Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 Проектирование узкополосных ферритовых развязывающих устройств 14
1.1. Введение 14
1.2. Математическая модель Y-циркулятора на сосредоточенных элементах 16
1.3. Эквивалентные схемы узкополосных циркуляторов 27
1.4. Методика расчта узкополосных ферритовых развязывающих устройств на сосредоточенных элементах при ср = я 42
1.5. Конструкции узкополосных ферритовых развязывающих устройств на сосредоточенных элементах 47
1.6. Экспериментальные исследования узкополосных ферритовых Выводы к главе 1 64
Глава 2 Проектирование широкополосных Y-циркуляторов 65
2.1. Введение 65
2.2. Эквивалентные схемы широкополосных Y-циркуляторов с сосредоточенными параметрами 66
2.3. Методики проектирования широкополосных Y-циркуляторов с полоснорасширяющей цепью между общей точкой индуктивностей и корпусом 70
2.4. Методики проектирования широкополосных Y-циркуляторов с полоснорасширяющими цепями в каждом плече и между общей точкой индуктивностей и корпусом 94
2.5. Конструкции широкополосных ФРУ на сосредоточенных элементах 112
2.6. Экспериментальные исследования широкополосных ФРУ на сосредоточенных элементах 125
Выводы к главе 2 144
Глава 3 Проектирование сверхширокополосных Y-циркуляторов 145
3.1. Введение 145
3.2. Эквивалентные схемы сверхширокополосных Y-циркуляторов 146
3.3. Методика проектирования сверхширокополосных Y-циркуляторов с интервалом фазы коэффициента прохождения сигнала со входа на выход А(р = тг 151
3.4. Методика проектирования сверхширокополосных Y-циркуляторов с расширенным интервалом фазы коэффициента прохождения сигнала со входа на выход А(р = 4л/3 166
3.5. Экспериментальное исследование сверхширокополосных ФРУ на
сосредоточенных элементах 183
Выводы к главе 3 190
Глава 4 Проектирование многофункциональных ферритовых устройств 191
4.1. Введение 191
4.2. Исследование возможности создания широкополосного циркулятора-фильтра второй и третьей гармоник 192
4.3. Исследование возможности создания циркуляторов с изменением направления циркуляции 205
4.4. Экспериментальное исследование многофункционального ферритового развязывающего устройства 228
Выводы к главе 4 238
Заключение 239
Библиографический список используемой литературы
- Методика расчта узкополосных ферритовых развязывающих устройств на сосредоточенных элементах при ср = я
- Методики проектирования широкополосных Y-циркуляторов с полоснорасширяющей цепью между общей точкой индуктивностей и корпусом
- Методика проектирования сверхширокополосных Y-циркуляторов с интервалом фазы коэффициента прохождения сигнала со входа на выход А(р = тг
- Исследование возможности создания широкополосного циркулятора-фильтра второй и третьей гармоник
Методика расчта узкополосных ферритовых развязывающих устройств на сосредоточенных элементах при ср = я
ФРУ более пятидесяти лет широко применяются в РЭА. В настоящее время в связи с быстрым развитием полупроводниковых компонентов СВЧ, особенно монолитных интегральных схем СВЧ, сфера применения ФРУ существенно сужается. Однако на данном этапе развития техники СВЧ совсем отказаться от их применения не представляется возможным. Применение ФРУ остатся актуальным в сложных РТС. При этом технические требования к ним вс более ужесточаются: необходимы функциональные узлы с вс меньшими габаритами и массой, малыми вносимыми потерями и большими обратными потерями, с большей полосой рабочих частот.
Системный подход к проектированию ФРУ [15] позволил оценить и использовать потенциальные возможности различных видов ФРУ с целью наиболее полного удовлетворения технических требований к ним. Повышение требований к ФРУ, особенно по массогабаритным параметрам, обуславливает интерес к ФРУ с Y–сочленением в виде системы переплетнных проводников. Они могут обеспечить малые габариты и массу по сравнению с другими типами ФРУ и обладают широкими возможностями по управлению условиями циркуляции с помощью внешних согласующих цепей. Кроме того, конструкция данного типа ФРУ остатся практически неизменной в широком диапазоне длин волн: от метрового до нижней части сантиметрового.
При проектировании ФРУ очень важным фактором является обеспечение их высокой технологичности. Повышение технологичности вновь разрабатываемых ФРУ является одной из основных задач при их проектировании, поскольку позволяет решить ряд важных проблем, связанных как с изготовлением, так и улучшением технических характеристик устройств. Возможность использования современных технологий при изготовлении позволяет существенно упростить конструкцию, снизив трудомкость изготовления, и одновременно повысить наджность ФРУ.
Расчет электрических характеристик ФРУ может быть выполнен двумя способами: как на основе «электродинамического» подхода, которому посвящено достаточно много работ [16–22], так и на основе методов теории цепей [23–25]. Использование того или иного подхода определяется в основном выбранным типом волноведущей структуры ФРУ. Для расчта ФРУ на сосредоточенных элементах, предпочтительным является подход с использованием методов теории цепей [26].
В настоящей главе диссертации приводится математическая модель узкополосных ФРУ на сосредоточенных элементах, построенная автором на основе методов теории цепей. Исследуются различные эквивалентные схемы узкополосных ФРУ. Описываются различные варианты конструкций ФРУ на сосредоточенных элементах, работающих в зарезонансном режиме, технология их изготовления, анализируются пути повышения технологичности ФРУ. Рассматриваются особенности конструкций магнитных систем замкнутого типа, обеспечивающих зарезонансный режим работы ФРУ.
Приводятся экспериментальные данные испытаний узкополосных ФРУ в различных климатических условиях. Качественная математическая модель узкополосных ФРУ используется в теоретических исследованиях последующих глав при анализе возможностей построения широкополосных, сверхширокополосных и многофункциональных ФРУ. 1.2. Математическая модель Y-циркулятора на сосредоточенных элементах
Модель Y-циркулятора на сосредоточенных элементах целесообразно строить на основе методов теории цепей, что обусловлено тем, что рабочими диапазонами длин волн (ДДВ) для циркуляторов этого типа являются метровый и дециметровый диапазоны, в связи, с чем конструктивное исполнение Y-сочленения циркулятора предполагается в виде системы переплетнных проводников, размещнных между двумя ферритовыми элементами (ФЭ). В этом случае математическая модель Y-циркулятора отличается физической наглядностью и достаточной простотой.
При построении модели для е упрощения целесообразно сделать ряд допущений. Ограничимся рассмотрением зарезонансного режима работы циркулятора. Это обстоятельство обусловлено тем, что при дорезонасном режиме работы в ненасыщенном феррите в метровом и дециметровом ДДВ имеют место магнитные потери в «слабых полях» [27], обусловленные колебаниями границ доменов в феррите. Вторым фактором, делающим предпочтительным зарезонансный режим работы циркулятора, является применение в настоящее время ФРУ, в основном, в устройствах с высоким уровнем СВЧ рабочей мощности, при котором в дорезонансном режиме возможно возникновение дополнительных потерь, обусловленных возбуждением спиновых волн в феррите [17].
Будем пренебрегать магнитными потерями в феррите, так как вне зоны ферромагнитного резонанса они малы [18]. Режим работы феррита по постоянному магнитному полю в зарезонансном режиме описывается с помощью относительного внутреннего поля подмагничивания т 1(сг = yHjf, где = 2,8 МГц/Э - спиновое гиромагнитное отношение для электрона, Н - величина напряженности поля подмагничивания [Гс], / частота [МГц]) и относительной намагниченности насыщения/? (Р = у4лМ8/ f , где 4л Ms - намагниченность насыщения феррита [Гс]). В зарезонансном режиме работы для минимизации резонансных потерь необходимо чтобы величина относительного внутреннего поля подмагничивания о имела значение сг 1,3 -ь 1,6 и выполнялось условие а р [28]. Диэлектрические потери в феррите существенно меньше магнитных, поэтому они также не будут учитываться. Учт потерь в согласующих элементах также нецелесообразен, так как они отличаются, как правило, высокой добротностью.
Методики проектирования широкополосных Y-циркуляторов с полоснорасширяющей цепью между общей точкой индуктивностей и корпусом
При сравнении графиков Z0 +/_ и ZJ +/_, приведнных на рис. 2.4, видно, что для приближения значений Z + к Z+ и Z _ к Z_ вне центральной рабочей частоты узкополосного Y-циркулятора /0 необходимо уменьшить величины собственных значений матрицы импедансов Z + и Z _ узкополосного Y циркулятора (по модулю). Проведнный в главе 1 анализ условий циркуляции узкополосных Y-циркуляторов показал, что (таблица 1.2). Следовательно, уменьшив величину индуктивности L и одновременно увеличив величину мкости С в некоторое число раз п (п 1), можно добиться совпадения значений Z+/ и Z +, на двух частотах f1, f2 отличных от /0 (f1 f0 f2) при
То есть, узкополосный циркулятор на частоте /0 будет согласован на волновое сопротивление меньшее, чем волновое сопротивление подводящих линий передачи р0 в п раз. Как следствие, углы расстройки %, у фаз (р+ и (р_ собственных значений S+/_ матрицы рассеяния узкополосного циркулятора на частоте /0 будут отличаться от 0. Одновременно с этим, значения Z+,_, определнные с помощью выражения (2.13), станут соответствовать идеальным условиям циркуляции для Z+/ на некоторых частотах
f12 = f0+ fn. При этом на частотах /1 2 разница между фазами собственных значений S+/_ матрицы рассеяния А р+/_ = р+ — р_, где ср+ и (р_ определяются при помощи выражения (1.13), будет составлять 120. На рисунке 2.5 представлена зависимость угла А р+/_ между векторами S+ и S_ , которые соответствуют собственным значениями S+ и S_ матрицы рассеяния узкополосного циркулятора, от частоты при различных значениях п. Как видно на рисунке 2.5, чем больше будет отклонение от идеальных условий циркуляции на частоте /0 (больше коэффициент п), тем больше будет
В Y-циркуляторе с уменьшенным входным сопротивлением в п раз на частоте /0, реализация условий циркуляции, близких к идеальным, на частотах f1 и /2 возможна при включении между общей точкой индуктивностей и корпусом согласующей цепи. При этом, на частоте /0 ф = ж сопротивление Z0 должно быть равно нулю, на частоте f1 (f1 f0) при РІ/1 ) 7Г сопротивление Z0 должно иметь емкостной характер, а на частоте /2 (/2 /0) при р(/2) 7Г сопротивление Z0 должно иметь индуктивный характер (рисунок 2.4а). Следовательно, в качестве общей цепи необходимо использовать последовательный контур с резонансной частотой близкой к /0.
Из рисунка 2.5 видно, что с увеличением отклонения от идеальных условий циркуляции на частоте /0 (коэффициент п увеличивается) рост величины Afп уменьшается. Так как величины Afп=15«А/п=14 практически равны, имеет смысл ограничить значение коэффициента п величиной п = 1,5. Тогда на частоте /0 широкополосный (двухчастотный) циркулятор будет иметь коэффициент отражения \Г 0 не менее 0,24 и L 12,5 дБ (таблица
Из сравнения условий циркуляции (1.47) и (1.53) для узкополосных Y-циркуляторов при (р = 4л/3 и q = 2л/3, соответственно, с условием циркуляции (1.36) узкополосного Y-циркулятора при р = л следует, что величина L в Y-циркуляторе при ср=л в 1,5 раза больше, чем в Y-циркуляторах при (р = 4л\3 и (р = 2л/3, следовательно, при уменьшении величины L в 1,5 раза на частоте f1 будет соблюдаться условие циркуляции (1.53), а на частоте /2 соблюдаться условие циркуляции (1.47). При этом величина С будет увеличена в 1,5 раза, тогда на частоте f1 условие циркуляции (1.54), а на частоте /2 условие циркуляции (1.48) также будут соблюдаться. То есть, при я = 1,5 на частоте f1 собственные значения Z+/_ матрицы импедансов узкополосного циркулятора, определнные с помощью выражения (2.13), будут соответствовать условиям идеальной циркуляции для Z+/ при q = 2л/3. А на частоте /2 собственные значения Z+,_ матрицы импедансов узкополосного циркулятора, определнные с помощью выражения (2.13), будут соответствовать условиям идеальной циркуляции для Z+l_ при
Окончательная эквивалентная схема широкополосного циркулятора на сосредоточенных элементах будет иметь вид, приведенный на рисунке 2.6. Для расчта полоснорасширяющей цепи в виде последовательного контура L00С00 необходимо определить фазу % собственного значения S0 матрицы рассеяния на частотах f1 и /2, соответствующего идеальным условиям циркуляции.
Методика проектирования сверхширокополосных Y-циркуляторов с интервалом фазы коэффициента прохождения сигнала со входа на выход А(р = тг
Так как, эквивалентная схема данного Y-циркулятора совпадает с эквивалентной схемой сверхширокополосного Y-циркуляторах с оптимизированным режимом работы, то и схемы собственных цепей обоих Y-циркуляторов одинаковы (рисунок 3.4) и описываются одними выражениями (3.1), (3.2). С учтом (1.11) и (3.1), (3.2) запишем условия циркуляции на частотах //, f0, /2 соответственно (3.3) - (3.6)
После определения величин L1 и С1 необходимо определить остальные значения элементов L00 и С00, L01 и С01 собственной цепи, представленной на рисунке 3.4(а). В связи с тем, что в качестве согласующей цепи, включнной в каждое плечо Y-циркулятора, возможно использование только последовательного контура, на частотах /1 и /2 и, как следствие, величины 169 Z на частоте fx и Z на частоте f2 не соответствуют идеальным условиям циркуляции, то компенсировать их отклонение можно подбором соответствующей величины Z0 на этих частотах.
Расчт необходимой величины Z0 на частотах необходимо выполнить, аналогично расчту полоснорасширяющей цепи в виде последовательного контура L00С00, включнного между общей точкой индуктивностей и корпусом, приведнного в главе 2 для широкополосного циркулятора. С помощью выражения (2.16) необходимо определить фазу % собственного значения S0 матрицы рассеяния на частотах fx и f2, при которой вектор S0 будет симметричен относительно S+ и S_, используя значения фаз (р+/_ собственных значений S+/_ матрицы рассеяния на этих частотах, определяемых с помощью выражения (1.13). Тогда оптимальные собственные значения матрицы импеданса Z0(/i) и Z0(f2) матрицы импеданса сверхширокополосного циркулятора определяются с помощью выражения (1.11). С учтом выражения (3.1) оптимальное значение Z00 на частотах fx и f2 можно определить с помощью выражения
Как и в рассмотренном ранее сверхширокополосном циркуляторе с оптимизированным режимом работы будем считать, что поскольку сопротивление цепи Z00 на частотах fx и f2 мало, а частоты близки к резонансной частоте последовательного контура L00C00, то е сопротивление на частотах fx и f2 определяется в основном сопротивлением последовательного контура L00C00. Тогда расчт элементов последовательного контура L00C00 можно произвести аналогично расчту элементов контура Zx. В этом случае величины L00 и С00 определяются с помощью выражений
Найденные с помощью выражений (3.27), (3.28), (3.30)-(З.33) величины элементов L1; С15 L00, С00, L01 и С01 позволяют реализовать условия циркуляции близкие к идеальным на трх частотах f0, f1 и /2 , а на двух других f1 и f2 свести отклонения к минимуму.
Исходными данными для расчта сверхширокополосного Y-циркулятора на сосредоточенных элементах с расширенным интервалом фазы коэффициента прохождения сигнала с входа на выход Аср = 4тг/3 являются полоса рабочих частот (/н,/в) и требуемый уровень обратных потерь Lобр в полосе рабочих частот. Структурная схема алгоритма расчта величин элементов эквивалентной схемы и параметров сверхширокополосных Y-циркуляторов с полоснорасширяющими цепями в каждом плече и между общей точкой индуктивностей и корпусом (рисунок 3.2) и оптимизированным режимом работы приведена на рисунке 3.7.
Методика проектирования сверхширокополосных Y-циркуляторов с расширенным интервалом фазы коэффициента прохождения сигнала с входа на выход Аср = 4тг/3 включает в себя следующие этапы: 1. Выбор марки феррита и определение режима работы по постоянному магнитному полю: 1.1. Выбор марки феррита, исходя из рабочего диапазона частот -задание величины 47гМ8. Задание величины относительного внутреннего поля подмагничивания на частоте f – т(в) - h 6 . 1.2. Определение величины внешнего подмагничивающего поля H = (fвr)-cj(fв). 1.3. Расчт величины сг в полосе частот- &(/) = уН/f . Расчт величины р в полосе частот - p(f) = У 4лМ8 //. 1.4. Проверка выполнения условия сг(/) /?(/) в полосе рабочих частот. Если условие выполнено переходим к пункту 2,а если не выполнено к пункту 1.1. 2. Расчет параметров элементов эквивалентной схемы узкополосного Y циркулятора (рисунок 1.7а) при р = ж:
Исследование возможности создания широкополосного циркулятора-фильтра второй и третьей гармоник
Как видно на рисунке 4.19в, Y–сочленение МФРУ отличается от сочленения симметричного Y–циркулятора тем, что в одном из плеч ширина полосков значительно увеличена по сравнению с двумя другими. При этом угол между полосками различных плеч остался без изменений и составляет 120.
К каждому из расширенных полосков Y–сочленения присоединена своя согласующая мкость. Ширина этих полосков и величины мкостей, подобраны таким образом, чтобы волновое сопротивление каждого из выходов составило 50 Ом, благодаря чему, Y–циркулятор трансформируется в устройство с четырьмя плечами, выходы которого имеют сопротивление 50 Ом. При этом, подключив нагрузку к одному из плеч 1 или 2, в зависимости от направления циркуляции, можно получить делитель или сумматор мощности. Соответственно, при замыкании плеч с расширенными полосками (плечи 3 и 4) устройство преобразуется в Y–циркулятор с сопротивлением одного из выходов 25 Ом, что позволяет использовать его в качестве развязывающего устройства с функцией трансформатора активных сопротивлений.
Схемы измерения параметров МФРУ приведены на рисунке 4.20. Схема измерения параметров МФРУ в режиме трансформатора сопротивлений представлена на рисунке 4.20а. При измерении частотных характеристик МФРУ в режиме трансформатора сопротивлений подсоединены резистивные нагрузки в плечах 3 и 4, выходные платы соединены перемычкой. Частотные характеристики МФРУ в режиме сумматора измерялись с помощью делителя мощности ZN2PD2–63–S+ фирмы Mini–Circuits, который обеспечивал деление сигнала с измерителя комплексных коэффициентов передачи и отражения на два синфазных сигнала. Входная мощность поступала на плечи 3 и 4 МФРУ, а снималась с плеча 1 (рисунок 4.20б). В режиме делителя мощности входная мощность поступает в плечо 2, снимается с плеч 3, 4 и через делитель мощности ZN2PD2–63–S+ поступает на вход измерителя комплексных коэффициентов передачи и отражения (рисунок 4.20в). При смене направления подмагничивающего поля в режиме суммирования входной сигнал необходимо подавать на плечи 3,4 и снимать с плеча 2 МФРУ, а в режиме делителя входной сигнал податся на плечо 1, а снимается с плеч 3 и 4.
На рисунке 4.21 представлены частотные зависимости параметров (S12 и S21 – прямые и обратные потери соответственно, S11 и S22 – КСВн входа и выхода соответственно) МФРУ в режиме трансформатора сопротивлений. Величина нагрузки в плече 3-4 составила 25 Ом. МФРУ в данном режиме имеет полосу рабочих частот 10% по уровню обратных потерь (S21) – 20дБ, прямые потери (S12) в полосе рабочих частот Рпр 0,6 дБ.
Частотные характеристики (S12 и S21 – прямые и обратные потери соответственно) МФРУ в режиме сумматора мощности, измеренные в соответствии со схемой, представленной на рисунке 4.20б, приведены на рисунке 4.22. Частотные характеристики (S12 и S21 – прямые и обратные потери соответственно) МФРУ в режиме делителя мощности, измеренные в соответствии со схемой, представленной на рисунке 4.20в, приведены на рисунке 4.23. На рисунках 4.22, 4.23 видно, что полоса рабочих частот по уровню обратных потерь (S21) – 20дБ практически не изменилась, но, по сравнению с рисунком 4.21, когда МФРУ включн в режиме трансформатора сопротивлений, она сместилась вниз. Смещение частоты с максимальным уровнем развязки вниз, относительно частоты F0 , вызвано отклонением нагрузки от величины 50 Ом в плечах 3, 4 из-за наличия делителя мощности ZN2PD2–63–S+ и кабелей, соединяющих делитель и МФРУ. Рост величины прямых потерь (S12) в полосе рабочих частот (1,0Рпр1,5 дБ) вызван наличием потерь в делителе мощности ZN2PD2–63–S+ (0,3 дБ) и кабелях (0,2 дБ), а также увеличением потерь на отражение в плечах 1, 2 из-за смещения полосы рабочих частот вниз, по сравнению с полосой рабочих частот МФРУ, работающего в режиме трансформатора сопротивлений.
Таким образом, с помощью разделения одного из плеч Y–сочленения из системы переплетнных проводников на два за счт подключения к каждому проводнику отдельной мкости, и изменения ширины полосков переплетения, в плече с разделнными полосками, Y–циркулятор преобразуется в делитель (сумматор) мощности. При соединении отдельных мкостей, Y–циркулятор преобразуется в несимметричный циркулятор– трансформатор активных сопротивлений.
1. Разработана методика проектирования циркулятора–фильтра на сосредоточенных элементах. Проведена экспериментальная проверка предложенной методики. Исследована возможность работы циркулятора в широкой полосе частот с подавлением второй и третьей гармоник в выходном сигнале передатчика.
2. Исследована возможность построения Y–циркуляторов с одно- и двукратным изменением направления циркуляции без изменения направления внешнего магнитного поля посредством включения полоснорасширяющих цепей. Получены выражения для расчта цепей, позволяющих реализовать изменение направления циркуляции. Проведена экспериментальная проверка возможности изменения направления циркуляции без изменения направления внешнего магнитного поля.
3. Проведено экспериментальное исследование многофункционального ФРУ. Подтверждена возможность его использования в качестве как невзаимного синфазного делителя–сумматора мощности СВЧ, так и в качестве циркулятора–трансформатора активных сопротивлений. Основные результаты данной главы диссертации изложены в работах автора [68, 69, 73, 74–76].
