис.5 П7) при изменении напряжения ПЧ достигается минимальное значение тока статора, когда угол между векторами тока статора и тока намагничивания становиться, близок к 45 , как показывает плоскость оптимального режима, представляющая собой зависимость тока статора от напряжения и момента нагрузки (рис.6 П7). Следовательно, значение угла и полученная модель адекватно отражают процессы, происходящие в реальном электроприводе.
