Автоматизированная универсальная высокочастотная диэлькометрическая установка Васильев Владимир Викторович

Содержание к диссертации

Введение

ГЛАВА 1 Обзор методов измерения диэлектрических характеристик веществ 16

1.1 Общая классификация методов 16

1.2 Резонансные методы 21

1.2.1 Генераторные методы 22

1.2.2 Контурные методы 29

1.2.3 Основные формулы, отображающие обобщенную математическую модель измерительного преобразователя 33

1.2.4 Контурные схемы с настройкой в резонанс по фазовому углу 37

1.2.5 Измерительные схемы с параметрической модуляцией 39

1.3 Особенности измерения диэлектрических параметров твердых материалов на высоких частотах 46

1.4 Высокочастотные универсальные диэлькометрические анализаторы, разработанные Ангарским ОКБА 53

1.5 Выводы 58

ГЛАВА 2 Оптимизация параметров и статические характеристики измерительного преобразователя 59

2.1 Условия обеспечения максимальной чувствительности схемы сравнения при измерении диэлектрической проницаемости 59

2.2 Связь ПККс генератором через активное сопротивление 66

2.3 Обоснование места включения модулирующей емкости 69

2.4 Пассивный колебательный контур с емкостной модуляцией как измерительный преобразователь проводимости 71

2.4.1 Статическая характеристика по проводимости идеализированного ПКК с емкостной модуляцией 71

2.4.2 Анализ чувствительности измерительного преобразователя с модулируемым ПКК по проводимости и тангенсу угла потерь. 74

2.4.3 Учет влияния остаточных (паразитных) параметров ПККна статическую характеристику анализатора по проводимости 75

2.5 Статическая характеристика диэлькометра по измеряемой емкости 84

2.5.1 Минимизация влияния остаточных параметров на диапазон измерения изменений емкости ячейки 84

2.5.2 Анализ совместного влияния остаточных параметров ПКК и проводимости исследуемого вещества на СХпо емкости 85

2.5.3 Анализ влияния асимметрии коммутируемых в ПКК ветвей на СХ диэлъкометра по емкости 87

2.5.4 Статическая характеристика диэлъкометра по измеряемой емкости 89

2.5.5 Нейтрализация паразитных емкостных связей между ПКК и отсчетным генератором 90

2.6 Выводы 91

ГЛАВА 3 Исследование влияния паразитных сигналов на работу диэлъкометра 93

3.1 Анализ влияния паразитных сигналов на эффективность фазочувствительного усилителя 93

3.2 Анализ переходных процессов в резонансном контуре с параметрической модуляцией 102

3.3 Спектральный анализ сигнала помехи, обусловленной переходными процессами в ПКК 116

3.4 Минимизация влияния паразитных сигналов в диэлькометрах с емкостной модуляцией LC-контура 122

3.5 Выводы 128

ГЛАВА 4 Влияние нелинейных искажений возбуждающего напряжения на работу резонансных диэлькометров 130

4.1 Исследование влияния нелинейных искажений 130

4.2 Минимизация влияния нелинейных искажений 140

4.3 Выводы 141

ГЛАВА 5 Реализация диэлькометрическои установки 143

5.1 Функциональная схема диэлькометрическои установки и базовое программное обеспечение 143

5.2 Комбинированный способ измерения диэлектрических характеристик твердых материалов 149

5.2.1 Способ измерения и основные расчетные формулы 149

5.2.2 Учет в расчетных формулах остаточной неплоскостности электродов ячейки 157

5.2.3 Оценка составляющих погрешности, обусловленных краевой емкостью и неплоскостностью поверхностей испытуемых образцов 160

5.2.4 О величине составляющей остаточной погрешности измерения є методом сохранения емкости после учета краевой емкости 162

5.2.5 Оценка суммарной случайной погрешности 163

5.3 Усилитель мощности для возбуждения ПКК. Расчет нелинейных искажений. 166

5.4 Калибровка диэлькометрического анализатора при выпуске 171

5.4.1 Методика калибровки 171

5.4.2 Учет смещения линеаризованной характеристики амплитудного детектора 172

5.5 Выводы 174

Заключение 176

Литература 178

• Основные формулы, отображающие обобщенную математическую модель измерительного преобразователя
• Высокочастотные универсальные диэлькометрические анализаторы, разработанные Ангарским ОКБА
• Учет влияния остаточных (паразитных) параметров ПККна статическую характеристику анализатора по проводимости
• Спектральный анализ сигнала помехи, обусловленной переходными процессами в ПКК

Введение к работе

Актуальность работы

Измерения диэлектрических характеристик необходимы не только для оценки изоляционных свойств материалов, но на основе этих измерений создается множество приборов, как для автоматического технологического контроля (контроль процессов полимеризации, измерение влажности веществ в различных агрегатных состояниях и т.д.), так и для научных исследований (измерение дипольных моментов, диэлькомет-рическос титрование и т.д.).

Наиболее универсальными с точки зрения применимости являются высокочастотные резонансные диэлькометрическис анализаторы (ДА), так как они пригодны для контроля веществ с диэлектрическими потерями (эквивалентной проводимостью), изменяющимися в широких пределах.

Для оптимизации разработки и применения промышленных диэлькометриче-ских анализаторов необходимы лабораторные установки для обеспечения предварительных исследований веществ в различных агрегатных состояниях в широком диапазоне частот и температур.

Ангарским О КБ А разработан и выпускается ряд автоматизированных универсальных лабораторных измерителей диэлектрических характеристик веществ в диапазоне частот от 0,1 до 10,0 МГц среди них: прецизионный диэлькометр Тангенс 2М, диэлькометр проводящих веществ Ш2-3, универсальный с микропроцессорным управлением диэлькометр Ш2-5. В этих приборах в качестве измерительного преобразователя используется пассивный колебательный контур (ПКК) с параметрической модуляцией.

К настоящему времени стало очевидным, что теоретическая база, которая положена в основу разработки этих приборов, требует дальнейшего развития. Это позволит улучшить метрологические характеристики нового поколения универсальных высокочастотных диэлькометров, повысить их метрологическую надежность и степень автоматизации.

Целью диссертации является разработка автоматизированной универсальной высокочастотной диэлькометрической установки. В первой главе проведен анализ методов измерения диэлектрических характеристик и выбор наиболее перспективного метода с точки зрения обеспечения максимальной степени автоматизации, универсальности, предельной точности измерения диэлектрической проницаемости (ДП) ±0,02%, возможности исследования веществ с (g5»l. Рассмотрены методы измерения и соответствующие технические решения, обеспечивающие измерения диэлектрических характеристик в широком диапазоне частот. Определено, что в диапазоне частот от 0,1 до 100 МГц наиболее перспективными являются резонансные методы, которые могут обеспечить: во-первых, высокую чувствительность и точность автоматизированных измерений обеих составляющих комплексной диэлектрической проницаемости; во-вторых, возможность исследования веществ с потерями, изменяющимися в широких пределах. Эти возможности обеспечиваются использованием в качестве измерительного преобразователя пассивного резонансного контура с параметрической (емкостной) модуляцией. Приведены основные формулы, отображающие обобщенную математическую модель измерительного преобразователя на основе пассивного колебательного контура, связанного с задающим генератором (ЗГ) через комплексное сопротивление.

Рассмотрены особенности измерения диэлектрических параметров твердых материалов на высоких частотах. Рассмотрены и проанализированы достоинства и недостатки универсальных автоматизированных диэлькометрических анализаторов, разработанных Ангарским ОКБА.

В процессе выполнения работы необходимо:

1) уточнить статические характеристики (СХ) и критерии, по которым определяются оптимальные параметры измерительного преобразователя, учесть в СХ влияние паразитных параметров элементов ПКК и несовершенство характеристики амплитудного детектора (АД);

2) определить уровень паразитных сигналов, являющихся продуктом переходных процессов в ПКК, и исследовать их влияние совместно с другими паразитными сигналами на чувствительность системы уравновешивания;

3) проанализировать влияние нелинейных искажений возбуждающего ПКК напряжения на точность уравновешивания измерительного преобразователя;

4) предложить технические решения, нейтрализующие влияние вышеназванных факторов; 5) повысить степень автоматизации и точность измерения диэлектрических характеристик твердых материалов;

6) разработать методику автоматизированной калибровки диэлькометриче-ского анализатора по каналам измерения емкости и проводимости.

Вторая глава посвящена получению обобщенной математической модели и аналитических соотношений, определяющих оптимальные параметры измерительного преобразователя, и СХ по каналам измерения емкости и проводимости диэлько-метрических анализаторов на основе ПКК с параметрической модуляцией.

Показаны преимущества емкостной (реактивной) связи ПКК с задающим генератором перед связью через активное сопротивление с точки зрения обеспечения требуемой чувствительности и экономичности измерительного преобразователя. Получены соотношения для расчета допустимого значения внутреннего сопротивления Ri задающего генератора, оптимальных значений емкости связи CcsonT ПКК с ЗГ и модулирующей емкости См, исходя из заданных значений глубины модуляции п, максимальной эквивалентной проводимости исследуемого (образца) вещества g и допустимой абсолютной погрешности АС уравновешивания измерительного преобразователя по емкости.

Исследовано влияние остаточных (паразитных) параметров элементов ПКК на основные СХ измерительного преобразователя по емкости и проводимости.

Показано, что в результате перераспределения емкостей в ПКК при обратном замещении изменения емкости ячейки после заполнения исследуемым веществом емкостью вспомогательного конденсатора изменяются калибровочные коэффициенты СХ по проводимости: собственная эквивалентная проводимость ПКК gK и глубина

параметрической модуляции п. Определен аналитически вид соответствующих зависимостей. Учет в СХ по проводимости зависимости калибровочных коэффициентов gJX) и N{X) от изменения X емкости ячейки в виде полиномов второго порядка позволил уменьшить мультипликативную составляющую погрешности измерения проводимости на частотах 1 и 10 МГц с 20 % до 0,5- -0,6 %.

Учет асимметрии коммутируемых ветвей позволил уменьшить на частоте 10 МГц аддитивную составляющую погрешности измерения проводимости с 0,6-г0,9 мСм (что соответствует Afg5=0,08-K),12 при емкости ячейки 120 пФ) до 2+3,3 мкСм (Д#6=0,0003-4-0,0004).

Определена СХ диэлькометра по каналу измерения емкости, учитывающая как совместное влияние паразитных параметров и проводимости, так и остаточную асимметрию коммутируемых ветвей ячейки и измерительного конденсатора.

Предложена принципиальная схема модифицированного измерительного преобразователя, исключающая паразитные емкостные связи между ЗГ, ПКК и отсчет-ным генератором (ОГ).

Третья глава посвящена исследованию влияния паразитных сипіалов большого уровня на эффективность (чувствительность) системы автоматического уравновешивания измерительного преобразователя. При проектировании диэлькометрических анализаторов на основе ПКК с параметрической модуляцией и астатической системой уравновешивания, в которой в качестве интегрирующего звена используется асинхронный реверсивный электродвигатель (РД), необходимо учитывать два источника паразитных сигналов. Первым является источник питания, а вторым переходные процессы в ПКК. Частота основной гармонической составляющей этих сипіалов в два раза выше частоты полезного, а амплитуда помехи может в десятки раз превышать амплитуду полезного сигнала. При большом уровне паразитного сигнала (помехи) независимо от его частоты фазочувствительный усилитель (ФУ) (усилитель в блоке автоматической подстройки частоты, АПЧ) работает в нелинейной области, что приводит к снижению его эффективного коэффициента усиления АГэфф по сравнению с номинальным KQ И, следовательно, к увеличению зоны нечувствительности системы уравновешивания.

При наличии паразитного сигнала, частота которого совпадает с частотой полезного, необходимо рассматривать влияние на АГэфф только составляющей сдвинутой по фазе на ±л/2, так как составляющая, совпадающая по фазе или находящаяся в противофазе с полезным сигналом, может быть скомпенсирована на входе ФУ. Анализ показал, что ослабление коэффициента усиления полезного сигнала помехой удвоенной частоты вдвое сильнее, чем помехой, частота которой равна частоте полезного сигнала. В следующих разделах третьей главы даны анализ переходных процессов в ПКК с параметрической модуляцией и спектральный анализ сигнала помехи, обусловленной переходными процессами. Получены формулы, моделирующие переходные импульсы напряжения на выходе амплитудного детектора. Показано, что амплитуда переходных импульсов при одинаковых значениях резонансной емкости ПКК зависит только от добротности контура и глубины параметрической модуляции и не зависит от частоты измерения. При этом длительность переходных импульсов обратно пропорциональна частоте измерения. Результаты анализа показывают, что амплитуда импульсов переходного напряжения составляет более 10 % от амплитуды напряжения, возбуждающего ПКК.

Корректность полученных расчетных формул подтверждена экспериментально и электронным моделированием в пакете Electronics Workbench (EWB). Расхождение результатов не превышает 1 %.

В виду сложности полученных функций, описывающих импульсы переходного напряжения, аналитический метод нахождения частотного спектра периодически повторяющейся пары импульсов, соответствующих подключению и отключению модулирующей емкости, в соответствии с формулами Фурье преобразования оказывается неприемлемым. Нами использован графо-аналитический метод, основанный на свойстве линейности спектров, который был модифицирован применительно к большой скважности переходных импульсов. Данная методика расчета дает существенно лучшие результаты по сравнению со встроенными функциями программы MathCAD при существенно меньших затратах времени на расчетную процедуру.

Анализ спектральных характеристик импульсной помехи показал:

1. При неблагоприятном сочетании значений частоты измерения и частоты модуляции содержание первой и второй паразитных гармонических составляющих в сигнале помехи оказывается особенно высоким. Наличие первой гармоники в сигнале помехи, обуславливает смещение настройки контура в резонанс, величина которого зависит от добротности ПКК, т.е. от проводимости исследуемого вещества. Наличие второй гармоники в сигнале помехи существенно снижает чувствительность системы уравновешивания. Например, при частотах измерения 0,1 МГц и модуляции 500 Гц при добротности ПКК равной четырнадцати амплитуда второй гармоники в сигнале помехи составляет 2,2 % от амплитуды возбуждаю 12 щего напряжения, в то время как система уравновешивания должна реагировать на полезный сигнал на два порядка меньше (0,18 мВ). При понижении частоты модуляции до 50 Гц, т.е. при возрастании скважности импульсного паразитного сигнала амплитуда второй гармоники уменьшается примерно в 10 раз, но, тем не менее, на порядок превосходит полезный сигнал. 

2. Амплитуда второй гармоники в сигнале помехи пропорциональна частоте модуляции и обратно пропорциональна частоте измерения.

3. Следовательно, для реализации в полной мере потенциальных возможностей анализаторов с параметрически модулированным ПКК необходимо из сигнала расстройки на выходе амплитудного детектора исключать сигнал помехи.

С целью повышения точности измерения диэлектрических параметров предложено в обобщенную структурную схему прибора ввести блок коррекции сигнала (БКС), исключающий из сигнала рассогласования импульсы переходного напряжения. Вырезаются 10 % участки, прилегающие к переднему и заднему фронтам каждого полупериода. Во всех случаях, встречающихся на практике, длительность вырезаемых участков существенно превосходит длительность переходного процесса в измерительном контуре. Необходимо отмстить, что даже при отсутствии переходных искажений вырезание десятипроцентных участков из сигнала рассогласования улучшает его спектральный состав. Анализ спектрального состава сигнала рассогласования, неискаженного переходными процессами показывает, что амплитуда первой гармоники уменьшается всего на 5 %, а коэффициент высших гармоник уменьшается с 0,45 до 0,26.

Четвертая глава посвящена исследованию влияния нелинейных искажений возбуждающего ПКК напряжения на работу резонансных диэлькометров. При отсутствии нелинейных искажений и равенстве модулей коэффициента передачи измерительной схемы при подключенной и отключенной модулирующей емкости См равновесие наступает при резонансном (среднем) значении емкости Ср, не зависящем от проводимости g. В реальном случае при наличии в возбуждающем высокочастотном (ВЧ) напряжении высших гармонических составляющих настройка контура осуществляется по равенству максимальных за период значений напряжения на измерительном контуре при подключенной и отключенной модулирующей емкости, выделяемых амплитудным детектором и являющихся функцией амплитуд и фазовых соотношений всех гармонических составляющих напряжения на ПКК.

Определена зависимость от проводимости смещения соответствующего равновесию значения емкости ПКК относительно резонансного значения при наличии нелинейных искажений возбуждающего напряжения. Это смещение является источником систематической погрешности, приведенное значение которой при максимальной проводимости может достигать 10 % при коэффициенте нелинейных искажений 2 %.

Полученные результаты анализа не только обосновывают необходимость минимизации нелинейных искажений возбуждающего ПКК напряжения, но и позволили предложить два схемотехнических решения, практически нейтрализующих их влияние. Первое из них, наиболее радикальное, состоит в использовании двухполупери-одного мостового амплитудного детектора (АДД). Показано, что при двухполупери-одном детектировании нейтрализуется влияние четных гармоник. Предложена принципиальная схема АДД. В этом случае остаточная систематическая составляющая погрешности, обусловленная наличием третьей гармонической составляющей в возбуждающем напряжении не превышает минус 0,7 %.

Второе решение исходит из того, что обусловленная нелинейными искажениями разность напряжений на выходе АД незначительно зависит от проводимости, поэтому она может рассматриваться как паразитный сигнал постоянного уровня на входе АПЧ, который может быть скомпенсирован противоположным по фазе сигналом с выхода модулятора. Это позволяет исключить как остаточную погрешность настройки в резонанс, обусловленную наличием нечетных гармоник в возбуждающем напряжении, так и минимизировать общую погрешность при однополуп ер йодном детектировании.

Благодаря перечисленным мерам рассматриваемая составляющая погрешности измерения є веществ с tgb да 8 уменьшена с 10 % до 0,5 % при емкости датчика с веществом порядка 100 пФ.

Пятая глава посвящена разработке функциональной схемы автоматизированной установки для исследования диэлектрических характеристик в диапазоне частот 0,1-10,0 МГц. При разработке были учтены факторы, влияние которых рассмотрено в предыдущих разделах диссертации: переходные процессы, паразитные параметры элементов ПКК, изменение глубины параметрической модуляции и добротности ПКК, нелинейные искажения и дрейф (временная нестабильность) амплитуды возбуждающего ПКК напряжения.

На базе однокристальной ЭВМ АТ89С52 разработан блок сопряжения (БС), обеспечивающий двустороннюю связь между блоками диэль ко метрической установки и ПЭВМ через последовательный порт RS-232. БС обеспечивает: прием частотных сигналов от пяти источников (измерительных преобразователей установки): ЗГ, ОГ, преобразователя напряжение-частота (ПНЧ), измерителя средней толщины образцов твердых диэлектриков и датчика температуры; передачу управляющих релейных сигналов; возможность работы установки в автономном режиме (без ПЭВМ).

Программное обеспечение ПЭВМ позволяет пользователю гибко изменять режим измерения: работа в цикле или без цикла, с усреднением или без, задать любую комбинацию из трех возможных частот измерения и т.д.

Разработаны следующие базовые подпрограммы (функции): подготовка, калибровка, поиск и автоматический выбор диапазона измерения, измерение изменения емкости и эквивалентной проводимости ячейки после заполнения её исследуемым веществом.

На основе базовых разработаны подпрограммы измерений с различными типами ячеек, обеспечивающие: абсолютные измерения диэлектрической проницаемости жидкостей с ячейками переменной емкости типа ЯЖ-4 и ЯЖ-6; измерение є и tg5 жидких веществ в ячейках постоянной емкости; измерение малых значений тангенса угла потерь (fg5 0,0001) жидкостей в ячейках переменной емкости; измерение диэлектрических характеристик твердых материалов; измерение эквивалентных емкости и сопротивления двухполюсников; измерение диэлектрических характеристик вязких веществ; калибровку ячеек постоянной емкости с использованием одной или трех эталонных жидкостей; калибровку СХ установки по емкости и проводимости.

Возможно автоматическое получение температурных, временных и концентрационных зависимостей (т.е. диэлькометрическое титрование, контроль реакций полимеризации и т.д.) в табличной и графической форме.

При измерении диэлектрических характеристик дисковых образцов в ячейках с микрометрическими электродами ЯД-2 и ЯД-4 при минимальном числе операций реализуется комбинация методов сохранения емкости и сохранения расстояния. Первый обеспечивает максимальную точность измерения диэлектрических потерь, вто 15 рой - диэлектрической проницаемости. Расчетные формулы учитывают изменение краевой емкости, имеющее место при изменении межэлектродного расстояния, остаточную неплоскостность электродов ячейки, соотношение диаметров электродов и испытуемого образца, среднюю толщину образца.

В заключении приводятся основные выводы в целом по диссертационной работе.

В приложениях приводятся прикладные программы анализа влияния на точность диэлькометрической установки паразитных сигналов и нелинейных искажений возбуждающего ПКК напряжения, программа расчета калибровочных коэффициентов статической характеристики по проводимости, принципиальные схемы, результаты экспериментов.  

Основные формулы, отображающие обобщенную математическую модель измерительного преобразователя

Заслуживает рассмотрения еще один диэлькометрический анализатор (влагомер) с настройкой ПКК по фазовому углу [82], Рис. 1.6. Влагомер содержит высокочастотный задающий генератор (ЗГ), имеющий емкостную связь с первым, 1, и вторым, 2, резонансными контурами. Ко второму резонансному контуру подключен емкостной датчик влажности, С,у, gx- Смешение резонансной частоты, вызванное изменением влажности исследуемого образца, второго контура в свою очередь вызывает смещение резонанса первого резонансного контура и поэтому изменение фазового соотношения между опорным сигналом и первым резонансным контуром. Изменение фазового соотношения преобразуется фазовым детектором в напряжение, выходной сигнал фазового детектора через цепь обратной связи, АПЧ, управляет двумя одинаковыми варикапами. Один из них уравновешивает резонансный контур, компенсируя изменение емкости датчика, второй управляет шириной импульсов ЯС-генератора. Благодаря идентичности варикапов изменение ширины импульсов ДС-генсратора оказывается пропорциональным изменению емкости датчика. Далее период следования импульсов преобразуется в напряжение, которое индицируется блоком индикации (БИ). Введение второго варикапа и преобразователя Т = U обеспечило, во-первых, исключение составляющей погрешности, обусловленной сильной зависимостью емкости варикапов от температуры и, во-вторых, линеаризацию преобразования емкости компенсирующего конденсатора в выходной сигнал - напряжение.

Наиболее широкое распространение в области промышленного применения ди-элькометрии получили методы, использующие пассивный колебательный ІС-контур (ПКК) с модуляцией его параметров [13, 83-90]. Основные вопросы теории и практики построения подобных измерительных схем освещены в работах Каменева Л.В., РойфеВ.С, Подгорного Ю.В. и др. [76, 83-85, 91-97].

Модификации измерительных схем с параметрической модуляцией различаются местом включения модулирующего элемента (в контуре или в генераторе), местом включения компенсационного элемента (в контуре или в генераторе) и видом связи контура с питающим генератором (через активное или реактивное сопротивление).

Общими достоинствами схем с параметрической модуляцией являются возможность автоматизации процесса измерения и достаточно высокая чувствительность даже при низких добротностях ПКК [86, 88, 89J.

Известны четыре основные разновидности преобразователей с параметрической модуляцией: с питанием через реактивные сопротивления [95], с модулирующей индуктивностью, с модулирующим ключом и с модулирующей емкостью [93].

Преобразователь с питанием через реактивные сопротивления, в котором связь измерительного контура с питающим генератором осуществляется поочередно через индуктивное или равное ему по абсолютной величине емкостное сопротивление, сложен в реализации. Чтобы исключить влияние потерь на результат измерения є, необходимо обеспечить равенство модулирующих сопротивлений не только по реактивной составляющей, но и по активной.

Преобразователи с модулирующим ключом (двухполюсник Плакка [91, 98]) и с модулирующей индуктивностью обладают существенным недостатком, а именно, результат измерения є зависит от величины диэлектрических потерь.

Для точных измерений ДП наиболее пригодной из всех схем с параметрической модуляцией является схема с модулирующей емкостью, в которой теоретически исключено влияние потерь на результат измерения є модулируемым ПКК. Это свойство данного преобразователя вытекает из симметрии резонансной характеристики и независимости резонансной емкости от шунтирующей контур проводимости, формулы (1.11) и (1.13). Чувствительность по ДП схемы с модулирующей емкостью такая же, как в схемах, реализующих метод изменения емкости (Хартсхор-на-Уарда), и значительно выше чувствительности обычных схем с настройкой ПКК в резонанс по максимуму напряжения на нем. На Рас. 1.7 представлена принципиальная схема диэлькомстрического преобразователя с модулируемым по емкости ПКК и автоматической настройкой в резонанс. Подобный преобразователь относится к схемам уравновешивающего преобразования, то есть к схемам с отрицательной обратной связью [99], в которых входной величиной является электрическая емкость Сх датчика, заполненного исследуемым веществом, а выходной величиной емкость Си компенсирующего конденсатора, шкала которого проградуирована в значениях измеряемой величины (диэлектрической проницаемости или концентрации). На входе цепи прямого преобразования, роль которой выполняет ПКК, происходит сравнение (компенсация) входного сигнала и выходного сигнала.

В случае отсутствия уравновешивания (неравенства суммарной емкости ПКК резонансному значению Ср), высокочастотное напряжение на нем оказывается модулированным по амплитуде вследствие неравенства коэффициентов передачи при периодической коммутации в ПКК модулятором М емкости См, см. выражение (1.13).

Глубина амплитудной модуляции при небольших отклонениях емкости ПКК от резонансного значения пропорциональна разности изменений измеряемой Сх и компенсирующей Си емкостей.

Первым звеном цепи обратной связи (амплитудным детектором АД) сигнал рассогласования детектируется (выделяется огибающая амплитудно-модулированного напряжения). Далее сигнал рассогласования поступает в блок автоматической подстройки частоты АПЧ. В случае схемы с полной компенсацией блок АПЧ содержит фазочувствительный усилитель (ФУ) и интегрирующее звено, например, реверсивный двигатель (РД). РД изменяет емкость компенсирующего конденсатора до тех пор, пока сумма емкостей в ПКК не будет соответствовать резонансу. При этом сигнал рассогласования на выходе АД становится ниже порога чувствительности.

Высокочастотные универсальные диэлькометрические анализаторы, разработанные Ангарским ОКБА

Рассмотренный метод имеет ограниченное применение в виду своей трудоемкости, необходимости термостатирования ячейки из-за большого температурного коэффициента диэлектрической проницаемости жидкостей и не обеспечивает достаточной точности при измерении коэффициента потерь. Этот метод, как и прочие иммерсионные методы, неприменим для исследования изоляционных материалов в широком диапазоне температур.

Для автоматизированных измерений диэлектрических параметров твердых материалов на высоких частотах целесообразно использование двухэлектродных микрометрических ячеек. При рутинных массовых измерениях нежелательно наносить на образцы дополнительно электроды, так как это снижает производительность измерений, а при исследовании материалов в диапазоне температур может вообще оказаться неприемлемым. По этим причинам неприемлемы и иммерсионные методы, предусматривающие использование двух или трех стандартных жидкостей с известным значением диэлектрической проницаемости. При разработке методики необходимо обеспечить возможность измерений как контактных, так и с зазором. Расчетные формулы должны учитывать а) зазор между электродом и образцом, б) изменение краевой емкости, в) соотношение диаметров образца и электродов ячейки при условии, что диаметр образца не превосходит диаметра электродов, г) остаточную неплоскостность электродов ячейки.

Методика измерений должна сочетать достоинства стандартных методов сохранения емкости и сохранения расстояния и исключать их недостатки. Должно быть проанализировано влияние несовершенства формы образца (неплоскостность - шероховатость и клиновидность) на точность измерений и определены условия минимизации этого влияния.

Ангарским ОКБЛ разработан ряд выпускавшихся серийно высокочастотных резонансных лабораторных и промышленных диэлькометрических анализаторов [113]. Среди приборов, предназначенных для лабораторных исследований, в хронологической последовательности, соответствующей их созданию, следует назвать «Диполь», «Тангенс», «Тангснс-2», «Тангенс-2М», Ш2-3 и Ш2-5.

Диэлькометр «Диполь» реализует генераторный компенсационный метод обратного замещения [114]. Настройка измерительного генератора на частоту опорного осуществлялась оператором по фигурам Лиссажу. Частота измерения 1 МГц. Прибор предназначен для исследования жидкостей, в частности для структурных исследований (измерения дипольных моментов вторым методом Дсбая). Канал измерения проводимости в приборе «Диполь» отсутствовал.

Прецизионный диэлькометр жидкостей ТАНГЕНС предназначен для измерений в диапазоне частот 0,1 - 10 МГц и реализует два метода: генераторный и контурный [40, 115]. Первый из них используется при измерении дипольных моментов и эталонировании жидкостей по диэлектрической проницаемости, а второй - метод вариации емкости в пассивном колебательном контуре (Хартсхорна-Уарда) обеспечивает измерение, как диэлектрической проницаемости, так и тангенса угла диэлектрических потерь в диапазоне от 0,5-Ю"4 до 1. В обоих выше названных диэлькометрах в качестве измерительного конденсатора, компенсирующего изменение емкости ячейки, использовался магазин емкостей, состоящий из конденсатора переменной емкости с оптическим отсчетным устройством и двух калиброванных конденсаторов постоянной емкости. Диапазон изменения емкости измерительного конденсатора составлял 50 пФ, а его шкала (180) разбита на двадцать тысяч делений.

Исследования и эксплуатация диэлькометра ТАНГЕНС показали, что метод вариации емкости по чувствительности при измерении диэлектрической проницаемости не уступает приборам, реализующим генераторный метод, и теоретически не имеет ограничений по проводимости, эквивалентной потерям в исследуемом веществе. По результатам исследований был разработан прецизионный диэлькометр ТАНГЕНС 2 с автоматическим уравновешиванием на основе ПКК и модуляции частоты возбуждающего генератора [116-118]. В измерительном конденсаторе оптическое отсчетнос устройство было заменено на механическое. Недостатки измерительных конденсаторов, как с оптическим, так и механическим отсчетными устройствами очевидны. Конструкция конденсатора должна обеспечивать воспроизводимость емкости при угловом перемещении ротора в соответствии со шкалой не хуже ± 0,0025 пФ. Такую же воспроизводимость должны обеспечивать и переключатели, коммутирующие в контур калиброванные конденсаторы постоянной емкости. В виду нелинейности изменения емкости от угла поворота необходимо выполнять калибровку шкалы конденсатора равноемкостными шагами, чтобы построить таблицы соответствия емкости и шкалы конденсатора [115]. Таким образом, подобные отсчетные устройства обуславливают трудоемкость и нетехнологичность, как изготовления, так и эксплуатации прибора. Проблематично сопряжение подобных отсчетных устройств со средствами вычислительной техники. Применение для этой цели известных поворотных абсолютных шифраторов не обеспечивает требуемой точности [119] и не исключает пошаговой калибровки.

В модернизированном диэлькометре ТАНГЕНС-2М механическое отсчетное устройство заменено на электронное [76, 84, 120]. Принципиальная схема измерительного преобразователя прецизионного диэлькометра ТАНГЕНС-2М показана на Рис. 1.8. Реализуется метод прямого замещения в ПКК емкости ячейки емкостью измерительного конденсатора. Аналогичные в своей основе схемы измерительных преобразователей используются и в диэлькометре проводящих веществ Ш2-3 [85, 88, 121] и в универсальном диэлькометре со встроенной микроЭВМ Ш2-5 [122].

Через емкостное сопротивление связи ZCB высокочастотное напряжение задающего генератора ЗГ, модулированное по частоте, подастся на измерительный контур. Переключатели К1 и К2 работают синхронно. При показанном на рисунке положении контактов переключателей в ПКК включена ячейка СЯ) а измерительный конденсатор включен в контур отсчетного LC-генератора ОГ. ПКК автоматически вспомогательным конденсатором «подстройка» Св настраивается в резонанс со среднегеометрической частотой ЗГ до отсутствия амплитудной модуляции высокочастотного напряжения на контуре. В очередном такте измерения в ПКК вместо ячейки подключается измерительный конденсатор, которым и осуществляется настройка в резонанс ПКК. В результате емкость измерительного конденсатора устанавливается равной емкости ячейки.

Учет влияния остаточных (паразитных) параметров ПККна статическую характеристику анализатора по проводимости

Определены универсальные соотношения, позволяющие рассчитывать основные параметры измерительного преобразователя исходя из заданных частоты измерения, максимальной проводимости исследуемого объекта и допустимой погрешности (чувствительности) уравновешивания ПКК по емкости.

В статической характеристике ДА по проводимости (формула (2.57)) учтена зависимость калибровочных коэффициентов (эквивалентной проводимости gK и глубины модуляции я) от паразитных параметров и изменения емкости ячейки, что позволило практически исключить основной источник мультипликативной составляющей погрешности.

В связи с этим калибровка анализатора по проводимости должна предусматривать определение параметров gK и N при нескольких (не менее четырех) значениях

емкости имитатора, равномерно распределенных в диапазоне измерения. По результатам измерения методом наименьших квадратов определяются коэффициенты полиномов второго порядка, аппроксимирующих калибровочные постоянные.

Экспериментально определенные значения коэффициентов р! и р2 учитывающих зависимость эквивалентной проводимости ПКК от емкости ячейки, могут быть использованы для оценки на соответствующей частоте измерения паразитных сопротивлений гя и гв.

С целью минимизации аддитивной погрешности напряжение UQ как функция измеренного значения изменения емкости ячейки должно определяться по результатам измерения напряжения УИ на ПКК при подключенном измерительном конденсаторе с последующей аппроксимацией, учитывающей асимметрию коммутируемых ветвей.

Разработаны методика калибровки и программа (в пакете MathCAD) расчета калибровочных коэффициентов и проверки результатов калибровки (Приложение В).

В статической характеристики ДА по емкости учтено, во-первых, влияние асимметрии коммутируемых ветвей ячейки и замещающего в ПКК её емкость измерительного конденсатора, и, во-вторых, совместное влияние паразитного импеданса цепи, подключающей ячейку к ПКК, и эквивалентной проводимости ячейки с образцом.

Диэлькометрические анализаторы с модулируемым ПКК относятся к схемам уравновешивающего преобразования [99], в которых входной величиной является электрическая емкость датчика Ср, заполненного исследуемым веществом, а выходной величиной является емкость компенсирующего конденсатора Си, шкала которого проградуирована в значениях измеряемой величины (диэлектрической проницаемости).

В измерительном LC-контуре происходит сравнение (компенсация) входного сигнала и выходного сигнала цепи обратного преобразования. В случае отсутствия уравновешивания на выходе получается амплитудно-модулированное напряжение. Глубина модуляции при небольших отклонениях пропорциональна разности, измеряемой Ср и компенсирующей Сн емкостей. Далее сигнал рассогласования детектируется (выделяется огибающая) амплитудным детектором АД, усиливается фазочув-ствительным усилителем ФУ, и реверсивный двигатель РД вращает компенсирующий конденсатор Си до тех пор, пока сумма емкостей в LC-контуре не будет соответствовать резонансу. При этом сигнал рассогласования на выходе детектора становится ниже порога чувствительности усилителя и интегрирующего звена (двигателя РД).

Ввиду наличия интегрирующего звена подобные приборы (диэлькометры) относятся к средствам измерений с полной компенсацией [99].

Аддитивная погрешность в средствах измерений с полной компенсацией практически обуславливается порогом чувствительности звеньев, расположенных до интегрирующего звена, и порогом чувствительности самого интегрирующего звена. Под порогом чувствительности звена понимается то наименьшее изменение входного сигнала, которое способно вызвать появление сигнала на выходе звена.

Как известно [І30], качество работы уравновешивающих приборов зависит от уровня паразитных сигналов, поступающих на вход фазочувствительного усилителя (нуль-органа) вместе с полезным сигналом (с низкочастотной огибающей амплитуд-но-модулированного напряжения на ВЧ контуре). В тех случаях, когда паразитный сигнал совпадает но частоте с полезным, он может вызвать дополнительный сдвиг ігуля и, следовательно, увеличить погрешность. Кроме того, при большом уровне паразитного сигнала независимо от его частоты усилитель работает в нелинейной области. Последнее обстоятельство приводит к увеличению зоны нечувствительности, и, следовательно, к увеличению погрешности. Автором [130] делается спорное утверждение, при большом уровне паразитного сигнала на входе ФУ зона нечувствительности практически не уменьшается с ростом коэффициента усиления, так как одновременно сужается область линейности.

Ниже приводится анализ влияния паразитных сигналов первой и второй гармоник по отношению к полезному сигналу на эффективный коэффициент усиления /ГЭфф усилителем полезного сигнала [131]. Аппроксимируем амплитудную характеристику усилителя, как показано на Рис. 3.1, где за максимальное входное напряжение UmBX, соответствующее линейной области ФУ, условно принято Um ВЬ1Х /KQ , где KQ -коэффициент усиления усилителя в линейной области. Аппроксимация амплитудной характеристики ФУ. Рассмотрим первый случай - на входе усилителя вместе с полезным сигналом присутствует паразитный синусоидальный сигнал «„(f), частота которого в два раза превышает частоту щ полезного, а мгновенные значения суммарного сигнала на входе усилителя могут превышать значение UmBK. В соответствии с Рис. 3.2 сигнал на выходе усилителя иВЬ1Х(0 описывается следующей разрывной функцией времени

Спектральный анализ сигнала помехи, обусловленной переходными процессами в ПКК

Кроме этого БКС содержит генератор тактовых импульсов ГТИ, делитель частоты ДЧ, четырехразрядный двоичный счетчик, образованный четырьмя последовательно включенными Г-триггерами. Входы установки в ноль триггеров четырехразрядного счетчика и делителя частоты ДЧ связаны с дополнительным выходом модулятора, на котором в моменты смены фазы модулирующего напряжения (перехода синусоидального напряжения через ноль) формируются синхронизирующие импульсы. Входы установка S и сброс R RS-триггера соединены соответственно с инверсным и прямым выходами последнего Г-триггера. На Рис. 3.18 показаны временные диаграммы, поясняющие работу блока коррекции сигнала рассогласования, на выходах: а - блока синхронизации, Ъ - делителя частоты, с, d, e,f- четырехразрядного двоичного счетчика, g - статического синхронного RS - триггера, h - амплитудного детектора и к аналогового коммутатора.

Через аналоговый коммутатор АК в каждом полупериоде проходит только часть сигнала расстройки. Вырезаются участки, прилегающие к переднему и заднему фронтам каждого полупериода. Осуществляется это подачей на управляющий вход АК управляющих импульсов с выхода Й-трштсра. Формируются управляющие импульсы следующим образом. В момент смены фазы модулирующего напряжения на дополнительном выходе модулятора формируются короткие синхронизирующие импульсы, устанавливающие делитель частоты ДЧ и четырехразрядный двоичный счетчик в нулевое состояние.

После поступления с выхода генератора (ГТИ) N тактовых импульсов на вход делителя частоты на его выходе появляется первый импульс, устанавливающий RS-триггер в единичное состояние, так как на его входе УСТАНОВКА в это время присутствует напряжение высокого уровня. Высокий уровень напряжения с выхода RS-триггера открывает аналоговый коммутатор, разрешая прохождение сигнала разбаланса (рассогласования) до тех нор, пока на четырехразрядный двоичный счетчик не поступит восемь импульсов с выхода делителя частоты. При поступлении восьмого импульса на выходе старшего разряда счетчика и на входе СБРОС ЯЗ-триггера установится уровень "1". Девятым импульсом, приходящим на тактовый вход с выхода делителя частоты, / -триггер устанавливается в нулевое состояние, запрещая прохождение через АК части сигнала разбаланса, прилегающей к заднему фронту, рассматриваемого, например, положительного полупериода.

При очередной смене полярности модулирующего напряжения блок синхронизации снова устанавливает делитель и счетчик в нулевое состояние и цикл работы схемы управления аналоговым коммутатором повторяется. Очевидно, если частота генератора тактовых импульсов (/ТЛІ) будет удовлетворять соотношению: где Гм - период колебаний модулятора, то из сигнала разбаланса в каждом полупериоде будут вырезаться одинаковые по длительности участки, прилегающие к переднему и заднему фронтам и равные:

Изменение длительности вырезаемых участков в процессе работы прибора, обусловленное набеганием фазового сдвига между частотами fTMi ufu из-за неточного выполнения соотношения (3.69), не превышает времени равного периоду следования тактовых импульсов Длительность вырезаемого участка, прилегающего к переднему фронту, должна превышать время переходного процесса, возникающего в контуре при модуляции его параметров. А длительность вырезаемого участка, прилегающего к заднему фронту, желательно сохранять равной длительности переднего участка, так как при этом не происходит фазового сдвига первой гармоники сигнала разбаланса относительно модулирующего сигнала и уменьшается содержание высших гармоник. Названные факторы позволяют повысить чувствительность системы автоподстройки.

Если, например, использовать в системе авто под стройки частоты ГЖК реверсивный двигатель РД-09, питаемый напряжением частотой 50 Гц, генератор тактовых импульсов частотой fTMw = 10 кГц и в качестве делителя частоты одноразрядный десятичный счетчик (Л/=10), то длительность вырезаемых участков будет находиться в пределах от 0,9 до 1,0 мс (переднего) и от 1,0 до 1,1 мс (заднего). При необходимости степень поддержания равенства и точности вырезаемых участков может быть повышена путем увеличения в одинаковое число раз частоты тактового генератора и коэффициента передачи N делителя ДЧ.

Необходимо отметить, что даже при отсутствии переходных искажений вырезание десятипроцентных участков из сигнала разбаланса улучшает его спектральный состав. Анализ спектрального состава сигнала разбаланса, неискаженного переходными процессами, на входе и на выходе аналогового коммутатора АК, показывает, что амплитуда первой гармоники уменьшается всего па 5 %, а коэффициент высших гармоник уменьшается с 0,45 до 0,26.

Во всех случаях, встречающихся на практике, длительность вырезаемых участков существенно превосходит длительность переходного процесса в измерительном контуре.

При необходимости длительность вырезаемых участков может быть легко увеличена, но при этом необходимо иметь ввиду, что это приведет к уменьшению амплитуды первой гармоники и возрастанию коэффициента гармоник. Так, например, при вырезании в два раза больших по длительности участков амплитуда первой гармоники составляет 0,809 от первоначальной при коэффициенте гармоник 0,235. При вырезании тридцатипроцентных участков амплитуда первой гармоники составляет менее 0,6 от первоначальной, а относительное содержание высших гармоник превосходит 60 %.

Таким образом, введение в диэлькометрический анализатор блока коррекции сигнала рассогласования позволяет повысить точность измерения за счет исключения из сигнала рассогласования пиков переходных процессов, перегружающих фазочув-ствительный усилитель, и за счет улучшения его спектрального состава.