Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Состояние вопроса проектирования кольцевых делителей-сумматоров мощности 13
1.1. Современные достижения в области создания ДСМ 14
1.2. Традиционные и структурные схемы кольцевых ДСМ, сводка основных расчетных соотношений 22
1.3. Кольцевые ДСМ, их реализация на основе ОИС СВЧ, основные характеристики и методы расширения полосы частот 25
1.4. Выводы 38
Глава 2. Расширение полосы частот кольцевых делителей-сумматоров мощности с помощью согласующих цепей 39
2.1. Принцип формирования согласующих цепей на входах КДСМ 40
2.2. Ширина полосы частот КДСМ с согласующими цепями 45
2.3. Согласование входов двухшлейфного квадратурного делителя мощности 47
2.4. Другие схемы фильтрующе-трансформирующих цепей 52
A. Полосно-пропускающий фильтр с четвертьволновыми шлейфами и четвертьволновыми соединительными линиями 52
Б. Схема с четвертьволновыми шлейфами и полуволновыми соединительными линиями 55
B. Многосекционные четвертьволновые трансформаторы Г. Некратные схемы 59
2.5. Структурные эквивалентные схемы (СЭС) и выбор типа КДСМ с ФТЦ
60
Выводы 63
Глава 3. Схемная реализация кольцевых мостов с неравным делением мощности в выходных плечах и полосно-расширяющими цепями 64
3.1. Шлейфные квадратурные мосты с эквивалентными Т-секциями, заменяющими четвертьволновые отрезки длинных линий 64
A. Т-секция, эквивалентная отрезку длинной линии 65
Б. Двухшлейфный квадратурный мост 67
B. Трехшлейфный квадратурный мост 71
3.2. ШКМ с полосно-расширяющими цепями 73
А. Четвертьволновый трансформатор 73
Б. Согласующая цепь на секциях связанных линий передачи 74
3.3. Двухканальный синфазный делитель мощности с расширенной полосой частот по развязке 79
3.4. Особенности реализации синфазных делителей с неравным отношением мощностей в выходных плечах 82
A. СДМУ с равным делением мощности в выходных плечах М = 1 (0 дБ) 84
Б. СДМУ с отношением мощности в выходных плечах М = 2 (3 дБ) 85
B. СДМУ с отношением мощности в выходных М = 4 (6 дБ) 86
Г. СДМУ с отношением мощности в выходных плечах М = 10 (10 дБ) 87
3.5. Делители-сумматоры среднего и высокого уровня мощности для диапазона УКВ 90
Выводы 96
Глава 4. Моделирование ДСМ с помощью программных пакетов MWO и IE3D, результаты экспериментальных исследований 97
4.1. ШКМ с ФТЦ типа «ласточкин хвост» 98
A. ШКМ с двухзвенной ФТЦ типа «ласточкин хвост» 101
Б. Пример проектирования ШКМ с однозвенной ФТЦ типа ЛХ с помощью программного комплекса AWR 102
B. Моделирование ШКМ с ФТЦ, сформированнами четвертьволновыми и полуволновыми шлейфами и четвертьволновыми соединительными линиями 110
4.2. Трехшлейфный квадратурный делитель-сумматор мощности 112
4.3. Сочетание методов синтеза параметров ДСМ с помощью соотношений, полученных во 2-й и 3-й главах, и методов анализа и оптимизации характеристик СВЧ устройств с использованием средств программного комплекса AWR 117
4.4. Экспериментальное исследование макетов широкополосных ДСМ 121
A. Трехшлейфный квадратурный делитель мощности 121
Б. Двухшлейфный квадратурный делитель с ФТЦ типа «Ласточкин хвост» 124
B. Двухшлейфный квадратурный делитель с закороченными на концах секциями 126
Выводы 127
Основные результаты работы 128
Литература 129
- Кольцевые ДСМ, их реализация на основе ОИС СВЧ, основные характеристики и методы расширения полосы частот
- Согласование входов двухшлейфного квадратурного делителя мощности
- Двухканальный синфазный делитель мощности с расширенной полосой частот по развязке
- Пример проектирования ШКМ с однозвенной ФТЦ типа ЛХ с помощью программного комплекса AWR
Введение к работе
Актуальность темы диссертации
Кольцевые делители-сумматоры мощности (КДСМ) относятся к простейшим и, вместе с тем, базовым устройствам, которые применяются в СВЧ технике в составе: систем распределения сигнала в сложной аппаратуре, антенных диаграммо-образующих матриц, балансных усилителей мощности, смесителей, фазовращателей отражательного типа, амплитудных модуляторов, аттенюаторов и ряда других устройств. Поэтому выявление новых качественных свойств КДСМ, совершенствование их конструкций, миниатюризация, повышение эффективности методов проектирования, расширение полосы рабочих частот, улучшение технологической реализуемости при изготовлении продолжают оставаться актуальными задачами СВЧ техники.
Данный вывод подтверждается также и тем обстоятельством, что в отечественной и зарубежной периодике регулярно появляются новые публикации, посвященные совершенствованию схем и конструкций КДСМ и развитию методов их проектирования. Цель работы и задачи исследования
Целью диссертации является расширение полосы рабочих частот 5 дуальных типов кольцевых делителей-сумматоров мощности и улучшение их реализуемости при изготовлении по стандартной технологии гибридных интегральных схем (ГИС).
Для достижения поставленной цели решены следующие задачи:
Проведен анализ и выявлен характер частотной зависимости импедансов во входных плечах 5 дуальных типов КДСМ.
Предложены эквивалентные схемы двухполюсников в виде последовательных и параллельных колебательных контуров, которые замещают входные импедансы КДСМ.
Разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей (ФТЦ), устанавливаемых на входах всех известных к настоящему
времени базовых схем КДСМ и позволяющих расширить их полосу рабочих частот вплоть до теоретически достижимого предела.
Исследованы характеристики Т-секций, эквивалентных по электрическим характеристиками на центральной частоте рабочего диапазона отрезкам линий, из которых формируются КДСМ. Применение этих секций позволяет улучшить технологическую реализацию устройств.
Предложены структурные дуально симметричные эквивалентные схемы для 5 дуальных типов КДСМ, компактно представляющие их при наличии на входах фильтрующе-трансформирующих цепей.
Проведены численные и натурные эксперименты, подтвердившие результаты выполненных теоретических исследований.
Методы исследования
При решении поставленных задач использовались методы теории радиотехнических цепей и сигналов, вычислительной электродинамики, линейной алгебры, компьютерного и математического моделирования, интегральное и дифференциальное исчисление. На защиту выносятся следующие положения:
Предложены структурные дуально симметричные эквивалентные схемы, которые дают компактное представление для 5 дуальных типов КДСМ при наличии на их входах фильтрующе-трансформирующих цепей.
Получены расчетные соотношения и разработана методика синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей, устанавливаемых на входах схем КДСМ и позволяющих расширить их полосу рабочих частот вплоть до теоретически достижимого предела.
Разработана методика расширения полосы частот шлейфного квадратурного моста (ШКМ) с помощью фильтрующе-трансформирующей цепи типа «ласточкин хвост», обладающей уменьшенными габаритными размерами по сравнению с
традиционными схемами, реализованными на четвертьволновых трансформаторах и шлейфных фильтрах.
Достигнуто улучшение реализуемости КДСМ по технологии ГИС при замене входящих в их состав отрезков линий с высокими и низкими значениями характеристических импедансов эквивалентными Т-секциями с короткозамкнутыми и разомкнутыми на концах шлейфами.
Введено понятие и разработана методика проектирования некратных схем КДСМ, обладающих уменьшенными габаритными размерами и шириной полосы рабочих частот по сравнению с традиционными схемами. Создание некратных схем позволяет достигать компромисс между габаритами и шириной полосы частот при реализации КДСМ.
Научная новизна диссертации заключается в следующем:
Введено новое, компактное, дуально симметричное представление КДСМ с ФТЦ в виде структурных схем.
Теоретически обоснована возможность расширения полосы частот всех известных типов КДСМ путем установки на их входах ФТЦ.
Установлен теоретический предел для расширения полосы частот КДСМ различных типов.
Разработан общий подход и представлена методика синтеза параметров конкретных типов ФТЦ, расширяющий полосу рабочих частот КДСМ.
Установлено, что замена четвертьволновых линий, из которых сформированы КДСМ, на эквивалентные Т-секции, состоящие из отрезков линий и шлейфов, позволяет улучшить технологическую реализуемость соответствующих схем.
Практическая значимость диссертации состоит в том, что разработана эффективная методика формирования и синтеза параметров известных в литературе 5 дуальных пар базовых схем широкополосных КДСМ путем установки на их входах ФТЦ. Решены вопросы улучшения технологической реализации некоторых типов КДСМ путем использования Т-секций, состоящих из отрезков длинных линий и шлейфов.
Реализация и внедрение результатов работы
Основные результаты работы внедрены и нашли практическое применение при разработке аппаратуры в ОАО НИИ точных приборов, ОАО НИК НИИ дальней радиосвязи, а также в учебном процессе Московского государственного института электроники и математики на кафедре "Радиоэлектронные и телекоммуникационные устройства и системы".
Апробация работы
Основные теоретические и практические научные результаты, полученные в диссертации, докладывались и обсуждались на научно-технических конференциях студентов, аспирантов и молодых специалистов МИЭМ, Москва, 2008, 2009, 2010 г. а также в выступлении на семинаре МНТОРЭС им. А.С. Попова «Электродинамика и техника СВЧ, КВЧ и оптических частот», Москва 2010 г., на XVI-й Международной научно-технической конференции «Радиолокация навигация связь», Воронеж 2010 г.
Публикации
По теме работы опубликовано 14 научных трудов, в том числе 5 статей в ведущих научных журналах, рекомендуемых ВАК для публикации основных материалов диссертаций на соискание ученых степеней кандидата и доктора наук.
Структура работы
Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы и приложения, содержит 138 страниц машинописного текста, 105 рисунков, 7 таблиц. Список цитируемой литературы включает 95 наименований.
Кольцевые ДСМ, их реализация на основе ОИС СВЧ, основные характеристики и методы расширения полосы частот
В работе [26] предложены схемы-прототипы и расчетные соотношения для элементов десяти типов несимметричных 4-плечных гибридных кольцевых делителей-сумматоров мощности с идеальными инверторами проводимости и трансформаторами, которые теоретически обладают бесконечно широкой полосой частот. При практической реализации данных схем вместо идеальных, естественно, устанавливаются реальные элементы: отрезки длинных линий и RLC — структуры. И поэтому, если не предпринимаются специальные меры, полосы рабочих частот реальных КДСМ, относящихся по физическому принципу функционирования к устройствам интерференционного типа [1], характеризуются не слишком высокими значениями и, как правило, не превышают 10 — 15%.
Вместе с тем известно, что согласованное четырехплечное сочленение без потерь неизбежно становится идеальным направленным ответвителем одного из трех типов [4]. Таким образом, если на всех входах любой реальной схемы КДСМ установить согласующие цепи, то его функционирование будет обеспечено в той полосе частот, в которой удастся достигнуть хорошего согласования импедансов. Подобный подход успешно применен для расширения полосы частот синфазно-противофазного (СПФ) КДСМ с идеальным 180 фазовым инвертором (ИФИ). В зарубежной литературе этот тип КДСМ именуют как Rat-Race, и мы введем аббревиатуру PP. В [71] согласование его входов выполнено с помощью шлейфных фильтрующих цепей, а в [72] — с применением ступенчатых трансформаторов. В обоих случаях достигнут диапазон частот с перекрытием более чем 5:1. К сожалению, из-за наличия в базовой схеме РР идеального фазового инвертора возникают существенные технологические трудности при его практической реализации. Замена ИФИ на линию длиной Л/2 приводит к резкому и практически неустранимому ухудшению полосовых характеристик.
В [73] предложен метод расширения полосы частот традиционного 2-х шлейфного квадратурного моста (ШКМ). Суть его состоит в том, что на четвертьволновых расстояниях от входных плеч в схеме устанавливаются четвертьволновые короткозамкнутые или полуволновые разомкнутые на концах шлейфы. Сформирована частотная характеристика по коэффициенту отражения на входах, соответствующая 2-звенному полосно-пропускающему фильтру, и в результате достигнуто примерно трехкратное расширение полосы частот. Однако механизм его возникновения не объяснен, и пути наращивания числа звеньев п не указаны.
Для расширения полосы частот делителей-сумматоров мощности (ДСМ) часто применяют метод каскадирования. Например, в [74] это сделано для ШКМ. Недостаток метода состоит в том, что сформированная схема становится громоздкой, а синтезированные номинальные значения ее элементов могут оказаться трудно реализуемыми на практике.
Таким образом, как с теоретической, так и с практической точек зрения представляет интерес разработка методики синтеза многозвенных согласующих цепей, применимой для всех типов К ДСМ, описанных в [26], с выдачей критерия оценки предела достижимой ширины полосы частот для каждого из них. Эта задача и решается в данной главе.
Отметим, что, во-первых, вместо 10 типов КДСМ, представленных в [26], можно ограничиться рассмотрением лишь 5, причем каждый из них выступает в форме дуальной пары. Для взаимной трансформации схем, принадлежащих одной паре, достаточно изменить параллельные тройники на последовательные, инверторы сопротивлений на инверторы проводимостей, трансформаторы напряжения трансформаторами тока, а импедансы — адмитансами с сохранением численных значений номиналов элементов схем. Во-вторых, со стороны входных плеч поведение импеданса (адмитанса) любого 4-плечного КДСМ близко к поведению последовательного или параллельного колебательного контура. В этом можно легко убедиться, проведя анализ характеристик любого описанного в литературе КДСМ, в том числе с использованием возможностей современных программных средств, например, комплекса Microwave Office [70].
Таким образом, синтез полосно-расширяющих цепей, устанавливаемых на входах КДСМ, сводится к задаче синтеза цепей согласования волновых сопротивлений фидерных трактов, к которым подключаются входные плечи моста, с комплексными сопротивлениями этих плеч, видимыми со стороны фидерных трактов. Иными словами, следует решить хорошо известную задачу согласования последовательного (или параллельного) колебательного контура, нагруженного на активное сопротивление (проводимость), с активным сопротивлением (проводимостью) генератора. С этой целью воспользуемся результатами теории синтеза электрических цепей с помощью фильтров-прототипов нижних частот, изложенными в монографии [10]. Схема согласования резонансной нагрузки приобретает различные модификации в зависимости от того, с какого типа включения элемента (последовательного или параллельного) она начинается, а также четное или нечетное число звеньев в ней содержится, рис.2.1.1
Волновое сопротивление (волновая проводимость) эквивалентного контура считается известным параметром, поскольку он для каждого входа КДСМ может быть практически точно определен путем численного эксперимента. Действительно, пусть входное сопротивление со стороны некоторого плеча КДСМ равно Z{co) = R(a ) + jX(a ), а проводимость Y(co) = G(CD) + jB{co), причем X{COQ) = Y(a o) = 0, где со и щ значения текущей и центральной частоты. Тогда, используя определения, которые даны в [10], путем проведения численного эксперимента, находим приближенные значения параметров крутизны реактивной составляющей сопротивления JC или проводимости.
Согласование входов двухшлейфного квадратурного делителя мощности
Следует специально отметить, что в рассматриваемой схеме активная составляющая входного импеданса моста не может выбираться произвольно, а определяется по результатам выполнения описанной выше процедуры синтеза. Применяя ее для схемы ШКМ, характеризующейся крутизной входной проводимости Ь м =1,92, при Lr = — 20 дБ (LAr = 0,044 дБ) получаем значения характеристических импедансов секций трансформаторов и активной составляющей входного импеданса моста, нормированные к импедансу входного фидерного тракта (они указаны в таблице 2.3). Для дуальной схемы следует выполнить замены R л/- G м и ZfTl —» Y Ti.
Сравнивая данные, приведенные в таблицах 2.2 и 2.3, приходим к выводу о том, что полосовые характеристики соответствующих схем идентичны. Этот вывод подтверждается прямыми расчетами с помощью программного комплекса MWO. Особенность же схемы со ступенчатыми трансформаторами состоит в том, что активные составляющие входного импеданса ШКМ и звеньев трансформаторов имеют очень малые величины, причем при возрастании п их значения быстро убывают (для дуальной схемы — возрастают). Тем не менее, схема с единственным четвертьволновым звеном на входе (п = 2) вполне может быть реализована. Получаем миниатюрное устройство с полосой частот около 35%, пригодное для работы с сигналом повышенного уровня мощности, поскольку при микрополосковой реализации линии с малыми значениями характеристических импедансов будут иметь ширины, превышающие ширины линий в традиционных схемах ШКМ. При этом в качестве подложки желательно использовать керамику с высоким значением диэлектрической проницаемости. За уменьшение габаритных размеров КДСМ в данном случае придется расплачиваться увеличенными диссипативными потерями, что связано с большим коэффициентом трансформации импеданса в схеме.
Выше было показано, что при заданном параметре крутизны и уровне пульсаций АЧХ фильтрующей цепи ширина полосы частот w синтезируемой схемы с выбранным числом звеньев п однозначно определяется с помощью соотношения (2.3). На практике может оказаться, что, например, при п — 2 получающееся значение w недостаточно, но уже п = 3 возникает хороший запас по этому параметру, однако габаритные размеры устройства начинают превышать допустимый предел. Как следует поступить в подобном случае? Можно вначале уменьшить габаритные размеры самого КДСМ с помощью методов, описанных, в частности, в [42], а затем сформировать согласующую цепь с уменьшенной шириной полосы частот, поскольку миниатюризация КДСМ приводит к увеличению параметра крутизны. Получаем компромиссный вариант схемы, которую можно назвать некратной, имея в виду нецелочисленную кратность отношения ширины полосы частот проектируемого устройства к полосе частот исходной схемы с числом звеньев равным п.
В литературе предложено и описано множество схем и конструкций делителей-сумматоров мощности (ДСМ) СВЧ диапазона [1]. И, конечно, КДСМ являются хотя и представительным, но не единственным типом ДСМ. Поэтому выбор наиболее подходящего схемно-конструктивного решения в каждом конкретном случае и параметрическая оптимизация элементов устройства это непростая задача. Ее решение может облегчиться при сравнительном анализе структурных схем различных ДСМ и КДСМ, в частности.
На рис.2.5.1 представлены СЭС для 5 дуальных типов КДСМ, описанных в [26], с ФТЦ, формирующими характеристики полосно-пропускающих фильтров при п = 3. Причем номинальные значения элементов синтезированы для КДСМ, характеризующихся коэффициентом деления мощности М= 1 (3,01 дБ). Магическое Т-сочленение, или 5-й тип КДСМ, с расширенной полосой частот при п = 3, представленное на рис. 2.5.1 в), может рассматриваться как частный вариант КДСМ 4-го типа. Параметры его ФТЦ были синтезированы в [26].
В СЭС введены следующие обозначения: о и О — резонаторы последовательного и параллельного типов, і—і — отрезок линии, длиной Л/4, l J — отрезок линии, длиной Л/4 с каскадно включенным с ним идеальным фазовым инвертором, А и . — последовательное и параллельное тройниковые разветвления линий. Цифры около этих элементов означают для резонаторов параметры крутизны сопротивления, для длинных линий их характеристические импедансы, для тройников активную составляющую импеданса соответствующего выхода КДСМ. Звездочки над этими цифрами означают, что заданы не сопротивления, а проводимости соответствующих элементов.
Двухканальный синфазный делитель мощности с расширенной полосой частот по развязке
Видим, что при выбранном значении г = 4,2 ширина полосы устройства по уровню отраженной мощности на всех трех входах, равному минус 20 дБ составляет всего 13,2 %, то есть сделалась примерно втрое уже, чем при М= 1. В этой полосе частот отклонение коэффициента деления от номинальной величины не превышает 0,05 дБ, а разность фазы в выходных плечах — не более 0,7. Вместе с тем очевидно, что технологически реализовать линию с нормированным характеристическим импедансом z24 = 6,481 крайне сложно.
Один из вариантов реализации линии с высоким уровнем характеристического импеданса — замена ее на Т-секцию с короткозамкнутым на конце шлейфом так, как это показано на рис 3.4.2 в). К сожалению, по мере понижения характеристического импеданса линии в составе Т-секции, сужается полоса рабочих частот устройства. Кроме того, наблюдается возрастающее отклонение коэффициента деления мощности от номинального значения и увеличение фазового дисбаланса сигналов на выходах схемы. Другой вариант улучшения технологической реализуемости СДМУ — установка понижающего трансформатора на его входе. Малый характеристический импеданс z43 линии повышается при замене ее Т-секцией с разомкнутым на конце шлейфом, рис.3.4.2 г).
Первый вариант модифицированной указанными способами схемы СДМУ характеризуется шириной полосы частот w = 6,1 %, отклонением коэффициента деления мощности AM от номинального значения на 0,11 дБ и фазовым дисбалансом Aq = 0,4. При втором варианте реализации СДМУ получаем заметно худшие параметры, а именно, w = 4%, неравномерность деления больше АМ= 0,4 дБ и Аср = 4.
Анализ показывает, что лучшими характеристиками обладает такая схема СДМУ, в которой одновременно используются Т-секции с XX— и КЗ-шлейфами. Поэтому выбираем схему, изображенную на рис.3.4.2 е), и задаем в ней следующие параметры элементов: z24 = zs24=l,414, 02А = 144,9, 0s24 = 19,34, Z43 = zs43=0,707, 643 = 64,64, #s43 = 43,48, zT2 = 1,348, zT3 = 0,4264. Они рассчитаны с помощью соотношений, приведенных в разделе 3.2, а таюке путем оптимизации характеристик схемы с помощью программного комплекса AWR. Результаты расчетов представлены на рис.3.4.7.
Видим, что в данном случае относительная ширина полосы частот не превышает 5,4% (по уровням отраженной мощности и развязки минус 20 дБ). Тем самым, она уменьшилась примерно в 2,5 раза по сравнению с полосой частот в первом из рассмотренных выше вариантов схемы. Вместе с тем, в отличие от нее в данном случае получили уже неплохие для технологической реализации значения параметров линий передачи, формирующих устройство.
Наконец, линии с высоким характеристическим имедансом можно заменять секциями короткозамкнутых на концах противонаправленных параллельно связанных линий, а линии с низким характеристическим имедансом — такими же секциями, но с разомкнутыми на концами, рис.3.4.8. В этом случае делитель сделается противофазным.
В целом же, можем сделать заключение о том, что хотя, в принципе, существует возможность реализации СДМУ с коэффициентом деления М = 10, тем не менее параметры получающегося устройства приходится признать неудовлетворительными. Завершая анализ характеристик СДМУ с неравным делением мощности в выходных плечах, делаем следующий вывод. При значении М, меньшем или равном 4 (6 дБ), что в терминах коэффициента передачи со входа на два выхода приводит к значениям і%і= - 6,99 дБ и \Ssi\= - 0,96 дБ, существует возможность такого выбора элементов схемы (с использованием введенных в диссертации эквивалентных Т-секций), при котором она достаточно хорошо реализуется по технологии ГИС. При необходимости дальнейшего увеличения коэффициента неравномерности деления мощности следует отказаться от схемы Уилкинсона и обратиться к применению других вариантов реализации делителя мощности, например, использовать устройства на связанных линиях передачи. Квадратурные делители-сумматоры мощности (ДСМ) используются в составе многих узлов аппаратуры СВЧ диапазона, в том числе, антеннах с круговой поляризацией электромагнитного поля, диаграммообразующих устройствах моноимпульсных антенных систем, фазовращателях отражательного типа, балансных усилителях мощности и смесителях, а также многих других [26]. Схемы ДСМ УКВ диапазона рассмотрены в [43]. Наиболее широкополосные схемы ДСМ реализуются на основе каскадных секций связанных линий передачи (СЛП). Если однозвенная схема характеризуется шириной полосы частот около 40%, то уже трехзвенная имеет перекрытие по частоте 5:1 [81, 82]. Недостаток ДСМ данного типа состоит в том, что при больших коэффициентах связи уменьшается требуемый зазор между СЛП, а следовательно, приходится предъявлять жесткие требования по допускам на точность размеров элементов. Кроме того, малые зазоры обуславливают снижение уровня допустимой мощности, подаваемой на ДСМ. Тем не менее, фирмой Sage Laboratories Inc. США, была удачно найдена возможность практической реализации в метровом, дециметровом и нижней части сантиметрового диапазона длин волн 3 дБ квадратурных ДСМ [83]. Был создан ряд конструкций гибких связанных линий передачи коаксиального типа, рис.3.5.1. 3-дБ квадратурные ДСМ на коаксиальных связанных линиях передачи, изготавливаемых фирмой Sage Laboratories типов: WIRELINE а) и WIREPAC б) Относительная ширина полосы рабочих частот ДСМ изменяется от 30 до 60% (то есть почти до октавы). Данные устройства оказываются весьма компактными, гибко компонуются.
Пример проектирования ШКМ с однозвенной ФТЦ типа ЛХ с помощью программного комплекса AWR
В третьей главе решены вопросы практической схемной реализации миниатюрных делителей-сумматоров мощности с расширенной полосой рабочих частот, а также создания ДСМ с неравным делением мощности в выходных плечах. Во-первых, выявлена возможность реализации не скачкообразного, а плавного расширения полосы частот ШКМ от 10,4% до 34% путем постепенного понижения его входного импеданса с последующей трансформацией до уровня импеданса входного тракта. Во-вторых, предложена схема реализации в печатном исполнении разомкнутого на конце шлейфа, который включен в тракт последовательно, на основе секции типа «ласточкин хвост». Двухзвенная схема с такими секция позволила расширить полосу частот ШКМ с 10,4% до 32%. В-третьих, на примере ШКМ и СДМУ решены вопросы реализации линий с пониженными и повышенными характеристическими импедансами, входящими в состав ДСМ, имеющих неравное деление мощности в выходных плечах. Наконец, в-четвертых, предложены схемные реализации ДСМ для УКВ диапазона.
В результате расчета параметров ДСМ и синтеза фильтрующе-трансформирующих цепей (ФТЦ), разработанных во 2-й и 3-й главах диссертации, получаем значения характеристических импедансов шлейфов, их электрических длин, а также номинальные значения LC-элементов и резисторов, входящих в соответствующие схемы. Между тем, при конструировании плат необходимо задать конкретные геометрические размеры всех элементов. Таким образом, перед разработчиком стоит задача перехода от эквивалентных электрических схем к конструктивным параметрам разрабатываемых устройств. В тройниковых областях сочленений микрополосковых линий, изгибов СВЧ тракта и скачков волнового сопротивления, а таюке на концах разомкнутых шлейфов возникают электродинамические неоднородности, которые существенным образом влияют на характеристики ДСМ, как правило, ухудшая их.
После синтеза эквивалентных электрических параметров ДСМ еще необходимо выполнить следующие трудоемкие процедуры: Перейти от эквивалентных электрических параметров схемы к геометрическим; Провести анализ частотных характеристик устройства с использованием пакетов схемотехнического моделирования СВЧ устройств с учетом имеющихся в них электродинамических моделей неоднородностей; Оптимизировать параметры схемы по заданным критериям, определяющим выходные характеристики устройства по электрическим параметрам; Выполнить уточненный электродинамический анализ устройств и провести по его результатам корректировку топологий; Выпустить плату разрабатываемого устройства с использованием процедур, предусмотренных в универсальных программных пакетах для проведения этапа конструирования. Четвертая глава диссертационной работы посвящена решению указанных вопросов проектирования широкополосных ДСМ с применением современных программных пакетов MWO [70] и IE3D [84], в ней также приводятся результаты экспериментальной отработки макетов разработанных устройств. На рис.4.1 представлены три топологии ШКМ: без трансформаторов на входах, с четвертьволновыми трансформаторами и с ФТЦ, реализованными на секциях связанных линий типа «ласточкин хвост». Плата изготовлена на керамике толщиной 1,27 мм с относительной диэлектрической проницаемостью єг = 10,2. Характеристический импеданс основного тракта Z0 = 50 Ом. Ширина МПЛ, соответствующая этому значению, WQ = 1,18 мм. Характеристические импедансы четвертьволновых линий, входящих в схему, изображенную на рис.4.1.1 а), равны соответственно Zs= 50/1,414 = 35,36 Ом и ZP = 50 Ом. Входное сопротивление ZM в схемах ШКМ, изображенных на рис.4.1.1 б) и в) (до трансформатора), выбрано равным 30 Ом. Поэтому характеристические импедансы шлейфов, формирующих их топологии равны ZP = 30 Ом и Zs = 30/1,414 = 21,22 Ом. Для выбранной подложки, заданного значения центральной частоты f0 =1,5 ГГц и электрической длины линий в = 90 с помощью модуля TXLINE программного комплекса AWR, рис.4.1.2, находим их номинальные геометрические размеры. Для схемы, изображенной на рис.4.1.1 а), имеем: Ws =2,26 , Ls = 18,46, Wp= 1,18, ip = 19,07, а для схем, изображенных на рис.4.1.1 б) и в), получаем: Ws = 4,86, Ls = 17,64, Wp = 2.94, LP = 18,19. Размеры трансформатора для схемы, изображенной на рис.4.1.1 б): WT — 1,93, LT = 18,62. Размеры ФТЦ типа «ласточкин хвост» определены путем оптимизационного моделирования схемы с помощью программного комплекса AWR. Они оказались равными: Wi = W3=W2 = 0,21, Si = S2 = 0,353,Lc = 21,2.
