Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 Тенденции развития элементной базы сверхвысокочастотных кремний-германиевых БиКМОП приемо-передающих ИМС, постановка задач исследований 17
1.1 Тенденции развития кремний-германиевых БиКМОП-технологий для создания изделий ТСВЧЭ специального назначения 17
1.2 Обзор методов и средств проектирования и моделирования полупроводниковых приборов и устройств 20
1.2.1 Определение и назначение САПР приборно-технологического моделирования 22
1.2.2 Средства экстракции параметров SPICE-моделей 25
1.2.3 Схемно-топологические САПР 28
1.3 Классификация, функциональный состав и система параметров современных кремний-германиевых БиКМОП приемопередающих ИМС СВЧ-диапазона 31
1.4 Особенности радиационного поведения и радиационные эффекты в кремний-германиевых БиКМОП приемопередающих ИМС 41
1.5 Определение подхода к разработке СВЧ элементов и составных функциональных блоков кремний-германиевых БиКМОП приемопередающих ИМС, постановка задачи исследований 45
Выводы по главе 1 47
Глава 2 Построение моделей элементов библиотек для проектирования СВЧ функциональных блоков 48
2.1 Анализ и классификация существующих моделей элементов 48
2.1.1 Компактные модели 49
2.1.1.1 Компактные физические модели 50
2.1.1.2 Формальные модели 54
2.1.1.3 Поведенческие модели 56
2.1.2 Приборно-технологические модели 58
2.2 Моделирование пассивных СВЧ-элементов 62
2.3 Исследование направлений и путей совершенствования моделей СВЧ-элементов 67
2.3.1 Активные СВЧ-элементы 67
2.3.2 Учет радиационных эффектов 71
2.4 Исследование методов и средств экстракции параметров моделей 78
2.5 Нелинейная компактная модель изолированного МОПТ 83
Выводы по главе2 87
Глава 3 Методики проектирования функциональных блоков СВЧ приемо передающих ИМС 89
3.1 Коммутаторы сигналов на основе МОП-транзисторов 89
3.1.1 Сравнительный анализ схем построения и конструктивно-технологических вариантов изготовления 90
3.1.2 Причины нелинейных искажений в кремниевых КС на МОПТ и методы повышения линейности 94
3.1.3 Способы повышения линейности КС на МОПТ 99
3.2 Ступенчатые аттенюаторы и фазовращатели 112
3.2.1 Методика проектирования ступенчатых AT 114
3.2.2 Методика проектирования ступенчатых ФВ 116
3.3 Симметрирующие преобразователи импеданса 118
3.3.1 Классификация и сравнительный анализ схем построения и конструктивно-технологических вариантов изготовления 118
3.3.2 Методика автоматизированного проектирования симметрирующих преобразователей импеданса 120
3.3.3 Компактная модель симметрирующего преобразователя импеданса 124
Выводы по главеЗ 126
Глава 4 Реализация кремний-германиевых БиКМОП сверхвысокочастотных приемо-передающих ИМС 129
4.1 Системное проектирование 129
4.1.1 Системный подход 129
4.1.2 Разработка поведенческой модели СВЧ-ИППТ 135
4.2 Аппаратно-программный комплекс экстракции параметров моделей элементов 139
4.3 Библиотека разработанных СВЧ-элементов и функциональных блоков 144
4.3.1 Разработанные СВЧ-элементы 144
4.3.2 Разработанные СВЧ-ФБ 146
4.4 Приемо-передающий тракт считывателя для систем радиочастотной
идентификации 153
Выводы по главе 4 157
Заключение 158
Список литературы 161
- Определение и назначение САПР приборно-технологического моделирования
- Компактные физические модели
- Ступенчатые аттенюаторы и фазовращатели
- Аппаратно-программный комплекс экстракции параметров моделей элементов
Определение и назначение САПР приборно-технологического моделирования
При моделирование ТО (таких как травление, осаждение, отжиг, окисление) типового маршрута изготовления применяется метод конечных элементов для исследуемой части полупроводниковой пластины.
Как правило, полное моделирование ТП проводится при отладке процесса изготовления на полупроводниковых фабриках (foundry) и IDM-компаниями (англ. «integrated device manufacture»). Центры проектирования, не имеющие собственного полупроводникового производства (fabless-компании) и не располагающие детальной информацией о ТП, применяют специальные приложения, позволяющие создавать структуры ПП в режиме графического редактора (Structure Editor) с использованием простейших геометрических представлений (слои, области) и математических функции (распределения, профили легирования, зонные диаграммы и т.д.), минуя трудоемкий, требующий тщательной калибровки, процесс описания последовательности технологических операций.
Приборные симуляторы предназначены для моделирования основных физических процессов (электромагнитных, кинетических, тепловых, оптических, электромеханических и др.) в виртуальных структурах ПП, созданных с помощью симулятора ТП, графического редактора структур или другими инструментами.
В основу большинства приборных симуляторов положено численное решение фундаментальной системы уравнений (непрерывности, переноса заряда, Пуассона). Учет квантовых эффектов обеспечивается включением в систему уравнения Шредингера. Как правило, для численного решения фундаментальной системы уравнений (ФСУ) используется метод конечных элементов (FEM, англ. «finite-element-method»).
Основной задачей программ отображения результатов моделирования является конвертация выходных данных приборного симулятора в требуемый пользователю формат, их последующая обработка, графическое отображение и экспорт.
Наибольшее распространение получили универсальные пакеты программ Sentauras TCAD (Synopsys Inc., США) и Silvaco TCAD (Silvaco Inc., США). Оба пакета поддерживают моделирование основных типов ПП: субмикронных МОПТ, изготовленных по объемной и КНИ технологиям, Si БТ и SiGe ГБТ, полевых транзисторов с затвором Шоттки, гетероструктурных полевых транзисторов на основе соединений АЗВ5. Кроме того, пакет Sentaurus TCAD позволяет осуществлять моделирование ПП на основе карбида кремния, полевых транзисторов с трехмерной структурой и др., активно развивается и де-факто считается стандартом в области приборно-технологического моделирования.
Процедура экстракции (восстановления) параметров моделей предназначена для определения значений параметров моделей СВЧ-элементов и последующего использования этих моделей на этапах схемотехнического и топологического проектирования.
Входными данными для процедуры экстракции являются экспериментальные (или расчетные) характеристики специальных тестовых структур (ТС) элементов (ВАХ, ВФХ, S-параметры и др.), изготовленных в рамках исследуемого ТП, и полученные с применением зондовых измерительных комплексов. Одним из результатов выполнения процедуры экстракции является список соединений ("Net-лист"), содержащий значения параметров моделей элементов. Список соединений используется схемно-топологическими САПР на последующих этапах проектирования.
Набор значений параметров моделей определяется в ходе экстракции по принципу наилучшего совпадения результатов моделирования электрических характеристик ТС с результатами соответствующих экспериментальных исследований. Поэтому основной функцией программных средств экстракции параметров моделей является сопоставление в графическом виде результатов моделирования, при различных наборах значений параметров моделей, и экспериментальных данных. Также в приложении для экстракции может быть выполнен алгоритм поиска оптимального набора значений параметров модели в виде дополнительной программной функции.
Наиболее распространенным пакетом программ для экстракции параметров моделей в настоящее время является IC-CAP (Keysight Technologies Inc., США), де-факто являющийся отраслевым стандартом [24].
К преимуществам пакета IC-CAP относится набор функций (драйверов) управления контрольно-измерительным оборудованием через GPIB-интерфейс и обмена файлами данных. Открытая архитектура пакета и встроенный язык программирования PEL (англ. «Parameter Extraction Language») дает возможность пользователю, дополнительно к имеющимся (приобретенным) стандартным модулям экстракции конкретных моделей, самостоятельно разрабатывать программные модули ручной и автоматизированной экстракции параметров существующих и новых моделей ПП.
Стандартный маршрут экстракции параметров модели ПП, более подробно рассмотренный в разделе 2.4, состоит из следующих этапов: - выбор конкретной модели для описания ПП, определение стратегии экстракции ее параметров и режимов измерений; - разработка набора необходимых для экстракции ТС; - выбор специализированной САПР, разработка программы-методики экстракции; - проведение экспериментальных исследований ТС; - ручная (автоматизированная) экстракция параметров моделей элементов; - оптимизация значений параметров моделей элементов, верификация. Результатом экспериментальных исследований является перечень файлов в формате .mdm (англ. «measured data management»), содержащих электрические характеристики ТС и другие данные, необходимые для экстракции. Учет технологического разброса осуществляется путем исследований (измерений) значимой выборки однотипных ТС.
На этапе статистической обработки, проводится анализ и сопоставление полученных наборов экспериментальных данных по признакам, определенным в программе-методике, выделяются конкретные наборы данных (характеристики), на основе которых будет производиться экстракция параметров модели.
Компактные физические модели
Базовый набор пассивных СВЧ-элементов, необходимых для создания приемо-передающих ИМС, выполненных по SiGe БиКМОП-технологии, включает: -резисторы, выполненные на основе поликремния и диффузионные; -М1М-конденсаторы; -микрополосковые линии передачи (МПЛ); -планарные спиральные индуктивности; -контактные площадки (КП).
Несмотря на стремительное развитие SiGe БиКМОП-технологий и их ориентацию на создание СВЧ приемо-передающих ИМС, в составе ряда PDK, предоставляемых фабриками, отсутствуют необходимые пассивные СВЧ-элементы и их модели. Процедура проектирования топологии и моделирования MIM-конденсаторов, МПЛ, индуктивностей в настоящее время достаточно хорошо формализована для технологий на основе соединений АЗВ5 на полуизолирующей подложке и зачастую допускает использование аналитических выражений. Между тем, высокие потери в полупроводящей кремниевой подложке способны привести к существенной деградации важных радиотехнических параметров пассивных СВЧ-элементов (например, добротности MIM-конденсаторов и индуктивностей), что в свою очередь отразиться на характеристиках всей СВЧ приемо-передающей ИМС.
В этой связи актуальным является исследование и разработка подходов к моделированию необходимых (отсутствующих в составе PDK, предоставляемых фабрикой) пассивных СВЧ-элементов, а также рассмотрение компактных моделей для САПР схемно-топологического проектирования.
Выражения для расчета основных параметров моделей пассивных СВЧ-элементов, рассмотренных далее в настоящем разделе, с целью повышения наглядности приведены в Приложении А. При проектировании СВЧ-ИМС в настоящее время широко применяются поликремниевые и диффузионные резисторы. Поликремниевые резисторы выполнены на основе поликристаллического кремния, также применяемого для трассировки межсоединений на кристалле. Типовое значение погонного сопротивления резисторов на основе поликремния составляет порядка 10 Ом/кв.
Диффузионные резисторы выполнены на основе карманов п- или р-типа легированных примесью, как показано на рисунке 2.7. Типовое значение погонного сопротивления диффузионных резисторов составляет порядка 1 кОм/кв. Преимуществом использования диффузионных резисторов на основе р-кармана является дополнительная изоляция от подложки [66].
Упрощенная модель МГМ-конденсатора для диапазона СВЧ [68] В СВЧ-ИМС в качестве линии передачи применяют МПЛ и копланарные линии [22]. В мм-диапазоне МПЛ используются для построения согласующих и селективных цепей, направленных ответвите лей, сумматоров и др. Основными параметрами МПЛ являются волновое сопротивление (Z0), эффективная диэлектрическая проницаемость (eeff) и погонное ослабление (а). В стандартных библиотеках для технологий на полуизолирующей подложке присутствуют масштабируемые модели разнообразных МПЛ и их неоднородностей, характеризуемых низкими диэлектрическими потерями. Для кремниевых технологий с несколькими слоями металлов проектирование МПЛ с заданным Z0 и малым значением а представляет собой отдельную задачу.
Одним из наиболее распространенных подходов моделирования МПЛ средствами схемно-топологических САПР является использование моделей, содержащих частотные зависимости S-параметров, полученные на основе результатов ЭМ-моделирования и/или экспериментальных исследований.
В ряде случаев целесообразным является использование компактных моделей МПЛ, т.н. RLCG-моделей. В качестве примера на рисунке 2.10 показана модель одиночной МПЛ [69]. P1
Одним из базовых подходов к моделированию планарных спиральных индуктивностей, предназначенных для изготовления по SiGe БиКМОП-технологии, позволяющим оперативно определить из характеристики, является ЭМ-моделирование топологии.
В ходе данной работы автором был разработан набор СВЧ-индуктивностей, предназначенных для использовании при проектировании ФБ приемо-передающих ИМС, изготавливаемых по SiGe БиКМОП-технологии.
Ступенчатые аттенюаторы и фазовращатели
КС на МОПТ не потребляют мощность в статическом режиме, имеют малые размеры топологии, обладают сравнительно низкими значениями IL в диапазоне частот до 10 ГГц, а для ряда глубоко субмикронных технологий (60...45 нм и менее) в диапазоне частот до 30...40 ГГц и выше. Одним из факторов, ограничивающих применение КС на МОПТ является низкое значение Рлин (ограниченное на уровне, как правило, не превышающем 10 дБм). Между тем, существует ряд схемно-топологических решений, направленных на увеличение Рлин до значений +17...+30 дБм, которые подробно будут рассмотрены далее в настоящей главе.
Упрощенная схема КС на основе pin-диодов [90] Диоды D1 и D2 при подаче положительного смещения обеспечивают прямое прохождение СВЧ-сигнала, диоды D3 и D4 необходимы для повышения изоляции. При подаче на вход А управляющего напряжения высокого уровня (как правило, 0,7.. .0,9 В) диод D3 открыт и шунтирует плечо 1 КС на землю. При этом на вход В подается управляющее напряжение низкого уровня (как правило, 0 В) и диод D4 остается запертым. При необходимости передачи СВЧ-сигнала с входа на выход 1 на вход А подается управляющее напряжение низкого уровня, а на вход В -высокого.
Для ряда современных SiGe БиКМОП-технологий возможным является изготовление pin-диодов в рамках стандартного процесса без применения дополнительных технологических операций [91].
Основными преимуществами КС на pin-диодах по сравнению с КС, выполненных на МОПТ, являются меньшие IL, особенно в диапазоне частот 10...20 ГГц и выше, что обусловлено малым последовательным сопротивлением pin-диодов в состоянии «включено», высокая изоляция между плечами, а также более высокое значение Рлин. Недостатками, существенно ограничивающими область применения КС данного типа, являются достаточно высокое значение Рпотр (как правило, 20 мВт и более), значительные габаритные размеры топологии, обусловленные необходимостью использования блокирующих переменную составляющую СВЧ-сигнала индуктивностей, а также разделительных конденсаторов. Следует отметить, что КС на pin-диодах нашли широкое применения в составе СВЧ ИМС приемо-передатчиков с диапазоном частот 70...100 ГГц и выше. где (о - частота, Ся - значение емкости перехода база-эмиттер, Cs - значение емкости перехода коллектор-подложка, В - статический коэффициент усиления тока базы ГБТ, хк - сопротивление перехода база-эмиттер.
При подаче на вход А управляющего сигнала высокого уровня (как правило, 0,7...0,9 В) рп-переход ГБТ Q1 оказывается смещен в прямом направлении и сигнал с входа 1 поступает на выход. При этом на вход В подается управляющий сигнала низкого уровня (как правило, 0 В) и рп-переход ГБТ Q3 является закрытым, что препятствует прохождению сигнала на землю. Резисторы R1 необходимы для регулировки тока, протекающего через ГБТ в открытом состоянии. Известно, что за счет снижения тока (увеличение R1) возможно существенно снизить потребляемую мощность в статическом режиме, что, между тем, сопровождается увеличением IL.
Одним из главных преимуществ КС на основе SiGe-ГБТ являются широкий диапазон рабочих частот (до 40...50 ГГц) за счет высоких Ft (200 ГГц и более). К недостаткам следует отнести малое значение Рлин, ограниченное, как правило, на уровне не более 10 дБм, повышенную потребляемую мощность (десятки мВт) и значительную площадь, занимаемую на кристалле, что обуславливается необходимостью использования блокирующих переменный СВЧ-сигнал индуктивностей, а также разделительных конденсаторов. Необходимость согласования по входу и выходу КС данного типа, приводит к существенному ограничению диапазона рабочих частот снизу, что делает невозможным их использование для широкого ряда приложений. В первую очередь оправданным применение КС на основе SiGe ГБТ является для систем локации Х-диапазона (8... 12 ГГц) и выше в случаях, когда требуемые IL при использовании МОПТ в качестве коммутируемого элемента не могут быть достигнуты.
В таблице 3.1 обобщены результаты сравнительного анализа различных схемно-топологических решений реализации КС по SiGe БиКМОП-технологии.
Площадь, мкм 0,025 н.д. ОД 0,14 0,2 0,3 Согласно результатам анализа, представленным в таблице 3.1, установлено следующее: -для проектирования КС с диапазоном рабочих частот до 10 ГГц целесообразным является использование МОПТ в качестве коммутирующих элементов. При этом необходимым является применение специальных мер, направленных на повышение Рлин; -построение КС на pin-диодах и SiGe ГБТ в силу повышенной Рпотр и площади, занимаемой на кристалле, является оправданным для ИМС с диапазоном рабочих частот 30.. .50 ГГц.
Схема включения МОПТ для исследования эффектов автосмещения (а), упрощенная эквивалентная схема (б) Механизм работы данного эффекта заключается в отпирании диодов Den и Бил, образованных переходами сток-подложка и исток-подложка соответственно. Напряжение отпирания (Unop) для кремниевых МОПТ составляет порядка 0,4...0,8 В. Таким образом, когда амплитуда входного сигнала превысит уровень Unop, начнется отпирание диодов Den и Dnn, что приведет к нелинейным искажениям на выходе МОПТ. На рисунке 3.5а представлена временная зависимость амплитуды сигнала на входе МОПТ при подаче на его вход сигнала с уровнем мощности равным 10 дБм и частотой 1 ГГц. На рисунке 3.56 показана зависимость вносимых потерь (S21) от уровня мощности входного сигнала (Pin) МОПТ. где Цотп - напряжение в вольтах отпирания диодов Den и Dnn, Ro - выходное сопротивление генератора сигнала.
Как следует из рисунка 3.5, для рассматриваемого МОПТ величина Цотп составляет 0,76 В. Таким образом, значение Рлин составляет 10,6 дБм, что соответствует значению, полученному с помощью моделирования в САПР.
Аппаратно-программный комплекс экстракции параметров моделей элементов
Исходными данными для системного моделирования служила структурная схема СВЧ-ИППТ, показанная на рисунке 4.1, перечень СВЧ-ФБ, определенные в результате сравнительного анализа СВЧ приемо-передающих ИМС считывателей, подробно изложенные в работе [105]. Требования к интегральным параметрам рассматриваемой СВЧ-ИППТ были определены с использованием разработанного поведенческого подхода, рассмотренного подробно в работе [106], на основе заданных радиотехнических характеристик системы РЧИ: дальности считывания, скорости передачи данных, скорости считывания меток, энергопотребления и др.
Структурная схема СВЧ приемо-передающего тракта считывателя систем РЧИ стандарта ISO 18000-6 В большинстве систем РЧИ стандарта ISO 18000-6 применяются пассивные метки, получающие энергию из сигнала несущей частоты, передаваемого считывателем. В таблице 4.1 приведены типовые параметры элементов системы РЧИ стандарта ISO 18000-6.
Минимальное значение мощности радиосигнала на входе метки PTAGMIN, достаточное для ее активации, (чувствительность) составляет, как правило, не более -15 ...-20 дБм. Уровни мощности сигнала на входе метки PTAG И приемника считывателя PRX определяются из уравнений: где Ртх - мощность на выходе передатчика считывателя в дБм; GTX и GTAG _ коэффициенты усиления антенн считывателя и метки в дБи; LOSS - потери, связанные с распространением в среде, в дБ; М - коэффициент модуляции сигнала обратного рассеяния, поступающего от метки, в дБ; L - расстояние между меткой и считывателем в метрах (дальность считывания); X - длина волны несущего колебания в метрах.
Зависимость мощности сигнала на входе метки PTAG И приемника считывателя PRX от расстояния между меткой и считывателем L
Из представленных на рисунке 4.2 зависимостей следует, что для метки с чувствительностью PTAGMIN равной -15 дБм дальность считывания L составляет 4 м, при этом для детектирования отраженного от метки сигнала значение чувствительности приемника Ps составляет -73 дБм. Увеличение дальности считывания достигается повышением чувствительности метки (посредством использования полуактивных меток), либо увеличением выходной мощности Ртх, что, в свою очередь, приводит к блокированию приемного канала и росту общего энергопотребления считывателя.
Согласно требованиям стандарта ISO 18000-6С, считыватель должен поддерживать работу в двух режимах: одновременного приема и передачи (Talk) и сканирования (приема) полосы частот перед передачей (LBT, от англ. «listen-beforealk») при выключенном передатчике.
Основным типом модуляции в прямом и обратном каналах связи РЧИ является амплитудная манипуляция (ASK). Стабильный прием сообщений в системе РЧИ стандарта ISO 18000-6 обеспечивается при значении битовой ошибки (BER) не более 10" , что соответствует значению сигнал/шум (SNR) 12 дБ.
Коэффициент шума (NFRX) приемника СВЧ-ИППТ определяется с использованием выражения: где Ps - чувствительность приемника считывателя в дБм, BWN - полоса пропускания канала в Гц.
В режиме Talk при чувствительности Ps = -73 дБм и полосе пропускания 1,28 МГц (соответствует максимальной скорости передачи данных 640 кбит/с) значение NFRX не должно превышать 28 дБ.
В режиме LBT при сканировании каналов с полосой пропускания BWN 200 кГц чувствительность приемника Ps должна составлять -100 дБм и менее, при этом, согласно выражению (4.3), значение NFRX составляет 9 дБ.
На рисунке 4.4 показаны моно- и бистатическая конфигурации антенн считывателя. В первом случае используется одна антенна для приема и передачи, соединяемая с приемным и передающим трактами СВЧ-ИППТ через направленный ответвите ль (НО) или циркулятор. При бистатической схеме применяются две антенны.
Моностатическую схему характеризует малое значение развязки между приемником и передатчиком считывателя, определяемое параметрами НО, не превышающее 20...25 дБ. Моностатическая конфигурация широко применяется в автономных считывателях с интегрированной антенной. Бистатическая конфигурация обеспечивает развязку 30...40 дБ, определяемую коэффициентом связи между антеннами.
В режиме Talk значение Рлин определяется эффектом перегрузки (блокирования) входа приемника частью сигнала передатчика Ртх, поступающего на вход. Рлин приемника для системы РЧИ с параметрами из табл. 1 в случае использования моно- и бистатической схем составляют не менее 5 и 0 дБм, соответственно.
В режиме Talk задача детектирования слабого, отраженного от метки полезного сигнала (менее -60 дБм), затрудняется наличием на входе приемника немодулированного сигнала несущей частоты передатчика FLo с мощностью не менее 0 дБм, а также сигналов соседних считывателей FAc (см. рисунок 4.5). Это обстоятельство определяет требования к уровню фазовых шумов сигнала несущей частоты.
Системное моделирование проводилось средствами САПР и аналитическими методами, при этом использовались стандартные библиотечные поведенческие модели СВЧ-ФБ. Для уменьшения временных затрат и улучшения наглядности, моделирование проводилось раздельно: для приемного и передающего трактов СВЧ-ИППТ. Согласно схеме, приведенной на рисунке 4.1, в состав приемного тракта СВЧ-ИППТ входят следующие СВЧ-ФБ: КС - коммутатор сигналов; МШУ - входной малошумящий усилитель приемного канала; СМ - квадратурный понижающий смеситель приемного тракта (квадратурный демодулятор, КД).
