Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 . Аналитический обзор инверторов напряжения с промежуточным высокочастотным преобразованием (ПВЧП) 14
1.1. Общая характеристика направлений синтеза инверторов с ПВЧП 14
1.2. Классификация инверторов напряжения с ПВЧП 16
1.2.1. Четырехзвенные структуры инверторов с ПВЧП 17
1.2.2. Шестизвенные структуры инверторов с ПВЧП 22
1.2.3. Преобразователи частоты на основе шестизвенных структур инверторов с ПВЧП 22
Выводы 23
1.3. Трехфазный инвертор с низкочастотным выходом на базе трехфазного высокочастотного инвертора напряжения
1.3.1 Общая характеристика алгоритма формирования низкочас- 24
тотного напряжения
1.3.2 Практический пример реализации двухчастотного способа формирования напряжения
Выводы 33
1.4. Некоторые результаты синтеза традиционной б-звенной структуры ИН с ПВЧП 34
Выводы 38
1.5. Однофазный инвертор напряжения с ПВЧП и комбинированным алгоритмом управления в инверторе-модуляторе
Выводы : 43
1.6. Трехфазный инвертор напряжения с промежуточным высокочастотным преобразованием
Выводы 58
Глава 2 . Исследование процессов в инверторах напряжения с ПВЧП на основе имитационногокомпьютерного моделирования (ИКМ) 60
2.1. Результаты ИКМ двух структур однофазных инверторов напряжения - по трехзвенной и шестизвенной структурам б0
2.1.1. Традиционная 3-звенная структура ОИН 61
2.1.2. Шестизвенная структура ОИН 63
2.1.3. О влиянии тактовой частоты на установленную мощность фильтра б5
2.2. Результаты ИКМ ОИН с ПВЧП по 4-звенной структуре 65
2.2.1. О выборе индуктивностей обмоток трансформатора, используемых при ЙКМ 66
2.2.2. Исследование зависимости {ЬС)тіп=/([вч) 72
2.2.3. О выборе рациональных значений параметров L, и С выходного Г образного фильтра при LCmin-const.
2.3. Результаты (ИКМ) 4-хзвеной структурььТИН с ПВЧП '.. 77
Выводы : 85
Глава 3. Расчет зависимостей показателей качества'трансформаторов от частоты и мощности без учета поверхностного эффекта и*.эффекта близости 87
3.1: К вопросу выбора материала магнитопровода 88-
3.1.1. Электротехнические стали 88
3.1.2. Пермаллои (и перминавры) 89
3.1.3. Ферриты (оксиферы) 90
3.1.4. Аморфные и нанокристаллические сплавы 91
3.1.5. Удельные потери в магнитопроводе из, различных материалов 92
3.2. Решение поставленной в.работе задачи для ВЧ трансформаторов малой мощности (ТММ)
3.2.1. О стратегии решения 99'
3.2.2. Алгоритм расчета удельного массового показателя ТММ... 102
3.2.3. Алгоритм расчета КПД ВЧ ТММ и показателя gTV 106
3.3. Удельная масса трансформаторов в функции мощности для 2-х частот - 50Гц и 400Гц, определенной на основе данных таблицы ПЗ-1 [3-6]
3.4. Расчет удельной массы трансформаторов в функции мощности для высоких частот 50кГц (1-я модификация расчетного алгоритма)
3.5. Удельная масса и КПД трансформатора при конкретной заданной мощности S2=500 В А для диапазона частот 50Гц+-50кГц (2-я модификация расчетного алгоритма) 113
3.6. К вопросу выбора рационального значения расчетной индукции при увеличении значении рабочей частоты 117
3.6.1. Вариант расчета при постоянстве значения расчетной ин-, дукции с увеличением рабочей частоты 117
3.6.2. Вариант расчета при постоянстве удельных потерь в маг-нитопроводе с ростом рабочей частоты 118
3.6.3. Предварительные результаты расчета трансформатора с учетом 2-х эффектов 124
Выводы 126
Глава 4 . Об особенностях проектирования обмоток высокочастотных трансформаторов 8
4.1. О физической сущности вихретоковых потерь в обмотках ВЧ 19R трансформатора
4.1.1. Скин-эффект (поверхностный эффект-ПЭ) 128
4.1.2. Глубина скин-слоя 130
4.1.3. Эффект близости (ЭБ) [4-4] 131
4.2. Проектирование ВЧ трансформаторов с учетом .2-х эффектов (поверхностного эффекта - ПЭ и эффекта близости - ЭБ ) по методике (на основе [ 3-10]) 138
4.2.1. Сопротивление отдельно взятого проводника круглого сечения (удаленного от других проводников) 138
4.2.2. Определение коэффициента кдоб в реальной обмотке 139
4.2.3. Определение коэффициента кдоб в обмотке из ленточного проводника при синусоидальном токе 141
4.2.4. Использование полученных моделей в некоторых, взятых 142
из практики, примерах l ^
4.2.5. Модельное описание коэффициента добавочных потерь при несинусоидальной форме тока 8
4.3. О возможности снижения потерь в обмотке за счет рационального выбора конфигурации сечения проводника обмотки 5
4.4. О возможности снижения потерь в обмотке за счет снижения сечения проводника обмотки І 6
4.5. Алгоритм расчета КПД трансформаторов с учетом 2-х эффектов (ПЭ и ЭБ) в диапазоне частот (50Гц-^50кГц) при мощности 52=500ВА 159
4.6. Проектирование ВЧ трансформаторов с учетом 2-х эффектов (поверхностного эффекта - ПЭ и эффекта близости - ЭБ ) по 2-и методике (на основе [4-5]) 166
4.6.1. Определение (поиск) сопротивления многослойных обмоток трансформатора на переменном токе
4.6.2. Отношение эффективного сопротивления на переменном токе к сопротивлению на постоянном токе -
4.6.3. Определение оптимального значения толщины слоя обмотки и эффективного сопротивления на переменном токе
4.7. Пример расчета трансформаторов по 2-й методике (1-й вариант потери в обмотках минимальны). 173
4.8: Вариант расчета трансформаторов при примерно равных потерях в магнитопроводе и.в обмотках (2-й вариант); 7б
Выводы..: ...; : 185
Глава 5: Вопросы системного проектирования многозвенных инверторных структур с ПВЧП :... 111
5.1 1. Алгоритм определения потерь в ключевых элементах инвертора2 с ГШЧПпоД-хзвеннойіструктуре.(по рис. Г-12) на основе ИКМ. 5.1.1. Определение общих потерь в ключевых элементах (УТ1±УТ4) высокочастотного инвертор-модулятора ВЧИМ;... *'
5 1.2. Определение; общих; потерь в КЭ? и диодах демодуляторам ДМ... ...л... 196
5'i2v. Алгоритм выбора типоразмеров теплоотводов-ВЧ ИМ и-ДМ: 199-
5:3. Исследованиезависимости массы фильтра, для* ОЩі* с ШИМ} от/ несущешчастоты
5:3.1. Определение массы дросселей.индуктивности. 205
5.3:2; Определение массы конденсатора? выходного Г- образного фильтра. 207
5.4. Компьютерная; методика определения оптимального значения толщины ленты обмоток Abonm при реальной форме тока
5.5. Расчет массы и КПД трансформатора мощностью »% =500ВА с учетом ЭБ при использовании нестандартного магнитопровода для конкретной (реальной) формы тока 212
5:6: Итоговые показатели конкретного решения оин с пвчп иошим выходного напряжения, полученные на основе системного подхода к проектированию: 217
Выводы 219
Заключение 222
Перечень аббревиатуры 225
Приложения 227
Литература 242
- Общая характеристика направлений синтеза инверторов с ПВЧП
- Результаты ИКМ двух структур однофазных инверторов напряжения - по трехзвенной и шестизвенной структурам
- К вопросу выбора материала магнитопровода
- Скин-эффект (поверхностный эффект-ПЭ)
Введение к работе
Промежуточное высокочастотное преобразование (ПВЧП) как энерго-и ресурсосберегающий принцип построения устройств силовой преобразовательной техники сегодня широко используется в классе конверторных схем (в преобразователях типа DC/DC), выполненных на базе транзисторов. Наиболее распространенным здесь является диапазон малых мощностей в единицы и десятки Вт, который характерен для источников питания внутренних нужд, предназначенных для систем управления преобразователями различных классов. Достаточно распространенными являются также транзисторные конверторы (DC/DC) диапазона мощностей от сотен Вт до единиц кВт, которые используются на различного рода автономных (подвижных и стационарных) объектах (АО) в качестве как основных, так и резервных систем электропитания (СЭС).
В диапазоне более высоких мощностей острота и актуальность эффективного решения проблемных задач по структурно-алгоритмическому и параметрическому синтезу (САС) этих устройств, значительно возрастает. Например, если использование однотактного и одноканального преобразования целесообразно в диапазоне малых мощностей, то при больших мощностях целесообразнее перейти уже не только на двухтактное, но и на многоканальное преобразование [1-13], [1-21]-^-[1-23]. При этом конверторы применяются как самостоятельные устройства, так и в составе более сложных структур, например, в инверторах с ПВЧП. Большую остроту при использовании преобразующих структур с ПВЧП приобретает также не только проблема грамотного проектирования (и конструирования) высокочастотных (ВЧ) трансформаторов, но и проблема системного проектирования УСЭ в целом, которая заключается в обоснованном выборе наиболее рационального значения частоты ПВЧП с учетом характеристик (и соответствующих, частотно-зависимых показателей качества) всех силовых звеньев устройства.
На АО применяется и другой, выше упомянутый класс преобразователей (DC/AC) - инверторы напряжения (ИН), которые решают задачу преоб-
9 разования нестабилизированного напряжения постоянного тока, чаще всего, низкого уровня (порядка 30 В) в стабилизированное с заданной точностью напряжение переменного тока (с частотой 400 Гц или 50 Гц) более высокого уровня (115/208 В или 220/380 В). На их базе строятся системы, как основного, так и резервного электропитания [1-18], [1-19]. В зависимости от типа АО мощность устройств этого класса может находиться в пределах от нескольких сотен ВА до единиц и даже десятков кВА.
Несмотря на достаточно большую теоретическую проработку вопросов САС ИН с ПВЧП (процессу непрерывно растущего числа публикаций по данной проблеме уже не менее 35+40 лет, см., например, [1-1]+[1-17]), опыт практического использования ПВЧП в ИН (по крайней мере, в России) невелик. Причин (как объективного, так и субъективного характера) такому положению здесь немало. Формулировка их не входит в число задач настоящей работы.
Большинство проблем, характерных для конверторов, приходиться решать и в классе ИН с ПВЧП. Более того, из-за более сложной их структурно-алгоритмической организации число проблемных задач здесь существенно возрастает.
Кардинально улучшившиеся в последние 15-20 лет частотные и мощно-стные характеристики транзисторов и диодов, а также уже разработанные сегодня в модульном исполнении транзисторные ключи переменного тока создали необходимые предпосылки для активизации работ в направлении практического освоения этого ресурсосберегающего принципа построения ИН.
Эффективность использования ПВЧП в ИН, прежде всего, определяется значением его выходной частоты^ Чем ниже эта частота, тем больше при прочих равных условиях выигрыш в массогабаритных показателях устройства. С ростом частоты f2 этот выигрыш уменьшается и для принятия решения о целесообразности использования при синтезе устройств силовой электроники (УСЭ) ПВЧП актуализируется задача количественной оценки его эффективности. В [1-25], в частности, показано, что при /2=400Гі{ масса актив-
10 ных материалов в силовой части 6-звенной структуры однофазного ИН (ОИН) с ПВЧП мощностью S2= 500 ВА может быть уменьшена примерно в 2 раза по сравнению с традиционной 3-звенной структурой [1-18] (ИН-транс-форматор-фильтр), в которой трансформатор работает на выходной (относительно низкой) частоте 400 Гц. С учетом системы управления и конструктивного фактора результирующий выигрыш по массе может снизиться до 1,3-=-1,5 раз, однако это тоже немало.
При низкой выходной частоте, например, 50 Гц прогнозируемый выигрыш по результирующей массе ИН с ПВЧП в сравнении с ИН без ПВЧП должен быть не менее 4-5 раз. Для более точных и обоснованных оценок должен быть разработан соответствующий информационно-методологический базис.
Что касается КПД ИН с ПВЧП, то, несмотря на более сложную структуру его силовой части, как показывают расчеты [1-25], он может быть получен не хуже или даже несколько более высоким, чем в ИН по традиционной трехзвенной структуре. Это означает, что масса охладителей, на которых размещается полупроводниковая часть ИН с ПВЧП, будет примерно той же; а основной выигрыш по массе и по КПД будет достигаться за счет высокочастотного (ВЧ) трансформаторного узла.
Основной задачей настоящей работы, таким образом, является совершенствование структурно-алгоритмических решений ИН с ПВЧП и создание информационно-методологического базиса: а) для их проектирования; б) и для проведения оперативных оценок показателей качества альтернативных вариантов решений, которые необходимы для сопоставительной их оценки на первом этапе проектирования.
Актуальность решения данной проблемы подтверждается уже не первый год проводимыми (в мировой инженерной практике) и, тем не менее, не теряющими свою важность и остроту программами энерго-и ресурсосбережения. Представляется, что данное направление совершенствования наряду с тенденцией улучшения электромагнитной совместимости (ЭМС) УСЭ еще
долго будут иметь определяющее значение в направлениях их развития.
Создание энергетически эффективных и компактных устройств УСЭ и систем электроснабжения на их основе особенно актуально для различного рода автономных объектов (АО), например, для подвижных транспортных средств, для различного рода летательных аппаратов и для автомобильного транспорта, в частности, для автомобилей гибридного типа, где, например, применение УСЭ (класса DC/AC) с реверсивными свойствами позволяет полезно использовать кинетическую энергию автомобиля в режиме его торможения. Одна из усовершенствованных структур УСЭ такого типа рассматривается в данной работе.
Содержание работы характеризуется следующей структурой.
В первой главе дается краткий аналитический обзор основных направлений структурно-алгоритмического синтеза (САС) инверторов напряжения с промежуточным высокочастотным преобразованием (ИН с ПВЧП) и приводится описание новых, модифицированных их решений с улучшенными показателями качества. Обосновывается выбор решений ИН с ПВП, подлежащих дальнейшему исследованию. Общим в их структуре является высокочастотный трансформаторный узел, для которого при системном проектировании ИН с ПВЧП необходимо знание таких его показателей качества, как удельная масса и КПД в частотном диапазоне, по крайней мер, до 50 кГц.
Вторая глава посвящена проверке соответствию новых, синтезированных и исследуемых в работе решений ИН с ПВЧП проектному замыслу, и созданию информационного базиса, необходимого на первом этапе их проектирования, в том числе созданию упрощенных проектных методик, основанных на использовании компьютерных возможностей:
— для определения на основе численных экспериментов параметров
фильтров (в многозвенных структурах их может быть один или два);
- и для определения потерь в полупроводниковых элементах и дейст
вующих значений токов в обмотках трансформаторов.
Проводится сопоставительное исследование двух типов фильтров пере-
12 менного тока. Даются рекомендации по их применению.
Задачи решаются на основе использования имитационного компьютерного моделирования (ИКМ) в среде OrCAD 9.2 (PSpice Schematics).
В третьей главе изложен подход и результаты предварительного исследования зависимости удельного массового показателя (g [кг/кВА ]) трансформаторов и их КПД в диапазоне частот 50 Гц -=- 50 кГц для малых мощностей (до нескольких единиц кВА) без учета потерь в обмотках от поверхностного эффекта (ПЭ) и эффекта близости (ЭБ). Особенностью подхода является практическая его направленность, которая характеризуется использованием стандартной шкалы типоразмеров магнитопроводов трансформаторов.
При увеличении рабочей частоты трансформаторов и их мощности в процессе исследования приходиться менять достаточно большое число переменных: материал магнитопровода и толщину его ленты, коэффициент заполнения магнитопровода сталью, коэффициент заполнения окна магнитопровода медью обмоток, расчетную индукцию и плотность тока в обмотках. Выбор материала определяется на основе вычисления удельных потерь для каждого материала магнитопровода. Исследование выполнено для напряжения прямоугольной формы при общепринятых допущениях.
Четвертая глава посвящена оценке потерь в обмотках от ПЭ и ЭБ на основе известного модельного их описания, изложенного в [3-10], [4-5] и влияния этих эффектов на удельный массовый показатель и на КПД высокочастотных (ВЧ) трансформаторов. Дается сравнение по этим показателям с результатами, полученными в главе 3, где эффекты ПЭ и ЭБ не учитываются. Приводится алгоритм расчета ВЧ трансформаторов с учетом указанных эффектов. Искомые результаты представлены в табличном, графическом виде и в виде аппроксимирующих аналитических зависимостей. Систематизируются рекомендации по конструктивному исполнению ВЧ трансформаторов.
В пятой главе излагается системный подход к оценке результирующей массы и КПД разрабатываемого ИН с ПВЧП и к определению рационального
13 значения в нем частоты ПВЧП. Даются упрощенные методики определения общей массы и КПД ИН с ПВЧП, а также составляющих его звеньев. В том числе приводится методика компьютерного определения общих (квазистатических и динамических) потерь в ключевых элементах. Приводится пример расчета.
В Заключении формулируются полученные в работе результаты решения поставленной задачи.
Диссертационная работа содержит также дополнительные иллюстративные и доказательные материалы, представленные в Приложениях к соответствующим главам.
Перечень используемых источников информации (Литература) содержит 69 наименований, включая 8 публикаций с непосредственным авторским участим соискателя.
Общая характеристика направлений синтеза инверторов с ПВЧП
Работы по разработке ОИН и ТИН с ПВЧП велись в России в разные времена, разными разработчиками (см., например,[1-1]-ь[1-17]). С разной степенью интенсивности ведутся они и сегодня, в частности, на кафедре ЭКАО МЭИ (ТУ) [1-1] - -[1-3]. Нужно сказать, что определенная реанимация направления синтеза преобразователей этого класса на кафедре ЭКАО в последнее время произошла во многом благодаря значительным успехам, достигнутым в области разработки и непрерывно продолжающегося совершенствования характеристик полупроводниковых ключевых элементов - транзисторов и диодов — базовых компонентов устройств силовой электроники (УСЭ). Эффективность использования ПВЧП, привлекающая разработчиков, заключается в возможности кардинально уменьшить массу силовой части в тех классах и типах УСЭ, которые содержат такие электромагнитные узлы, как трансформаторы напряжения и тока, дроссели переменного тока и трансфильтры (иначе уравнительные реакторы). Несмотря на несколько возрастающую сложность УСЭ с ПВЧП, их КПД в большинстве случаев оказывается не хуже и даже лучше, чем в УСЭ без ПВЧП [1-18], [1-1].
Актуальность продолжения работ в этом направлении определяется тем, что потенциальные резервы совершенствования УСЭ в направлении энерго-и ресурсосбережения в настоящее время еще далеко не реализованы и не исчерпаны. Большой арсенал накопленных на сегодня структурно-алгоритмических решений УСЭ на практике разработчику не всегда удается использовать должным образом, во-первых (и чаще всего), по причине отсутствия у него на данный момент необходимой информации о лучших решениях, во-вторых, из-за отсутствия в должном объеме информационно-методической базы для проведения оптимального по заданным критериям проектирования альтернативных вариантов решений УСЭ с ПВЧП, которая необходима для сопоставительного их анализа а, в конечном итоге, — для обоснованного выбора на этой основе лучшего из них. Можно считать, что центральным вопросом здесь является обоснованный выбор значения частоты ПВЧП.
В целом поисковое проектирование ОИН (и ТИН) с ПВЧП по заданной совокупности показателей качества представляет собой многокритериальную системную задачу, успешное (и, главным образом, доказательное) решение которой требует предварительной проработки не только вышеуказанных частных задач оптимизации частоты ПВЧП и материала магнитопровода трансформатора, но и ряда других структурно-алгоритмических и параметрических задач, например, задачи оптимизации тактовой (несущей) частоты ШИМ в выходном (высоковольтном) инверторном звене и взаимосвязанной с ней задачи структурно-параметрической оптимизации выходного фильтра (ВФ).
Несколько слов следует сказать о методологии решения проектных задач, касающихся полупроводниковых звеньев структуры и фильтров. Не уменьшая полезность традиционного подхода к проектированию на основе предварительного модельного описания процессов в структуре ОИН, нужно сказать, что современные компьютерные возможности (а именно имитационное компьютерное моделирование - ИКМ) позволяют решать эту достаточно непростую задачу значительно более оперативно, точнее и в большем (требуемом) объеме. И, что не менее важно, при одновременной визуализации всех интересующих разработчика процессов. Это особенно важно и ценно при синтезе новых решений. При достаточном опыте у разработчика такой подход к проектированию дает ему возможность контролировать результаты на адекватность.
Обобщенная формулировка подлежащих решению задач может быть определена как разработка информационно-методологического базиса для решения системной задачи синтеза (недостаточно исследованного, но перспективного) класса инверторов напряжения (ИН) с ПВЧП по заданной совокупности показателей качества. 1.2. Классификация инверторов напряжения с ПВЧП
С целью систематизации направлений синтеза инверторов напряжения (ИОН) с ПВЧП проведем укрупненную классификацию известных решений, используя при этом наиболее общие классификационные признаки, которые дают представление об их структурно-алгоритмическом облике и их свойствах.
Результаты ИКМ двух структур однофазных инверторов напряжения - по трехзвенной и шестизвенной структурам
Альтернативным вариантом решения рассматриваемой задачи является использование шестизвенной структуры ОИН (рис. 1-10 и его ИКМ на рис.2-3), которая в принципе известна и представляет собой последовательное соединение четырехзвенного повышающего конвертора, работающего на высокой частоте (порядка 25+30 кГц), и выходного инвертора (по мостовой схеме), работающего при напряжении питания порядка 200 В. Функциональной особенностью данной структуры является отсутствие обмена реактивной мощностью между нагрузкой и источником питания. Этому обмену препятствует выпрямительное звено конвертора, имеющее одностороннюю проводимость. Этот факт должен учитываться при проектировании конверторного звена: оно должно рассчитываться только на активную мощность нагрузки: где г]ф, rjOUH- КПД фильтра и выходного ОИН. Для уменьшения установленной мощности выходного фильтра при формировании выходного напряжения здесь использован алгоритм ОШИМ по синусоидальному закону при неизменной глубине модуляции //=1. Функция стабилизации напряжения при этом возложена на конверторное звено. Частичные результаты ИКМ для той же нагрузки, что и в трехзвенной структуре, представлены на рис. 1-11. Как следует из диаграмм, переходный процесс еще не закончился. Поэтому реальное значение Kr(Lo должно быть еще несколько меньше. Нужно сказать, что в найденном значении произведения L2C2-=1,2 mH-juF из множества возможных сочетаний значений сомножителей L.2 и Сз выбрано компромиссное сочетание, обеспечивающее, с одной стороны, небольшую (приемлемую) токовую подгрузку инвертора емкостным током, а с другой стороны, приемлемую жесткость внешней характеристики. Рис. 2-3. Имитационная компьютерная модель силовой части 6-й звенной структуры ОИН с ПВЧП в среде моделирования ORCAD. Строгое оптимальное решение задачи наиболее рационального соотношения параметров L2 и Сг в произведении L2C2 (по заданной совокупности показа телей качества — массе и КПД, например) является непростой систем 65 ной задачей, на решении которой мы здесь останавливаться не будем. Отношение тактовой частоты fr к частоте задания здесь взято равным f =Л Ifi =16000 Гц / 400Гц = 40. 2.1.3. О влиянии тактовой частоты на установленную мощность фильтра Влияние значения несущей (тактовой) частоты ШИМ на установленную мощность фильтра иллюстрируется следующим примером. При fa — 8000Гц для получения коэффициента гармоник выходного напряжения Кци) = 8,1% должен быть установлен существенно более мощный фильтр со следующими значениями параметров: La = 3,5m#, Ci — 3juF. Таким образом, снижение кратности частот с =fm/f2(i) — 40 до =20 приводит к значительному увеличению произведения L2C2 (более, чем в 8 раз).
Следует обратить внимание на тот факт, что в данной структуре значение высокой частоты конвертора (которая является для него внутренним рабочим параметром) и значение тактовой частоты ОШИМ выходного ОИН являются принципиально независимыми друг от друга.. Результаты ИКМ ОИН с ПВЧП по 4-звенной структуре Применительно к данной, по существу новой и ранее не исследованной структуре (см.рис. 1-12) перед процедурой ИКМ ставятся следующие задачи: 1) Подтвердить работоспособность нового предложенного алгоритма управления данной структурой, суть которого заключается в исключении динамических потерь в демодуляторе (ДМ), за счет введения нулевых пауз в его входном напряжении в моменты коммутации его ключевых элементов (КЭ); 2) Определить рациональные значения параметров выходного Г образного LC фильтра в функции тактовой частоты ОШИМ —fr, учитывая, что в данной структуре она же является и частотой ПВЧП — fB4, на которой осуществляется трансформация (повышение) напряжения; 3) Определить процессы в элементах УСЭ (прежде всего, в его КЭ) в функции времени, которые являются отправной информацией для вычисле 66 ния (компьютерными средствами): — действующих значений токов через эти элементы, а также потерь в них; — действующего значения производной тока в обмотках ВЧ трансформатора, знание которого необходимо при вычислении потерь в них, обусловленных эффектом близости. Эти вычислительные процедуры проводятся в главе 5 диссертации. Известно, что при увеличении частоты fT = fB4 масса трансформатора значительно уменьшается. То же самое будет происходить и с массой выходного фильтра L2C2. Для исследования искомых закономерностей проведем на основе ИКМ серию экспериментов. Исследуемая модель ОИН с ПВЧП, разработанная на кафедре ЭКАО МЭИ (ТУ), представлена на рис.2-5 и рис. 2-6. Примем параметры нагрузки теми же, что и в выше рассмотренных случаях. Представленные на рис. 2-7- -2-11 результаты ИКМ в виде осциллограмм основных рабочих процессов полностью подтверждают соответствие их проектному замыслу. В частности, из них видно, что в ВЧ напряжении на входе ДМ между его полуволнами имеются небольшие паузы, внутри которых осуществляется коммутация ключевых элементов КЭ, и ток от коммутации к коммутации изменяет свое направление (см. осциллограммы на рис. 2-7а, 2-8а, 2-9 в). Из осциллограмм напряжения на входе фильтра и его на выходе (рис. 2-11) следует, что фазовый сдвиг напряжения на нагрузке относительно напряжения на входе фильтра достаточно мал. Это может служить показателям того, что выбранные в данном случае параметры фильтра близки к рациональным значениям. Представленные на рис. 2-12 спектрограммы хорошо иллюстрируют ослабление высших гармоник спектра, фильтруемого напряжения.
К вопросу выбора материала магнитопровода
Магнитные материалы (наряду с рабочей частотой) в основном определяют массогабаритные и энергетические характеристики трансформаторов малой мощности (ТММ). Поэтому далее проводится краткий их обзор. Наиболее полная информация по методам, критериям проектирования ТММ и по выбору типа и материала магнитопровода дана в [3-3], [3-8], [3-10]. Здесь лишь выборочно и кратко приведем информацию, связанную с решаемой в данной работе задачей.
Промышленность выпускает ряд марок листовой электротехнической стали (ЛЭС), различающихся магнитными и электрическими свойствами [3-3], [3-10]. Широкий диапазон электромагнитных свойств ЛЭС достигается путем изменения содержания основного легирующего элемента — кремния, а также применением различных технологических приемов [3-10].
Обычно сталь с низким содержанием кремния имеет низкую магнитную проницаемость и большие удельные потери. Но она отличается большей величиной магнитного насыщения. Такие стали целесообразно применять на постоянном токе (с пульсациями) и переменном токе низкой частоты при высоких значениях индукции (выше 1,5 Тл [3-5] ).
Стали с высоким содержанием кремния применяются в тех случаях, когда важно иметь малые потери от гистерезиса и вихревых токов или высокую магнитную проницаемость в слабых и средних полях. Значения индукции насыщения Bs у них значительно (до 2 раз и более) меньше, чем у предыдущей стали [3-5].
Различают 4 степени легирования ЛЭС кремнием, причем, чем выше степень легирования, тем меньше удельная масса стали (gc,„): 1 - слаболегированная (gcm=7,8 Г/см3); 2 - среднелегированная (gcm=7,75 Г/см3 ); 3 - повышеннолегированная {gcm-7,65 Г/см3); 4 - высоколегированная (gcm=7,55 Г/см3). Поскольку в данной работе решается задача выбора материала магнито-провода трансформатора, наилучшим образом соответствующего работе на высоких частотах порядка 20-50 кГц при заданных критериях проектирования (минимально возможная масса при ограничении на КПД), то нас здесь будут интересовать, прежде всего, свойства высоколегированных сталей, характеризуемых пониженными значениями удельных потерь при высоких частотах, например, сталь 3424 (Э360А).
Электротехнические стали по распространенности занимают первое место среди ферромагнитных материалов и при частотах приблизительно до 3000 Гц находятся вне конкуренции [3-4]. На частоте 50 Гц в ТММ применяются электротехнические стали толщиной Дст=0,35-0,5 мм, например, 3411 (ЭЗЮ), 3412(3320) и др., а на частотах 400-1000 Гц и выше - ленточные магнитопроводы из стали марок 3421 (Э340), 3422 (Э350), 3424 (Э360), 3424 (Э360А), 3425 и др., толщиной 0,05-0,15 мм. В скобках указаны марки сталей до введения ГОСТ 21427-75, ГОСТ 21427.4-78 и ГОСТ 21427.1-75.
Сплавы прецизионные магнитомягкие, премалоевые (34НКМП, 79НМ, 50НП) применяются в ТММ на частотах 50-100 кГц, где они имеют меньшие удельные потери и напряженность магнитного поля при сравнительно высокой индукции насыщения (2?т=0,75-Ч,5 Тл). Наибольшее применение для ТММ на повышенных частотах находят сплавы 34НКМП, 50НМ, 68НМ, 79HM, 80HXC с толщиной ленты Аст= 0,05-0,01 мм [3-4], [3-8], [3-Ю].
Железо-никель-кобальтовые сплавы 47НК, 47НКХ, 64Н, 40НКМ после отжига в поперечном магнитном поле имеют линейный участок основной кривой намагничивания и неизменное значение магнитной проницаемости при напряженности постоянного магнитного поля до 600- -800 А/м. Они применяются для тороидальных трансформаторов статических преобразователей на частотах 10 -50 кГц [3-8].
Пермаллои (и перминавры ) кроме известных достоинств имеют и существенные недостатки: большую чувствительность магнитных свойств к механическим воздействиям, относительно низкое значение индукции насыщения Bs, сравнительно высокую стоимость, технологические сложности производства [3-4]. Кроме того, эти материалы характеризуются высокими значениями коэффициента прямоугольности - КП=ВГ / Bs 0,9, что делает невозможным их применение в схемах с однотактным преобразованием и проблематичным в схемах с двухтактным преобразованием (из-за необходимости использования специальных технических решений для борьбы с односторонним «замагничиванием» магнитопровода).
Ферритовые сердечники применяются в ТММ статических преобразователей на частотах 20-И 00 кГц и выше. Они значительно дешевле сердечников из пермалоевых сплавов. К недостаткам ферритов относятся значительное изменение индукции насыщения от температуры. В диапазоне температур от - 60С до +125С индукция насыщения изменяется на ±30%. Ферриты (или оксиферы) на высоких частотах (более 30 кГц) при явных преимуществах по потерям от вихревых токов имеют и недостатки, затрудняющие выбор между ними и пермаллоями: существенно (примерно до 2 раз) меньшее значение индукции насыщения Bs и магнитной проницаемости, большую зависимость магнитных свойств от температуры, значительные хрупкость и твердость (легко разрушаются при ударах, поддаются обработке только шлифованием) [3-4]. Свойства и характеристики ферритов описаны, например, в [3-10], [3-13], [3-14]. Ферриты имеют значительно меньшее значение коэффициента Кп, что фактически освобождает разработчика от необходимости решения проблемы «замагничивания» магнитопровода.
Скин-эффект (поверхностный эффект-ПЭ)
При построении современных источников вторичного электропитания (ИВЭП) с целью их миниатюризации стараются минимизировать рабочую частоту электромагнитных узлов и в первую очередь трансформаторов. При этом в этих узлах увеличиваются потери не только в магнитопроводе, но и в обмотках. 4.ТЛ. Скин-эффект (поверхностный эффект — ПЭ) [4-6] Скин-эффект является фундаментальным эффектом на высокой частоте, 129 проявляющимся как в отдельном проводнике, так и в обмотках магнитных компонентов. Скин-эффект вызывает концентрацию переменных токов вблизи поверхности проводника. На рис 4-1 показано магнитное поле (линии потока) внутри и вокруг отдельно взятого (изолированного) проводника, несущий постоянный ток (DC) или ток низкой частоты - /. Рис. 4-1. Изолированный проводник при низкой частоте. Здесь нужно заметить, что поле проводники можно считать радиально симметричным лишь при условии, что проводник с обратным током (со своим полем) расположен на далеком расстоянии от проводника с прямым током. На низкой частоте энергия в магнитном поле незначительна по сравнению с потерями энергии на сопротивлении проводника. Поэтому ток по его сечению распределяется равномерно в силу того, что физические эффекты в природе осуществляются таким образом, чтобы минимизировать энергические затраты на любое действие (в данном случае это протекание тока). На рис. 4-2 показана модель, которая поясняет, что будет происходить при возрастании частоты. Пунктирные линии отражают равномерное распределение низкочастотного тока (как показано на рис.4-1). При высокой частоте, когда ток изменяется быстро, поток в проводнике должен также быстро изменяться. Изменение потока индуцирует контур, в котором возникает напряжение и, как следствие, внутри проводника возникает вихревый ток, который на рис 4-2 показан непрерывной линией. Часть контурного вихревого тока, протекающего ближе к поверхности проводника, имеет согласное направление с основным током и увеличивает его, а та часть контурного вихревого тока, которая протекает ближе к центру проводника, имеет встречное направление по отношению к основному току и уменьшает его.
Контур напряжении Картина проявления вихревого тока при высокой частоте. В результате этого с ростом частоты плотность тока у" увеличивается на поверхности проводника и подает до нуля в центре (см. рис 4-3). Таким образом, основной ток вытесняется поверхности проводника, экспоненциально уменьшаясь к центру проводника. То есть, сечение проводника, фактически несущее основной ток, уменьшается, а его сопротивление увеличивается и, следовательно, при высокой частоте становится значительно больше, чем при низкой частоте. глубина скин-слоя Глубина скин-слоя - до определяется, как расстояние поверхности проводника к центру, при прохождении которого плотность тока падает в 1/е разот его значения на поверхности (е 2,7 J 83 - основание натурального логарифма). Глубина скин-слоя может быть определена по формуле [4-4]: где (J.Q— 4 71-10" [Гн/м] — магнитная проницаемость вакуума, со — круговая частота, а - проводимость материала (проводимость меди составляет 5,8-10 [Ом-м]" при комнатной температуре). Из уравнения (4-1) следует, что при/= 60Гц глубина скин-слоя составляет около 8,5 мм. Это означает, что если вы не будете использовать провод диаметром более 8,5 мм, влияние скин-эффекта на рассеиваемую мощность будет незначительно. Таблице № 4- /[кГц] 10 20 30 50 100 1000 На рис 4-4 и в табл. №4-1 показаны результаты вычисления глубины скин-слоя д0 при увеличении частоты (от ЮкГц до 1МГц). При частоте ЮОкГц глубина скин-слоя уменьшается до 0,21 мм. Таким образом, если толщина используемого провода не превышает это значение, расчет показывает, что ситуация как будто был в порядке. Так ли это на самом деле К сожалению, нет. Если электромагнитный компонент состоит не из одиночного проводника в свободном пространстве, к которому уравнение (4-1) применимо напрямую, то реальные потери в обмотке оказывается будут значительно выше. Причина этого эффекта рассматривается ниже. 4.1.3. Физика эффекта близости (ЭБ) [4-4] Эффектом близости называется эффект, который вызывает дополнительные потери в проводниках с током, находящихся в непосредственной близости от других проводников с током. Эти потери являются результатом вихревых токов, создаваемых в проводнике под действием токов, протекающих в близлежащих проводниках. Эффект близости на высоких частотах
Зависимость глубины скин-слоя д от изменения частоты (ЮкГц-4000 кГц) для любого проводника. имеет тенденцию становиться доминирующим в образовании потерь в проводниках магнитных компонентов (трансформаторов, дросселей индуктивности), особенно когда обмотки многослойные [4-4]. Физика потерь вследствие эффекта близости для дросселя [4-4] Если обмотка состоит всего из одного витка, то тот факт, что под обмоткой присутствует сердечник, влияет на распределение тока в проводнике, как показана на рис. 4-5. На этом рисунке изображен поперечный разрез дросселя индуктивности, состоящего из сердечника с центральном керном и однослойной обмотки. Голубым фоном показан ток, втекающий в плоскость рисунка, а красным -вытекающий из плоскости рисунка. Интенсивность закраски соответствует плотности тока в данной части проводника. Перераспределение токов в многослойных обмотках имеет более сложный вид, чем при однослойной обмотке. На рис.4-6 показано распределение плотностей и направлений токов на другом примере. Полный ток в наружном слое (слой 1) распределяется по внутренней поверхности проводника, при этом его значение составляет, например, 1А. Во втором слое присутствует уже две составляющие: на внешней стороне этого слоя присутствует вихревой ток, создаваемый током, протекающим в первом слое. Направление вихревого тока противоположно направлению основанного тока. Вторая составляющая протекает по внутренней стороне слоя и вдвое превышает значение тока на внешней стороне. Полный ток во втором слое (как и в последующих слоях равен полному току в первом слое, поскольку рассматриваемые слои входят в одну и ту же обмотку. Ток в третьем слое также складывается из двух составляющих: на внешней стороне слоя присутствует вихревый ток со значением 2 А с направлением, противоположном полному току, а по внутренней стороне протекает составляющая ЗА. Аналогичным образом определяются значения для всех последующих слоев
