Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Анализ современного состояния проектирования многодискретных фазовращателей 10
1.1. Общие сведения 10
1.2. Дискретные ФВ 12
1.3. Плавные фазовращатели 42
1.3.Комбинированные МДФ 48
1.5.3адачи диссертационной работы 52
ГЛАВА 2. Базовые элементы много дискретных фазовращателей 53
2.1. Переходы с однородными шлейфами 53
2.2. Сдвоенные шлейфовые переходы 59
2.3. Общая матрица рассеяния переходов 68
2.4. Переходы с неоднородными шлейфами 69
ГЛАВА 3. Моделирование широкополосного дискретного фазовращателя 74
3.1. Основные принципы построения САПР ФВ 74
3.2. Структура САПР ФВ 75
3.3. Общий алгоритм расчета ФВ с дискретом 180 78
3.4. Общее уравнение 81
3.5. Широкополосные высокоточные дискретные фазовращатели 86
3.6. Моделирование широкополосного дискретного фазовращателя на базе однополосного модулятора 90
3.7. Расширение полосы рабочих частот ФВ с частотно-независимым фазовым сдвигом 180 96
ГЛАВА 4. Экспериментальная часть 105
4.1. Практическая реализация результатов 105
4.2. Постановка эксперимента 108
4.3. Логические принципы проектирования 116
Выводы
Заключение 124
Литература 127
Введение к работе
Широкое продвижение полупроводниковой электроники в СВЧ диапазон началось в 60-е годы после появления новых приборов СВЧ полупроводниковых диодов и транзисторов, различных по принципу действия и назначению [1]. Дальнейшие разработки и исследования в области СВЧ открыли достаточные перспективы, а именно - улучшение характеристик электронной аппаратуры, разработка СВЧ аппаратуры с принципиально новыми функциональными возможностями, повышение экономичности и надежности, улучшение массогабаритных характеристик.
Значительные практические достижения появились в последние годы в связи с интенсивным развитием одного из направлений СВЧ техники -полупроводниковых управляющих устройств (УУ) СВЧ устройств.
Самыми массовыми из УУ, которым было уделено большое внимание, являются фазовращатели [1, 2, 3, 6, 8]. УУ - дискретные фазовращатели (ФВ) находят основное применение в фазированных антенных решетках (ФЛР), что определяет совокупность предъявляемых к ним требований. Для ФВ основными параметрами являются: чисто различных фазовых состояний, фазовый сдвиг, его стабильность, рабочая полоса частот, потери, число управляющих элементов, мощность, потребляемая по цепям управления и др.
Совершенствование различных систем радиотехники и разработка новых поколений систем радиотехники и разработка новых поколений систем обработки информации определяют необходимость создания новых ФВ с улучшенными характеристиками.
На сегодняшний день можно выделить два подхода к проектированию СВЧ устройств. Первый подход основан на плоскостных (планарных) интегральных схемах [2,3, 4]. Второй подход основан па использовании комбинаций симметричная и несимметричная щелевые (СЩЛ, НЩЛ), несимметричная полосковая (НПЛ), компланарная (КЛ) и
другие ЛП в одном базовом элементе (БЭ) или функциональном узле, т.е. использование трехмерной топологии - переход к объемным интегральным схемам (ОИС) СВЧ [8, 11, 12, 13].
Второй подход позволяет существенно увеличить число схемных решений устройств и вариантов их конструктивного воплощения. Использование этого подхода позволяет разработать широкополосные и малогабаритные ЦЦ и их базовые элементы [12, 19, 20, 22, 23, 24].
Идеологическую основу реализации ОИС составляет принцип конструкционного соответствия, согласно которому, ОИС есть такой подход к построению СВЧ и КВЧ модуля системы сверхбыстрой обработки информации, когда в модуль могут быть (логически, конструктивно, технологически) включены БЭ не только созданные специально для ОИС, но и традиционно используемые в плоскостных ИС, устройствах квазиоптики и т.п. Таким образом, существенным отличием и преимуществом ОИС перед другими конструкциями СВЧ модулей ССОИ является возможность использовать практически весь известный арсенал элементной базы и функциональные устройства.
Принцип конструкционного соответствия по смыслу ближе к известному физическому принципу соответствия, согласно которому любая новая физическая теория должна включать в себя предыдущие теории и результаты в виде неких частных случаев.
Другим фундаментальным принципом ОИС является принцип оптимальности БЭ. В силу того, что разработано достаточно большое количество линий передач, становится очевидным, что необходим некий общий подход к конструированию ССОИ. Это необходимо, чтобы оптимально использовать в ней преимущества БЭ, выполненных на различных ЛП.
В первой главе рассматривается классификация ФВ, а также рассматриваются основные требования к ним. Фазовращатели СВЧ, но
7 характеру изменения фазы делятся на плавные, дискретные и комбинированные.
Оптимальные фазовращатели могут быть разработаны, используя принципы построения ОИС СВЧ. Для нахождения параметров оптимальных ФВ, реализованных на базе НГТЛ, необходимо решить систему как минимум из трех уравнений.
При построении плавных ФВ с фазовым сдвигом более 360 необходимо подключить к ОС два и более резонансных контуров. При этом уровень ПАМ возрастает.
Во второй главе рассмотрены базовые элементы дискретных фазовращателей. Рассмотрен подход, который можно использовать при реализации ФВ, в котором осуществляется сдвиг фазы. Это позволит уменьшить габаритные размеры ФУ СВЧ. Так же в главе говорится о том, что основные функции можно реализовать с помощью четвертьволновых, короткозамкнутых (однородных и неоднородных) шлейфов.
В третьей главе использован алгоритм нахождения MP четырехполюсников, который позволяет найти MP всего ФВ. Рассмотрен общий алгоритм анализа, который может быть использован для расчета и оптимизации ФВ с любым вариантом реализации коммутатора. Рассмотренный алгоритм может составить основу САПР ФВ. Рассмотрены окончательные выражения амплитуд спектральных составляющих, нормированных относительно амплитуды входного сигнала. Экспериментально проверен предложенный подход построения МДФ на базе ОМ, построенного по фазокомпенсационному способу.
В главе четыре представлен эксперимент, результат которого показал, что для всех четырех исследуемых модуляторов глубина паразитной модуляции составляет m = (5...11)дБ, а по техническому условию допускается до 13 дБ.
Получены точные выражения амплитуд спектральных составляющих фазоманипулированного сигнала.
Рассмотрены вопросы практической реализации широкополосных дискретных фазовращателей на различных линиях передачи и их комбинации. Максимальная полоса рабочих частот дискретных фазовращателей на несимметричной полосковой, симметричной и несимметричной щелевых линиях достигаются при использовании круговых шлейфов.
Рассмотрены принципы построения дискретных фазовращателей. Даются практические рекомендации по конструированию дискретных фазовращателей.
С помощью пакета прикладных программ MathCAD проведен расчет и анализ переходов между разнотипными линиями передачи и управляющих устройств.
В данной работе разработаны основы проектирования широкополосных дискретных фазовращателей СВЧ и их базовых элементов с улучшенными характеристиками в широкой полосе частот на основе различных комбинаций линий передач.
В защиту вносятся следующие основные положения:
принципы реализации многодискретных фазовращателей (МДФ) и их базовых элементов на оптимальной линии передачи;
общий алгоритм расчета и анализа (МДФ);
принципы построения (МДФ) с улучшенными характеристиками с применением трехмерной топологии;
результаты разработок (МДФ);
9 5. изготовление макетов, образцов (МДФ) и их базовых элементов и внедрение результатов работы в различные устройства радиоэлектронной аппаратуры.
Диссертационная работа посвящена решению этих задач, и состоит из четырех глав.
Дискретные ФВ
Основным требованием, предъявляемым к многодискретным фазовращателям является обеспечение изменения фазы с дискретом Дф в интервале значений от 0 до 2к. Дискрет Ау определяется исходя из требований к характеристикам устройства, в котором разместится многодискретный фазовращатель. В основном МДФ содержит Пі разрядов, каждый из которых может находиться в одном из двух фазовых состояний. В первом состоянии фазовая задержка отсутствует, т.е. вносимая задержка может быть принята за нулевую. Второе состояние характерно вносимой задержкой фазы Дфі, где I — номер разряда. В этом случае минимальное число разрядов П] обеспечивается выбором следующих значений А(р,;где т — целое число.Для реализации разрядов МДФ используются дискретные фазовращатели, реализующие фазовый сдвиг 180, 90,и меньше 45. Выбор дискретного фазовращателя осуществляется исходя из требований минимальных вносимых потерь и разрядов с большими дискретами фазы.
Принципы действия ФВ детого типа основывается на переключении двух отрезков ЛП (или каналов на комбинации ЛП) с одинаковой электрической длиной. Низкий уровень ПАМ обеспечивается электрической симметрией структуры ФВ.
К настоящему времени более подробно изучены структуры ФВ, построенных на комбинации только двух ЛП: НПЛ и СЩЛ.
Структурная схема такого ФВ представляется в виде СДП и ПДП, выходные плечи которых соединены между собой (рис. 1.2), при этом возможны два варианта стыковки выходных плеч ДП: ЛП выходных плеч СДП и ПДП совпадают и не совпадают. В последнем случае для согласовывания в токах стыковки разностных ЛП необходимо обеспечить совпадение структур полей. По типу ЛП входных плеч СДП и ПДП делятся на четыре типа: НПЛ-СЩЛ; НПЛ-КЛ; КЛ-СЩЛ; КЛ-КЛ. В КЛ входного плеча СДП распространяется четная волна, а в КЛ входного плеча ПДП - нечетная волна [12].
Такие ФВ являются БЭ многоразрядных ФВ ФАР, однополосных модуляторов приемника, фазовых модуляторов передатчика и других сложных УУ диапазонов СВЧ и КВЧ.
НарисЛ.З приведена топология ФВ с фазовым сдвигом 180. Топологии могут быть реализованы с использованием Т-соединений на НПЛ, СЩЛ, НЩЛ и КЛ [8,56, 57].
Длина периметра кольца структуры равна А/2. Диоды включены параллельно в ЛП.Выравнивание потенциалов между центральным проводником МПЛ и крайним слоем металла СЩЛ, КЛ с четной волной, а также между центральным проводником КЛ с нечетной волной и крайним слоем металла НЩЛ можно осуществить разомкнутым А/4 шлейфом на НПЛ и непосредственно гальваническим соединением через отверстие в подложке. Потенциалы между крайними слоями металла КЛ с четной волной, между центральным проводником КЛ с четной волной и крайним слоем СЩЛ, НЩЛ выравниваются навесной перемычкой. Непосредственное гальваническое соединение центральных проводников НПЛ и КЛ через отверстия в подложке позволяет возбуждать в последней четную волну. Для создания полной связи входного плеча, выполненного на СЩЛ и КЛ с нечетной волной, в ПДП с выходными плечами на КЛ с четной волной за областью пересечения последней ЛП с первым необходимо короткозамкнутый А/4-шлейф на СЩЛ. Такие разомкнутый и короткозамкнутый А/4-шлейфы в виде прямого отрезка однородной ЛП практически невозможно сделать из-за малых размеров кольца, функции А/4-шлсйфов могут выполнить крестообразные шлейфы. Если волновые сопротивления отрезков ЛП плеч крестообразного шлейфа и ЛП входного плеча переключателя равны, то электрическая длина плеч креста равна 30. Значит, длина крестообразного шлейфа в 1,5 раза меньше длины однородного А/4-шлейфа. При этом входные сопротивления обоих шлейфов на центральной частоте равны, а полоса рабочих частот с полной связью между входным и выходным плечами ДП расширяется. При достаточно большом числе плеч крестообразный шлейф превращается в круговой. Для выполне ния разомкнутого и короткозамкнутого шлейфов в виде прямого Л/4-отрезка однородной ЛП необходимо сжать кольцо или увеличить его периметр, например, до 3 Л/2, в последнем случае дополнительно требуется включить диоды в ЛП кольца на основе принципов построения СДП и ПДП.
Приведенные приемы построения и примеры топологии ФВ позволяют создавать новые конструкции, исходя из конкретных задач разработчика БЭ для ОИС.
Идеальными элементами, образующими структуру ФВ являются ЛП без потерь, в которых отсутствует дисперсия, проводимости диодов «бесконечно» велики в режиме прямого смещения (короткое замыкание) и равны нулю в режиме нулевого или обратного смещения, трансформация типов волн при переходе с одного типа ЛП на другой осуществляется без потерь. Предельные частотные характеристики ФВ типа КЛ-СЩЛ при равенстве волновых сопротивлений всех отрезков ЛП имеет вид:
Прямые потериКоэффициент стоячей волны по напряжениюУровень ПАМмодификаций НПЛ, СЩЛ, ИЩЛ и КЛ.
Сдвоенные шлейфовые переходы
Сдвоенный переход можно построить параллельно-последовательно, соединив два двухшлейфовых перехода (рис. 2.5) 1 и 2. При этом последовательный и параллельный шлейфы 1 перехода должны быть соответственно разомкнутым и короткозамкнутым, а 2 перехода - наоборот (рис. 2.5, б, в) [69, 70]. Разрыв шлейфов СЩЛ и НЩЛ достигается с помощью выемки в виде круга с удаленным слоем металла.
Полоса рабочих частот сдвоенного перехода с однородными У4 шлейфами расположена между частотами, при которых электрические длины шлейфов равны 45 и 135. Эти переходы обладают свойствами, т.е. не пропускают сигналы с частотами, при которых электрические длины шлейфов равны 45 + m - 90.
Полоса рабочих частот расширяется при увеличении и уменьшении волновых сопротивлений соответственно короткозамкнутых и разомкнутых шлейфов. Например, при Zp\ = 35 Ом, Zp2 = 45 Ом, ZK] = 100 Ом, ZK2 " 95 Ом полоса составляет около 125%. Исследования частотных свойств перехода показали, что с уменьшением геометрической длины шлейфов полоса расширяется (рис. 2.6). Расчет проводился с учетом торцевых нагрузок-шлейфов и дисперсии СЩЛ и НПЛ [8, 11, 12]. Максимальная полоса рабочих частот сдвоенного перехода достигается при геометрической длине короткозамкнутого шлейфа НПЛ равной нулю. Фактически длина этого шлейфа равна толщине подложки, т.е. длине перемычки.
Геометрическая длина разомкнутого шлейфа НПЛ определяется из равенства электрических длин шлейфов \к2 d, lpi = d (еэф кі/ Є?Ф pi)"2 а длина
Шлейфов СЩЛ 1к1 = lpi = d (Є,ф pi/ Єзф ккР2 )Ш, где Є,ф к2, pi (&,$ к і Рг) эффективная диэлектрическая проницаемость короткозамкнутого и разомкнутого шлейфов НПЛ (СЩЛ) соответственно.
Верхняя граничная частота полосы в гигагерцах определяется по формулегде &,ф о - эффективная диэлектрическая проницаемость входной НПЛ.С уменьшением толщины подложки полоса рабочих частот перехода в соответствии с (2.8) расширяется. Нижняя граничная частота полосы определяется в основном частотными свойствами разомкнутого конца СЩЛ (НЩЛ), нагруженного на круг.
При анализе эквивалентности схемы перехода (рис. 2.5, а), можно сделать вывод, что при У2 = сс или Z2 = о сдвоенный переход превращается в трехшлейфовый, конструкции которого показаны на рис. 2.7. Расположение БЭ. в трехмерном пространстве СВЧ модуля в системах сверхбыстрой обработки информации (ССОИ) предполагает разработку многослойных переходов.
На основе рассмотренных выше конструкций сдвоенных переходов (рис. 2.5, б, в) можно строить трехслойные переходы, примеры которых приведены на рис. 2.8.
Эквивалентная схема таких переходов симметрична относительно вертикальной оси, а левая половина этой схемы совпадает с приведенной на рис. 2.5, а. Элементы MP трехслойного перехода имеют вид:определяемые по схеме на рис. 2.5, a; I, j = 1.2. Переходы между однотипными и разнотипными ЛП, являющиеся базовыми элементами ОИС СВЧ, связывают различные типы ЛП не только вплоскости одного слоя ОИС, но и в межслойном перпендикулярном направлении.
В разных САПР задача анализа и синтеза переходов при моделировании БЭ, особенно между разнотипными ЛП, является сложной задачей. Это происходит потому, что нет общего подхода к построению эффективной математической модели переходов в ОИС. Наиболее распространен обобщенный метод Олинера [8.11].
Любой переход, соединяющий разнотипные ЛП с разной структурой полей, является прежде всего преобразователем рабочей волны одной ЛП в рабочую волну другой ЛП, обеспечивающим максимально возможный коэффициент передачи в определенной полосе частот. Так как любая ЛП представляет собой два токонесущих проводника с разнополярными потенциалами, то работа перехода основана на выравнивании электрических потенциалов на два парных токонесущих проводника соединяемых ЛП. Таким образом переход выполняет три функции. Первая - короткое замыкание токонесущих проводников с однополярными потенциалами. Это можно обеспечить с помощью четвертьволновых разомкнутых (однородных и неоднородных) шлейфов и гальванических контактов. Вторая функция- трансформация (преобразование) типов волн. Третья функция- разрыв разнополярных токонесущих проводников.
По элементам, выполняющим первую и третью функции в областиперехода, можно классифицировать переходы по типам: с однороднымишлейфами, с гальваническим контактом и комбинированные (сочетание"t шлейфов и гальванических контактов).
Круговые шлейфы. Исследование шлейфовых переходов показывает, что полоса их рабочих частот расширяется при увеличении и уменьшении волновых сопротивлений соответственно короткозамкнутых и разомкнутых шлейфов. При этом полоса максимальна, если шлейфы имеют форму круга. Круговой шлейф в СЩЛ, НЩЛ обеспечивает разрыв токонесущих проводников, а НПЛ - короткое замыкание.
Исследованы частотные свойства кругового шлейфа, рассмотрев однородную ЛП с неоднородностью, приведенной на рис.2.9. Эта структура является симметричной относительно вертикальной оси и для определения ее свойств достаточно рассмотреть, например, левую половину. Разобьем ее па т областей и представим в виде каскадно соединенных однородных отрезков ЛП одинаковой длины г/т (г - радиус круга) и различной ширины. Закон изменения ширины областей можно записать в видегде [ Sj= S22 Sn- S2i St2; Sir элементы матрицы рассеяния сдвоенного перехода, определяемые по схеме на рис.2.5,а; І, j= 1,2.
Симметричные скачки ширины щели или проводника ЛП одинаковой длины г/т, ширина которых изменяется в соответствии с (2.10). Эти вопросы достаточно подробно исследованы с использованием модифицированного метода Олинера [8,11 ].
Структура САПР ФВ
Фонд прикладного программного обеспечения включает 21 програм му расчета и анализа широкого класса УУ и переходов между разнотипными ЛГЇ. Данные программы являются специализированными, т.е. с помощью одной проектируется одно устройство. В таких программах упрощается ввод исходных данных, и соединение БЭ отражены внутри самой программы. Все программы имеют управляющие команды смены исходных данных в диалоговом режиме работы, что позволяет проводить параметрический синтез с целью расширения полосы рабочих частот или улучшения основных электрических характеристик в заданной полосе частот в режиме "пользователь - ЭВМ". Три подпрограммы (cascad, tjunct, casctt) являются универсальными и образуют фонд математического обеспечения. В прикладной программе формируется сущность рассматриваемых задач в математических терминах, а методы их решения сосредоточены в универсальных подпрограммах.
Анализ структур, рассмотренных в главе 1, показал, что с учетом всех возможных вариантов реализации ФВ общая структурная схема может быть представлена в виде рис.3.2. Параллельно-последовательное соединение четырехполюсников 1 и 2 обозначают коммутатор, осуществляющий. смену направления возбуждения выходной ЛП. Перекрещивание выходных полюсов четырехполюсника 2 отображает частотно-независимый фазовый сдвиг 180. Четырехполюсники 3 и 4 отображают входные и выходные согласующие цепи коммутатора соответственно.
Разбиваем схему коммутатора на две подсхемы: первая представляет собою параллельный тройник, первый из выходов которого нагружен на четырехполюсник 1, а вторая - последовательный тройник, второй из выходов которого нагружен на четырехполюсник 2. Используя общие алгоритмы, можно написать MP первой и второй подсхем в следующем виде:
Используя алгоритм нахождения MP каскадно- включенных четырехполюсников 3, 4 и коммутатора находим MP всего ФВ. Рассмотренный общий алгоритм анализа достаточно прост и универсален, поэтому может быть использован для расчета и оптимизации ФВ с любым вариантом реализации коммутатора. Рассмотренный алгоритм может составить основу САПР ФВ.
Из-за конечной величины развязки четырехполюсника 1 или 2 (рис.3.2) в режиме запирания напряжение на выходе коммутатора складывается из двух составляющих: напряжения волны, прошедшей через четырехпо И напряжения волны, прошедшей через четырехполюсник 2 или 1 в режиме запирания
Здесь j/„ модуль напряжения на входе ФВ; фаза считается равной 0;индексы «+» и «-» означают режимы пропускания и запирания четырехполюсников 1, 2 соответственно. Общее уравнение имеет вид:
Максимальные фазовые и амплитудные ошибки можно определить, исследуя четырехполюсники 1 или 2 коммутаторы в режиме пропускания.
Распишем S 2 как функцию от параметров ЛП, диодов и т.п.: max J Основными требованиями, предъявляемыми к фазовращателям, являются: постоянный фазовый сдвиг, равенство прямых потерь во всех фазовых состояниях фазовращателя и коэффициентов отражения в полосе частот и так далее. На сегодняшний день можно выделить два подхода к проектированию СВЧ устройств. Первый подход основан на плоскостных (планарных) интегральных схемах. Второй подход основан на использовании комбинации различных полосково- щелевых линий передачи (симметричная и несимметричная щелевые, несимметричная полосковая, компланарная и другие линии передачи в одном базовом элементе или функциональном узле, т.е. использование трехмерной топологии- переход к объемным интегральным схемам СВЧ.
Второй подход позволяет существенно увеличить число схемных решений устройств и вариантов их конструктивного воплощения. Использование этого подхода позволяет разработать широкополосные и малогабаритные управляющие устройства СВЧ и их базовые элементы.
Одним из основных параметров, характеризующих МДФ, являются максимальный фазовый сдвиг и минимальный дискрет. На практике максимальный фазовый сдвиг равен 360 град., а дискрет вносимого фазового сдвига около 1 град.
В [12,31,35] рассмотрен один подход при построении МДФ: формирование требуемых фазовых сдвигов непосредственно на несущей частоте. Недостатком этого подхода является трудность обеспечения в широкой полосе (более 100%) фазовые сдвиги до 360 град, с дискретом около 1 град.
Нами в работе предлагается следующий подход построения МДФ: формирование требуемых фазовых сдвигов на одном низкочастотном сигнале с последующим преобразованием в рабочий диапазон частот.
При этом подходе частота сигнала, на котором осуществляется формирование фазовых сигналов, необходимо выбрать относительно низкой и удобной для реализации устройств, формирующих фазовые сдвиги. Это позволит выполнить более просто предъявляемые к ним требования по точностным характеристикам.
Предлагаем реализовать предложенный подход при построении МДФ на базе однополосного модулятора (ОМ) (рис.3.6).
Основным требованием к ОМ является подавление несущей частоты и одной из боковых гармоник до определенного значения, которая не будет влиять на фазовые сдвиги оставшейся боковой гармоники.
Нами экспериментально проверен предложенный подход построения МДФ на базе ОМ, построенного по фазокомпенсационному способу. На рис. 3.7 приведена структурная схема ОМ.
Принцип работы ОМ заключен в следующем: ВЧ сигнал, поступивший на вход, разветвляется и симметрируется в синфазном делителе Д и ам-плитудоравные сигналы, проходя через фазовращатели ФВ1 и ФВ2, приобретают постоянный фазовый сдвиг, равный 90 . В балансных модуляторах БМ1 и БМ2 высокочастотные сигналы модулируются НЧ сигналом. Далее сигналы с балансных модуляторов суммируются в сумматоре С, причем компоненты несущей частоты практически отсутствуют (подавленный в БМІ и БМ2), а составляющие, верхней боковой частоты, в силу приобретенных фазовых соотношений на выход не попадают. В модуляторе формируются однополосиый сигнал разностной частоты. Частота модулирующего сигнала составляет 5 кГц, полоса частот ВЧ сигнала - 100-400 МГц. Фаза модулированного сигнала меняется с дискретом 1,40625 от 0 до 360. Результаты экспериментальных исследований приведены в таблице 3.1.
Постановка эксперимента
При проведении эксперимента использовался измеритель разности фаз Ф2-34 предназначенный для измерения разности фаз между двумя синхронными синусоидальными сигналами с цифровым отображением информации. Прибор может быть использован для снятия фазовых характеристик радиотехнических цепей, фильтров, усилителей, определения последовательного резонанса кварцевых фильтров и резонаторов и т.д. Прибор предназначен для работы в цеховых и лабораторных условиях при температуре окружающей среды от 278 до 313 К, относительной влажности до 98% при 298 К. Условия эксплуатации, при которых реализуется основная погрешность прибора:1. напряжение питания сети 220 ± 4,4 В;2. относительная влажность 30-80%;3. температура окружающей среды 293 ± 5 (20 ± 5) К (С).
Измерения поводились в следующей последовательности. С выхода ВЧ генератора подаем сигнал с частотой 50, 100, 150, 200, 250, 300, 350, 400 МГц на вход третьего делителя с выходов делителя (выход 1 и выход 2) сигнал подаем на входы 1 и 2 измерителя разности фаз Ф2-34. обнулив индикатор измерителя разности фаз, в течении 70 с получаем на индикаторе значения разности фаз. В таблице 2 приведены результаты измерений.
Подавление несущей и нижней боковой гармоники проводилось на четырех модуляторах. В эксперименте использовались: генератор сигналов специальной формы (ГССФ) Г6-36, с которого подаем сигнала, сдвинутый относительно нулевого на 90 (0о-90о-180о-270). Четыре сигнала с частотой 5,5 кГц, амплитудой 2,5 В подают с него на модулятор; ВЧ генератор, с которого на первый вход модулятора сигнал с частотой f = 100-400 МГц; ВЧ-осциллограф, с помощью которого измеряем глубину паразитной модуляции модулятора и коэффициент передачи со входов 1 и 2 модулятора. Результатысведены в таблицы 3, 4, 5, 6 и представлены в графиках на рис. 4.2, 4.3, 4.4, 4.5.
Измерения проводились в диапазоне частот от 100-400 МГц, амплитуда модулирующего сигнала 2,5 В четырех модуляторов.На вход 1 модулятора подаем откалиброванныи сигнал, а к выходу модулятора подключаем осциллограф.
В главе 2 рассмотрены принципы построения широкополосных многодискретных фазовращателей. Наиболее точные фазовращатели можно реализовать на базе однополюсных модуляторов. Модулируемый сигнал имеет высокую точность, изменения фазы. Частота этого сигнала менее 10 кГц.
В таблице 6 представлены результаты исследований опытных образцов высокочастотных фазовращателей, работающих в полосе 100-400 Мгц, диапазон изменения фазы 0-360 минимальный дискрет изменения фазы составляет 1,40625. Частота модулирующего сигнала равна 5,5 кГц. На этой частоте обеспечивается высокая точность изменения фазы.
Выявлены возможности улучшения параметров рассмотренных фазовращателей на основе системного подхода к их проектированию. Процесс проектирования фазовращателей включает уровни функциально-схематического, конструкторского и технологического проектирования, взаимосвязь между которыми носит системный характер. На уровне конструктори о го проектироваия основной задачей является нахождение оптимальных значений конструкторных параметров изделия. Они должны иметь значения, при которых изделие не будет отбраковано хотя бы поодному электрическому параметру, не соответствующему техническим требованиям. Таким образом, качество изделия характеризуется сложным событием одновременно попадания всех параметров в поле допуска. Вероятность этого события есть условная вероятность, поэтому задача нахождения оптимальных значений конструкционных параметров сводится к максимизации условной вероятности годности, или условной вероятности функционирования.где PY - условная вероятность функционирования; W (уО,, W(y„) -безусловные плотности распределения электрических параметров изделия у( ..., уп, где п — количество электрических параметров; kmn — функции связи, характеризующие взаимосвязь электрических параметров (т=1, ...,п-1).
Качество изделия определяется также по степени его пригодности на этапе эксплуатации.В процессе эксплуатации изменяется, прежде всего,конструкционные параметры фазовращателя. Поскольку изменения носят случайный характер, то в итоге они будут описываться вероятностнымизаконами - безусловными плотностями распределения электрических параметров изделия, которые будут функцией времени t. Заложенное в техническом задании количественное значение вероятности безотказной работы является исходной информацией для оптимизации проектных решений по критерию работоспособности на всех уровнях проектирования. В результате оптимизации могут быть получены оптимальные математические ожидания и разброс электрических параметров фазовращателя. На их основе осуществляется переход к номинальным значениям и допустимому разбросу конструкционных параметров "х". Необходимо определить такую совокупность номинальных параметров конструкции и точности их изготовления, при которой технологической себестоимость изделия будет минимальна. Знание разброса конструкционных параметров позволяет предъявить требования ктехническому заданию этапа _технического проектирования, гдеіосуществляется выбор технологических процессов изготовления изделия, с заданной точностью.
Без формальной логики, как аппарата стройного, последовательного мышления, невозможен процесс проектирования. Но в то же время нельзя не согласиться с тем, что формальная логика- арифметика мышления, так как она разрабатывает общие принципы получения решений, использует формальные аспекты объекта проектирования для получения решений, рассматривает процесс проектирования в статике, не принимая во внимание конкретное содержание взаимосвязей и взаимозависимостей в проектировании.
Все эти стороны мыслительной деятельности в состоянии учесть методология логики развития. Логика развития не отбрасывает принципы формальной логики, а лишь очерчивает границы их применимости. За их границами надо уже мыслить, проектируя изделие или исследуя процесс, системой взаимосвязанных взаимозависимых принципов, которые являются ядром логики развития.
В процессе раскрытия сущности проектирования через его взаимосвязи выявляется многообразие свойств, параметров, которое характеризует проектирование. Установить связи между отдельными свойствами проектирования оказывается затруднительным, что вызывает необходимость выявления одного главного свойства , или параметра, объекта проектирования, который позволил бы через него найти отсутствующую связь. Нахождение такого интегрального свойства объекта проектирования позволяет снова перейти к рассмотрению свойств объекта, но уже через их взаимосвязь с главным интегральным свойством (параметром). В качестве свойств обекта в данной взаимосвязи будут выступать не все свойства, а только необходимые, характеризующие главное свойство (рис. 4.5).
