Усилительный каскад на мощном многокристальном широкополосном LDMOS транзисторе s-диапазона частот Романовский Станислав Михайлович

Содержание к диссертации

Введение

Глава 1 Особенности конструкции и проектирования современных мощных СВЧ LDMOS транзисторов 13

1.1 Перспективы применения мощных СВЧ LDMOS транзисторов 13

1.2 Проектирование полупроводниковых приборов 15

1.3 Технологические особенности кристалла СВЧ LDMOS транзистора 18

1.4 Тепловые эффекты в транзисторе 22

1.5 Пробой в транзисторе 24

1.6 Модернизация затворного узла мощного СВЧ LDMOS транзистора 25

1.7 Выводы 32

Глава 2 Анализ работы усилительного каскада на СВЧ LDMOS транзисторе 33

2.1 Описание цепей согласования, используемых в усилительном каскаде 33

2.2 Система анализа, используемая для исследования работы усилительного каскада на мощном СВЧ LDMOS транзисторе и для построения цепей согласования для него 36

2.2.1 Описание системы анализа работы усилительного каскада на мощном СВЧ LDMOS транзисторе 36

2.2.2 Построение нелинейной модели мощного СВЧ LDMOS транзистора и описание ее параметров 38

2.2.3 Расчет эксплуатационных параметров транзистора на большом сигнале, исходя из его нелинейной эквивалентной схемы 42

2.2.4 Синтез входных и выходных цепей согласования усилительного каскада 45

2.2.5 Пример анализа усилительного каскада на транзисторе 2ПЕ301А и построение цепей согласования для него 47

2.2.6 Оценка погрешности использования «свертки» по первой гармонике цепей согласования моделируемого усилительного каскада 54

2.3 Выводы 57

Глава 3 Расчет потерь во внутренних цепях в корпусе мощного СВЧ транзистора и оценка их влияния на эксплуатационные характеристики усилительного каскада 58

3.1 Потери в согласующих конденсаторах в корпусе мощного СВЧ транзистора 58

3.2 Описание модели в программе электромагнитного моделирования для расчета потерь во внутренних цепях согласования транзистора 60

3.3 Расчет потерь во внутренних цепях транзистора 62

3.4 Экспериментальная оценка потерь во внутренних цепях транзистора 65

3.5 Расчет эксплуатационных параметров усилительного каскада с учетом потерь в согласующих цепях 67

3.6 Выводы 69

Глава 4 Анализ эксплуатационных характеристик усилительного каскада с учетом индуктивностей соединительных проводников и взаимных индуктивностей между ними в корпусе мощного СВЧ транзистора 70

4.1 Моделирование индуктивностей соединительных проводников и взаимных индуктивностей между ними в корпусе мощного СВЧ транзистора в программе электромагнитного моделирования 70

4.2 Оценка влияния сосредоточенных портов на результаты расчета 74

4.3 Сопоставление рассчитанных значений с экспериментальными данными 76

4.4 Оценка влияния взаимных индуктивностей на эксплуатационные характеристики усилительного каскада 78

4.4.1 Оценка влияния взаимных индуктивностей между рядами проводников, находящимися либо во входном, либо в выходном согласующем контуре, на эксплуатационные характеристики усилительного каскада 78

4.4.2 Оценка влияния взаимных индуктивностей между рядами, находящимися во входном и в выходном контуре, на эксплуатационные характеристики усилительного каскада 79

4.5 Рекомендации к конструкции внутренних цепей согласования мощного СВЧ LDMOS транзистора, приводящие к уменьшению взаимных индуктивностей в его корпусе 83

4.6 Выводы 85

Глава 5 Анализ побочных негативных эффектов при сложении трех мощных транзисторных кристаллов в одном корпусе 87

5.1 Поперечные колебания в усилительном каскаде на многокристальном СВЧ LDMOS транзисторе 87

5.2 Результаты экспериментального измерения трехкристальных транзисторов при оптимальной нагрузке 88

5.3 Описание модели усилительного каскада на трехкристальном СВЧ LDMOS транзисторе 89

5.4 Модельное исследование эффектов неравномерной работы усилительного каскада на многокристальном СВЧ LDMOS транзисторе 93

5.5 Методика расчета холодных резонансов поперечных контуров в трехкристальном транзисторе 97

5.6 Оценка возможной коррекции параметров исследуемого транзистора с целью подавления поперечных колебаний 98

5.7 Измерение трехкристального СВЧ LDMOS транзистора на тепловизоре 100

5.8 Выводы 102

Список литературы 105

• Технологические особенности кристалла СВЧ LDMOS транзистора
• Пример анализа усилительного каскада на транзисторе 2ПЕ301А и построение цепей согласования для него
• Моделирование индуктивностей соединительных проводников и взаимных индуктивностей между ними в корпусе мощного СВЧ транзистора в программе электромагнитного моделирования
• Модельное исследование эффектов неравномерной работы усилительного каскада на многокристальном СВЧ LDMOS транзисторе

Введение к работе

Актуальность темы. Мощные усилители радиочастотного

диапазона применяются в радарах гражданского и военного назначения, в
авионике, в приемо-передающих базовых станциях сотовой связи, в
медицине, в беспроводных компьютерных сетях, в цифровом телевидении,
и др. В зависимости от применения усилители должны работать при
заданном в техническом задании наборе условий и при этом выдавать
требуемые эксплуатационные характеристики. Данные характеристики
включают выходную мощность в полосе частот (Р_вых), коэффициент
полезного действия (КПД), устойчивость, равномерность амплитудно-
частотной характеристики, коэффициент усиления по мощности (К_ур),
линейность, температурную стабильность, фазо-частотные

характеристики, параметры фронтов выходного радиоимпульса и т.д.
Основная часть эксплуатационных характеристик усилителя определяется
параметрами отдельных усилительных каскадов и параметрами

используемых транзисторов. При этом постоянно растущие требования рынка побуждают разработчиков транзисторов к повышению их эксплуатационных характеристик.

В перечень эксплуатационных характеристик мы включаем ряд параметров, характеризующих устойчивость рабочего режима транзистора. Помимо устойчивости параметров транзистора в диапазоне температур или в зависимости от режима, принципиальными моментами являются устойчивость при рассогласовании нагрузки усилительного каскада и устойчивость транзистора по отношению к поперечным колебаниям, возникающим в структуре многокристального транзистора, что является предметом представленных модельных исследований. Следует отметить, что перечисленная совокупность эффектов возможной неустойчивости оказывается во многом взаимосвязанной. В ряде случаев эффекты неустойчивости могут сопровождаться возникновением паразитной генерации.

Основные типы мощных СВЧ транзисторов – это ДМОП транзисторы с горизонтальным каналом (LDMOS), полевые транзисторы с высокой подвижностью электронов (HEMT) на основе гетероструктур GaN и биполярные транзисторы. Исследования сконцентрированы на мощных СВЧ LDMOS транзисторах, предназначенных для применения в радарах. Можно отметить, что результаты данной работы могут быть использованы применительно к другим типам транзисторов, в частности к GaN-HEMT.

Настоящая работа относится к сфере научных исследований, которая
ориентирована на решение проблем, возникающих при создании новых,
более совершенных приборов. Главная задача исследования – связать
физические и конструктивные параметры усилительного каскада на
мощном СВЧ LDMOS транзисторе с его потенциальными

эксплуатационными характеристиками и, таким образом, оптимизировать конструкцию прибора.

Для проведения данных исследований была разработана

оригинальная система анализа мощных усилительных каскадов на СВЧ LDMOS транзисторах в существенно нелинейном режиме. Данная система включает совокупность структурных моделей исследуемых транзисторов (основанных на эквивалентных схемах транзисторов) и расчетных программ анализа работы усилительных каскадов. Кроме того, система анализа включает синтез цепей согласования и совокупность мероприятий по определению параметров используемых моделей. С учетом важности роли используемых структурных моделей в работе в ряде случаев используется термин «модельные исследования».

Цель работы

Главной целью работы является исследование путей достижения высоких эксплуатационных характеристик усилительных каскадов на мощных LDMOS транзисторах, работающих в S-диапазоне частот.

Для достижения поставленной цели в диссертации решались следующие задачи:

1. Разработка элементов конструкции кристалла СВЧ LDMOS транзистора, способствующих достижению высоких эксплуатационных характеристик усилительного каскада в S-диапазоне частот.

2. Разработка системы анализа усилительных каскадов на однокристальном и трехкристальном мощных СВЧ LDMOS транзисторах с учетом существенно нелинейных режимов их работы и возможности появления эффектов паразитного возбуждения.

3. Анализ взаимных индуктивностей между соединительными проводниками и потерь в корпусе транзистора. Оценка влияния количества и конфигурации проводников на данные параметры. Выработка рекомендаций к конструкции мощного СВЧ LDMOS транзистора, позволяющих расширить полосу рабочих частот и подавить паразитное возбуждение усилительного каскада.

4. Анализ проблем, возникающих при сложении трех ранее отработанных кристаллов LDMOS транзисторов в одном корпусе. Это проблемы, связанные со снижением эксплуатационных параметров, возникновением эффектов паразитной генерации и выходов из строя в различных режимах работы. Выработка рекомендаций, позволяющих устранить данные негативные эффекты.

Методы исследования

В ходе выполнения диссертационной работы использовался комплексный подход, включающий моделирование, математический анализ, экспериментальные исследования и статистический анализ результатов внедрения рекомендаций в процесс серийного производства.

Расчетные методы, входящие в используемую систему анализа,
представлены следующими видами компьютерного моделирования:
составление программ в среде Matlab для анализа работы усилительного
каскада в существенно нелинейном режиме, схемотехническое

моделирование в программе Microwave office для синтеза цепей
согласования усилительного каскада и расчет в программе

электромагнитного моделирования High Frequency Structure Simulator
(HFSS) для определения параметров моделей. Для расчета физико-
технологических параметров кристалла мощного СВЧ LDMOS
транзистора использовалось моделирование в программе САПР ISE TCAD.

Расчеты подтверждены экспериментальными исследованиями. Измерения эксплуатационных параметров усилительного транзисторного каскада проводилось при использовании современного оборудования. Для измерения некоторых параметров эквивалентных схем усилительных транзисторных каскадов использовался векторный анализатор цепей со специально изготовленными калибровочными наборами, позволяющими проводить калибровку по методу TRL в сечении вывода корпуса транзистора.

Достоверность полученных результатов и обоснованность научных положений

В работе представлено обоснование результатов и аргументация
выводов и практических рекомендаций в области разработки и
промышленного изготовления мощных СВЧ транзисторов. Достоверность
полученных научных результатов обеспечивается использованием
современных методов моделирования и анализа в системах

автоматизированного проектирования (САПР). Экспериментальное

подтверждение полученных результатов модельного исследования выполнено с использованием современного измерительного оборудования.

Достоверность полученных результатов подтверждается реализацией
ряда рекомендаций при создании новых типов приборов, полностью
подготовленных к началу серийного производства. Результаты

исследований были представлены и обсуждались на шести всероссийских научно-технических конференциях.

Научная новизна работы

1. Предложен и реализован оригинальный маршрут изготовления кристалла СВЧ LDMOS транзистора в S-диапазоне частот, который включает шунтирование продольных полицидных (слой поликремния с нанесенным на него слоем силицида тугоплавкого металла) затворных зубцов элементарных ячеек металлическими затворными шинами через металлические ответвленные контактные площадки. Оригинальные особенности конструкции отражены в трех патентах на изобретение (№2473150 от 17.08.2011, №2535283 от 26.06.2013 и №2639579 от 31.03.16).

2. Разработана оригинальная система анализа работы усилительного каскада (расчет выходной мощности, КПД, К_ур, фронтов выходного радиоимпульса и т.д.) на мощном СВЧ LDMOS транзисторе во временной области с тремя складываемыми кристаллами транзисторов и наличием взаимных индуктивностей между рядами проводников в его корпусе. Данная система позволяет, в отличие от метода гармонического баланса, обнаружить паразитное возбуждение усилительного каскада при работе в существенно нелинейном режиме, а также выявить проблемы сложения нескольких кристаллов в корпусе транзистора, включая эффекты поперечной неустойчивости.

3. Впервые выявлена сложная связь между конфигурацией и количеством соединительных проводников в корпусе мощного СВЧ LDMOS транзистора, с одной стороны, и амплитудно-частотной характеристикой и эффектом возникновения паразитного возбуждения усилительного каскада, с другой стороны. Предложена не используемая ранее конструкция внутренних цепей согласования мощного СВЧ LDMOS транзистора с наличием экранирующих проводников и с заданной определенным образом конфигурацией основных соединительных проводников. Реализация данной конструкции позволит снизить взаимные индуктивности между основными соединительными проводниками и уменьшить потери в согласующих конденсаторах. Экранирующие проводники размещены между каждым из пары в ряду основных соединительных проводников и электрически соединены с одного и другого конца с фланцем корпуса транзистора. Данная конструкция позволяет расширить полосу рабочих частот и существенно подавить паразитное возбуждение. По данной конструкции получен патент на изобретение (№2615313 от 05.11.2015).

4. В результате модельного исследования впервые было выявлено, что неустойчивость, связанная с возникновением СВЧ токов в поперечных цепях в корпусе многокристального мощного СВЧ LDMOS транзистора, имеет целый ряд сложных модификаций. В частности, для трехкристального LDMOS транзистора, обнаружено два типа паразитных поперечных колебаний: противофазные колебания на крайних кристаллах при минимальных колебаниях на среднем кристалле (1 тип) и синфазные колебания на крайних кристаллах при наличии сравнимых по амплитуде противофазных колебаний на среднем кристалле по отношению к крайним кристаллам (2 тип). Выработан ряд рекомендаций к внутренним цепям многокристального транзистора, в частности – использование соединительных проводников и сопротивлений в поперечных цепях, приводящих к подавлению данных негативных эффектов.

Практическая значимость работы

1. Разработан кристалл мощного СВЧ LDMOS транзистора (БКВП.757644.347), в котором воплощено шунтирование продольных

полицидных затворных зубцов элементарных ячеек металлическими затворными шинами через металлические ответвленные контактные площадки. Транзисторы с данными кристаллами сопоставимы по основным эксплуатационным характеристикам с зарубежными аналогами (ILD2731M30 фирмы Integra Technologies, BLS6G2731-120 фирмы Ampleon и MRF8P29300HR6 фирмы NXP).

5. Выработанные на базе модельных исследований рекомендации к внутренним цепям согласования, в частности – использование соединительных проводников и сопротивлений в поперечных цепях многокристального транзистора, а также использование определенной конфигурации основных продольных соединительных проводников в корпусе как однокристального, так и многокристального транзистора, с целью увеличения полосы рабочих частот и подавления паразитного возбуждения усилительного каскада, воплощены в конструкции следующих типов мощных СВЧ LDMOS транзисторов: 2ПЕ201А, 2ПЕ301А, 2ПЕ201Б, 2ПЕ301Б1 и 2ПЕ301В2.

6. Разработанная оригинальная конструкция внутренних цепей согласования мощного СВЧ LDMOS транзистора с наличием экранирующих проводников планируется к использованию в новых типах транзисторов с расширенной полосой рабочих частот и повышенной устойчивостью.

Основные положения и результаты, выносимые на защиту

1. Повышение К_ур и КПД усилительного каскада на мощном LDMOS транзисторе в S-диапазоне частот достигается за счет шунтирования продольных полицидных затворных зубцов элементарных ячеек кристалла транзистора металлическими затворными шинами через металлические ответвленные контактные площадки.

2. Разработанная система анализа усилительного каскада на мощном СВЧ LDMOS транзисторе во временной области, в отличие от широко распространенного метода гармонического баланса, позволяет связать конструктивные параметры транзисторов с комплексом их эксплуатационных характеристик (выходная мощность, полоса рабочих частот, КПД, К_ур и устойчивость) в существенно нелинейном режиме. Специфические возможности разработанной системы связаны с анализом работы трехкристальных СВЧ LDMOS транзисторов и возникающего эффекта поперечной неустойчивости, а также с оценкой влияния взаимных индуктивностей между рядами соединительных проводников в корпусе транзистора на эксплуатационные характеристики усилительного каскада.

3. Использование в мощном СВЧ LDMOS транзисторе экранирующих проводников, размещенных между каждым из пары в ряду основных соединительных проводников и электрически соединенных с одного и другого конца с фланцем корпуса, и заданной определенным образом конфигурацией основных соединительных проводников

(снижающей взаимные индуктивности между ними и уменьшающей потери в согласующих конденсаторах) приводит к расширению полосы рабочих частот и к подавлению паразитного возбуждения усилительного каскада.

4. В трехкристальном СВЧ LDMOS транзисторе при определенных условиях (рассогласование нагрузки, близость частоты возбуждения к резонансным частотам внутренних поперечных контуров) возникают поперечные колебаний, которые неприемлемы с эксплуатационной точки зрения. Выработанные на базе модельных исследований рекомендации к конструкции многокристального мощного СВЧ LDMOS транзистора, в частности, использование соединительных проводников и сопротивлений в его поперечных цепях, позволяют устранить данные поперечные колебания в оговоренных условиях эксплуатации.

Личный вклад автора

4. Автором работы при использовании специализированного САПР был проведен анализ конструктивно-технологических параметров кристалла мощного СВЧ LDMOS транзистора. Также автором был предложен способ формирования затворного узла элементарных транзисторных ячеек, который заключается в использовании в конструкции кристалла металлических затворных шин, шунтирующих продольные полицидные затворные зубцы элементарных ячеек металлическими ответвленными контактными площадками. В результате было получено три патента на изобретение. Соавторами соискателя в трех данных патентах являются его непосредственные сотрудники.

5. Соискатель разработал нелинейные модели как однокристальных, так и многокристальных мощных СВЧ LDMOS транзисторов в используемой системе анализа. Данные модели позволяют проводить анализ эксплуатационных характеристик усилительного каскада, работающего в существенно нелинейном режиме, с учетом влияния взаимных индуктивностей между рядами соединительных проводников в корпусе транзистора. Также соискателем были проведены расчетно-экспериментальные работы по определению параметров эквивалентных схем, лежащих в основе нелинейных моделей.

6. Автор в программе электромагнитного моделирования провел анализ индуктивностей рядов соединительных проводников и взаимных индуктивностей между ними, а также потерь в корпусе мощного СВЧ транзистора. Соискателем были выработаны рекомендации к количеству и конфигурации соединительных проводников в корпусе транзистора для повышения эксплуатационных характеристик и устранения паразитного возбуждения в усилительном каскаде. Была предложена конструкция внутренних цепей транзистора с наличием экранирующих проводников, по который был получен патент на изобретение.

4. Соискателем были проведены модельные исследования работы усилительного каскада на трехкристальном СВЧ LDMOS транзисторе, в результате чего были выявлены причины экспериментально наблюдаемого снижения выходной мощности в диапазоне частот и выходов из строя. Соискателем были выработаны рекомендации к построению цепей согласования, позволяющие устранить данные негативные эффекты.

5. Соискателем были выполнены все экспериментальные работы, включающие измерение эксплуатационных параметров транзисторов, измерение тестовых структур, калибровку измерительных стендов, а также разработку различной оснастки для измерения.

Апробация работы

Основные результаты диссертации докладывались лично

соискателем и обсуждались на научно-технических конференциях «Твердотельная электроника. Сложные функциональные блоки РЭА»: (г. Москва, АО «НПП «Пульсар», 2010–2017 гг.).

По результатам диссертационной работы было опубликовано 5 печатных работ в издании, рецензируемом ВАК, 10 работ в материалах всероссийских научно-технических конференций. Также было получено 4 патента на изобретение.

Структура и объем работы

Технологические особенности кристалла СВЧ LDMOS транзистора

Поперечное сечение ячейки кристалла мощного СВЧ LDMOS транзистора представлено на рис. 1.1.

Исходным материалом для изготовления кристаллов со структурой LDMOS служит кремниевая эпитаксиальная р"р+-структура толщиной 50 - 120 мкм. На рис. 1.1 высота р+-подложки для наглядности уменьшена. Толщина и удельное сопротивление эпитаксиального р"-слоя определяются требованиями к пробивному напряжению сток-исток и находятся в пределах: hр_ = 7…8 мкм, рр_ = 10…30 Ом-см, а удельное сопротивление р-слоя подложки, выполняющего в LDMOS-транзисторной структуре функции общего электрода истока, составляет рр+ = 0,005...0,01 Ом-см. Суммарная толщина диэлектрика, на котором располагаются верхние слои металлизаций стока и затвора составляет, в зависимости от конструкции, порядка 1…5 мкм.

В LDMOS транзисторах по стоковым шинам протекает наибольший ток, поэтому металлизация стока делается многослойной с широким верхним слоем. Толщина металлизации верхнего слоя обычно составляет порядка 3 мкм, толщины металлизации нижних слоев обычно составляют порядка 1 мкм. При этом существуют ограничения, связанные с паразитными емкостями, в том, насколько широкими могут быть металлические слои. Подробнее о топологии СВЧ LDMOS транзисторов, а также о связанных с ней ограничениях и надежности сказано в [1].

Контакт истока выводится на обратную поверхность кристалла с помощью глубокой диффузионной истоковой р+-перемычки, достигающей р+-слоя подложки эпитаксиальной структуры, и соединительной металлизации. Металлизация необходима для шунтирования р-n-перехода, образованного р+-перемычкой и п+-областью истока. В результате достигается минимальная индуктивность истока и улучшается теплоотвод. Истоковая область транзистора более гибкая для изменения по сравнению с n-областью стока и обычно может быть расширена или сокращена для соответствия геометрическим размерам или тепловым требованиям.

Стоковая n+-область в LDMOS транзисторе необходима для получения хорошего контакта. Обычно она делается минимальной, поскольку вносит большой вклад в выходную емкость транзистора.

Канал LDMOS транзистора индуцируется в подзатворной области р-кармана путем приложения положительного напряжения на поликремниевый затвор транзистора. Протекание тока происходит в горизонтальном направлении вдоль стоковой rf-области. Когда транзистор включен, стоковая іГ-область работает как переменный резистор, управляемый напряжением, и создает падение напряжения такое, что потенциал в области стока около затвора становится существенно меньше прикладываемого постоянного смещения на сток. Сопротивление сток-исток в открытом состоянии Rси.отк вносит существенный вклад в эксплуатационные параметры транзистора. Наибольший вклад в Rси.отк вносит слаболегированная іГ-область стока. Другими существенными параметрами, вносящими вклад в Rси.откр, является сопротивление истока и сопротивление канала.

Полоса затвора, находящаяся на подзатворном диэлектрике, выполнена из легированного поликремния со сформированным на нем слоем силицида тугоплавкого металла (полицида), например, кобальта. Полицид обеспечивает уменьшение сопротивления затворной шины, по крайней мере, на порядок в сравнении с обычным поликремниевым затвором. Толщина подзатворного диэлектрика выбирается в соответствии с длиной канала. Оба данных параметра существенно влияют на крутизну транзистора. В современных мощных СВЧ LDMOS транзисторах длина канала достигает 250 нм [2]. При оптимизации данной области следует учитывать ее влияние на пробивное напряжение Uпроб и на входную емкость Сзи.

Боковая диффузия бора в область р-кармана под каналом проводится с целью установления необходимого значения порогового напряжения Uзи.пор. Помимо этого, степень легирования кармана влияет еще и на пробивное напряжение Uпроб (в случае, когда пробой происходит вблизи канальной области), а также на характер изменения тока стока в зависимости от температуры [50]. Пороговое напряжение Uзи.пор LDMOS транзисторов лежит, как правило, в диапазоне от 1,8 – 3,5 В.

Типовое стоковое питающее напряжение зависит в первую очередь от длины и степени легирования n-области дрейфа. Транзисторы с напряжением питания 30 и 50 В имеют пробивные напряжения порядка 70 и 120 В соответственно, что в свою очередь ведет к длинам стоковой области порядка 3 (для напряжения питания равного 30 В) и 6 мкм (для напряжения питания равного 50 В) [2]. Длинная стоковая область ограничивает частотные свойства транзистора, поэтому LDMOS транзисторы с напряжением питания 50 В применяются в L-диапазоне частот. Тогда как транзисторы с напряжением питания 30 В могут работать и в S-диапазоне.

Пробой перехода сток-исток в LDMOS транзисторе происходит, когда электрическое поле через обратно смещенный переход между стоковой n–-областью и p-областью истока превышает критическое значение [51]. При этом возникает лавинный пробой, и ток через транзистор существенно растет. В связи с этим возникает опасность перегрева и катастрофического пробоя. Для формирования плавного распределения напряженности поля в n–-области стока она формируется из нескольких слаболегированных участков с разной концентрацией примеси фосфора. На рис. 1.2 приведено распределение напряженности поля в поперечном сечении мощного СВЧ LDMOS транзистора, предназначенного для работы в S-диапазоне частот. Длина канала данного транзистора составляет 0,4 мкм. Рис. 1.2 Рассчитанная в САПР ISE TCAD напряженность поля в n–-области стока в кристалле мощного СВЧ LDMOS транзистора при напряжении на стоке вблизи Uпроб. Напряжение на заторе Uзи равно нулю.

Из данного рисунка видно, что максимальная напряженность в стоковой n-области находится вблизи канала. Использование заземленного экрана, расположенного на изолирующем слое над n–-областью стока приводит к нескольким положительным моментам. Во-первых, это снижает напряжение со стокового p-n перехода, что ведет к повышению пробивного напряжения. Во-вторых, позволяет повысить степень легирования n–-области стока, что в свою очередь ведет к увеличению тока стока. И, в-третьих, наличие экрана приводит к существенному снижению проходной емкость Спрох.

Также о месте пробоя в кристалле LDMOS транзистора можно заключить из рассчитанного распределения плотности тока в объеме кристалла, где видно, что ток протекает через стоковый р-n-переход в горизонтальной области вблизи поверхности (рис. 1.3).

Напряжение на заторе Uзи равно нулю. Другой возможный вариант места пробоя исследуемой структуры может происходить в вертикальной плоскости стокового перехода между областью n2 и n3 и эпитаксиальным слоем на р+-подложку. Данное место пробоя является следствием повышенной напряженности поля, вызванной наличием градиента концентрации легирующей примеси между областями n2 и n3.

Оптимизация стоковой n–-области вместе с параметрами эпитаксиального р–-слоя (слаболегированный эпитаксиальный р-слой является важным фактором для получения низкого значения емкости сток-исток Cси) представляет одну из главных проблем при разработке данного типа транзистора. Она заключается в удерживании сопротивления Rси.отк по возможности как можно меньшим при поддерживании достаточного уровня пробивного напряжения.

Оптимизация конструктивно-технологических параметров кристалла транзистора (изменение параметров диффузии, топологии масок и др.) проводится с целью получения необходимых значений статических (параметры вольт-амперной характеристики (ВАХ), Uзи.пор, Uпроб) и динамических (Рвых, КПД и Кур) параметров.

Развитие LDMOS транзисторов происходит в направлении уменьшения длины канала и связанной с ней толщины подзатворного окисла, усложнения конструкции элементарной ячейки путем ввода нескольких полевых электродов над стоковой n–-областью и усложнения топологии транзисторных кристаллов для наиболее эффективного использования площади и максимального отдаления стоковых шин от затворных.

Существенной проблемой в мощных СВЧ LDMOS транзисторах являются горячие носители, залетающие в оксид над канальной и стоковой областями. Их влияние приводит к повышению порогового напряжения (в случае горячих электронов в оксиде над канальной областью) и к уменьшению динамических параметров (в случае горячих электронов в оксиде над стоковой областью).

Еще одним фактором, который необходимо учитывать при разработке кристалла транзистора, является электромиграция. Она возникает при достаточно высокой температуре и плотности тока в металлизированных участках кристалла и приводит к дрейфу ионов в данных участках. В результате возникают обедненные веществом зоны, сопротивление которых существенно повышается. Подробнее о физике и принципе работы прибора сказано в [1], [50], [52-54].

Пример анализа усилительного каскада на транзисторе 2ПЕ301А и построение цепей согласования для него

В качестве исследуемого транзистора был взят транзистор 2ПЕ301А. В первом приближении проводится анализ базовой модели, изображенной на рис. 2.3.

В данном транзисторе используется кристалл транзистора, вольт-амперные и вольт-фарадные характеристики которого представлены на рис. 1.10 и 1.11.

Генератор тока Iси в модели представлен вышеописанным составным выражением (уравнения 2.1 и 2.3), параметры которого подбирались с целью совпадения с реальными ВАХ (они представлены в таблице 2.1).

Емкости Cзи, Сзс и Сси подставлены в модель полиноминальными функциями, описывающими реальные вольт-фарадные характеристики исследуемого транзистора. При этом отличие, связанное с несоответствием с реальными вольт-фарадными характеристиками, составляет менее 2%.

Остальные параметры базовой модели исследуемого транзистора представлены в таблице 2.2.

По результатам расчета реакции базовой модели каскада на радиоимпульс возбуждения были получены эпюры тока стока Iс и напряжения Uси в зависимости от времени, представленные на рис. 2.6.

Здесь показан режим близкий к оптимальному (с точки зрения максимальной выходной мощности) в отношении выбора нагрузки и сопротивления источника возбуждения. Провал на вершине импульса тока свидетельствует о т.н. «слабо перенапряженном режиме». Именно на этом отрезке времени происходят нелинейные механизмы, которые существенно влияют на эксплуатационные характеристики усилителя. Другой видимый нелинейный эффект – отсечка тока. В данном примере использован типичный режим работы мощного каскада, называемый классом «АВ», при этом постоянное напряжение смещения на затворе выбирается чуть больше порогового напряжения.

На рис. 2.7 тот же установившийся режим представлен в виде траектории рабочей точки в координатах ток стока – напряжение сток – исток.

Расчетные зависимости оптимального входного импеданса исследуемого кристалла транзистора на большом сигнале (последовательная цепь) в полосе частот показаны на рис. 2.8. При этом на каждой частоте проводимость нагрузки была оптимальная.

Результирующие зависимости показывают, что реактивная составляющая оптимального входного импеданса в полосе частот может быть уверенно аппроксимирована некоторой постоянной емкостью, которая близка к емкости затвора кристалла транзистора, а активная составляющая образует некоторую величину, спадающую с ростом частоты. При синтезе цепей согласования это обстоятельство учтено с помощью формулирования специальной целевой функции зависящей от частоты.

Синтез входных и выходных цепей согласования проводился для конфигурации цепей, изображенной на рис. 2.5. В результате оптимизации параметров входных цепей согласования исследуемого транзистора значение КСВ в сечении 50-ти омного полоска получилось в пределах 2 в полосе частот 2,7… 3,1 ГГц.

На рис. 2.9 представлен трехмерный график зависимости выходной мощности от импеданса нагрузки. ОДН для синтеза выходных цепей согласования бралась по критерию снижения выходной мощности на 10%. При этом ОДН представляет собой овальную фигуру и может быть сведена к нормированной окружности.

В результате оптимизации выходных цепей согласования удалось достичь значения радиуса r в нормированной плоскости вокруг центра ОДН менее 0,5 в полосе частот 2,7…3,1 ГГц.

После синтеза цепей согласования, когда появилось первичное представление о внутренних цепях, проводилось выявление реальной конфигурации и количества соединительных проводников в рядах в корпусе исследуемого транзистора. Данная процедура проводится в программе электромагнитного моделирования для каждого ряда соединительных проводников, находящихся в корпусе исследуемого транзистора. Затем проводился расчет взаимных индуктивностей между рядами соединительных проводников, а также потерь в корпусе исследуемого транзистора. Более подробно о данных операциях сказано в главах 3 и 4.

После этого проводился уточняющий расчет внутренних цепей согласования с целью учета специфики проявления взаимных индуктивностей и потерь на СВЧ. Для этого использовалась новая модель, эквивалентная схема которой включала взаимные индуктивности между рядами соединительных проводников в корпусе транзистора (М13, М14, М23, М24 и М34), а также потери R1 и R2 (рис. 2.10). Цифры в индексе у взаимных индуктивностей отражают номера соединительных проводников, между которыми они возникают (в соответствии с рис. 2.1). Значения взаимных индуктивностей, а также значения потерь были взяты по результатам исследований, представленных в главах 3 и 4.

Количество дифференциальных уравнений, описывающих данную эквивалентную схему, возрастет до девяти, в связи с возрастанием количества реактивных элементов в ней. Расчет данных уравнений удобнее проводить с помощью матричного представления системы уравнений.

Параметры генератора (Lген и Rген) и нагрузки (Lн и Gн) выбирались исходя из достижения максимальной выходной мощности. В результате расчета дополненной взаимными индуктивностями и потерями модели находятся входной импеданс и импеданс нагрузки в сечении корпуса исследуемого транзистора. Исходя из данных параметров, производился синтез внешних цепей согласования аналогичным образом, как это описано для базовой модели. После реализации рассчитанных внутренних и внешних цепей согласования необходимо провести их экспериментальную корректировку.

Блок схема выше описанного алгоритма синтеза цепей согласования исследуемого транзистора представлена на рис. 2.11.

Моделирование индуктивностей соединительных проводников и взаимных индуктивностей между ними в корпусе мощного СВЧ транзистора в программе электромагнитного моделирования

В конструкциях мощных СВЧ транзисторов всех типов присутствуют элементы внутренней обратной связи, которые могут существенным образом влиять на высокочастотные параметры приборов. Разработчики транзисторов принимают возможные меры для снижения емкости коллектор-эмиттер для биполярных транзисторов и емкости затвор-сток для полевых транзисторов. Для тех конструкций, где общий электрод требовал проволочных соединительных проводников для электрического соединения с фланцем корпуса, была эффективно использована идея разделения этих проводников на две группы. Одна группа ориентирована в сторону входного электрода, другая группа ориентирована в противоположную сторону к выходному электроду. Остаточное значение индуктивности общего электрода определялось достаточно малой величиной взаимной индуктивности между упомянутыми группами проводников.

В настоящее время индуктивность общего электрода транзистора исключена практически во всех конструкциях современных LDMOS транзисторов за счет создания электрического контакта с фланцем корпуса, являющегося общим выводом [96]. Однако по мере возрастания рабочих частот и при одновременном возрастании плотности мощности в конструкциях современных транзисторов проблема внутренней обратной связи вновь обретает актуальность.

Для относительно мощных и достаточно высокочастотных транзисторов остается неустраненный источник обратной связи, связанный с взаимными индуктивностями соединительных проводников, принадлежащих сложным входным и выходным цепям транзистора.

Поскольку система соединительных проводников в корпусе мощного СВЧ транзистора достаточно сложная, то принято объединить все собственные индуктивности соединительных проводников в конкретном ряду в единую эквивалентную индуктивность. Также и для взаимных индуктивностей между отдельными проводниками принято свести их к эквивалентным сосредоточенным взаимным индуктивностям между рядами соединительных проводников.

Проблемы, связанные с необходимостью учета взаимной индуктивности между проводниками, обсуждались в работах [8], [98-101]. Однако в перечисленных исследованиях не приведен расчет взаимных индуктивностей между рядами соединительных проводников применительно к мощному СВЧ транзистору.

Исследования проводились применительно к экспериментальному СВЧ LDMOS транзистору, описанному в третьей главе. Конструкция внутренних цепей данного транзистора практически полностью повторяет конструкцию, представленную на рис. 2.1. На рис. 4.1 схематично показаны внутренние цепи данного транзистора с эквивалентными собственными индуктивностями рядов соединительных проводников и взаимными индуктивностями между ними.

Данная схема включает два элемента цепи входного согласования L2 и C1, а также два элемента цепи выходного согласования L3 и C2. Под С1 и С2 подразумеваются входной и выходной МОП конденсаторы соответственно. А под L1, L2, L3 и L4 – собственные индуктивности рядов проводников.

Взаимную индуктивность между рядами соединительных проводников в корпусе данного СВЧ LDMOS транзистора можно свести к шести возможным случаям:

1) взаимная индуктивность M12 между L1 и L2;

2) взаимная индуктивность M13 между L1 и L3;

3) взаимная индуктивность M14 между L1 и L4;

4) взаимная индуктивность M23 между L2 и L3;

5) взаимная индуктивность M24 между L2 и L4;

6) взаимная индуктивность M34 между L3 и L4.

Расчет собственных и взаимных индуктивностей, находящихся в корпусе исследуемого транзистора, проводился в программе электромагнитного моделирования. Для этого в данной программе было разработано несколько структур, представленных на рис. 4.2. Все условия расчета в программе электромагнитного моделирования соответствуют тем, что представлены в предыдущей главе.

Расчет в программе электромагнитного моделирования позволяет получить Z-параметры исследуемых структур, которые представляют собой четырехполюсники. Получаемые Z параметры таких четырехполюсников можно использовать для определения эквивалентных собственных или взаимных сосредоточенных индуктивностей.

Расчет производился на относительно низких частотах, поэтому часть элементов корпуса транзистора исключалась из расчета в соответствии с рис. 4.2. При этом сохранялось положение основных элементов, влияющих на собственные индуктивности соединительных проводников и взаимные индуктивности между ними.

Входные, выходные МОП конденсаторы и кристаллы транзисторов в данных структурах заменялись металлическими брусками, лежащими на заземленной поверхности, или воздушными промежутками в соответствии с их изображениями на рис. 4.2. Для упрощения в данном расчете не учитывалось растекание тока по заземленным металлическим брускам, а также емкости воздушных промежутков. К примеру, в структуре, изображенной на рис. 4.2а, кристалл транзистора и входной МОП конденсатор заменялись металлическими брусками. А в структуре, используемой для расчета М23 (рис. 4.2е), кристалл транзистора заменялся металлическим бруском, а входной и выходной МОП конденсаторы заменялись воздушными промежутками.

Влияние отрезков регулярных линий на входе и выходе модели исключалось программным способом, как это заложено в используемой расчетной системе. Индуктивности площадки между микрополосковой линией и соединительными проводниками (Lviv) вычислялась в программе электромагнитного моделирования исходя из специально разработанной для этого структуры. Соединительные проводники в модели повторяют конфигурацию и размеры проводников в исследуемом транзисторе.

Для подачи сигнала использовались либо штатные (волновые), либо сосредоточенные порты. Штатные порты находятся на некотором удалении от исследуемой структуры, и для передачи сигнала от них используются микрополосковые линии. Сосредоточенные порты располагаются внутри исследуемых структур (рис. 4.2е) и, в зависимости от их конструкций, могут находиться между верхней металлической обкладкой входного МОП конденсатора (С1), верхней металлической обкладкой выходного МОП конденсатора (С2), затворной или стоковой шиной кристалла транзистора, с одной стороны, и фланцем транзистора, с другой стороны.

Каждой представленной на рис. 4.2 структуре соответствует определенная эквивалентная схема. Исходя из данных эквивалентных схем, составлялись уравнения с использованием рассчитанных Z-параметров для определения собственных индуктивностей рядов соединительных проводников и взаимных индуктивностей между ними. Ниже представлены данные уравнения.

Модельное исследование эффектов неравномерной работы усилительного каскада на многокристальном СВЧ LDMOS транзисторе

Исследование проблем, возникающих при сложении кристаллов в корпусе, недостаточно проводить лишь в номинальном режиме. Все современные мощные СВЧ транзисторы должны обеспечивать надежную работу в условиях рассогласования нагрузки при оговоренном уровне КСВН. Разработанная модель и методика анализа позволяют проводить подобные исследования. Однако в данной работе используется несколько иная форма исследования, основанная на представлении ОДН, где по осям координат отложены значения активной составляющей проводимости нагрузки Gн и величина эффективной емкости нагрузки Сн. Модель исследуемого транзистора исследовалась при различных импедансах нагрузки, в результате чего был построен график, изображенной на рис. 5.2. В данном случае ОДН ограничивается выходной мощностью усилительного каскада, сниженной на 2 дБ относительно максимального значения.

Красной штриховкой показана область, где проявляются поперечные колебания. В области поперечной неустойчивости проявляется два типа колебаний: противофазные колебания на крайних кристаллах при нулевых колебаниях на среднем кристалле – первый тип и синфазные колебания на крайних кристаллах при наличии сравнимых по амплитуде противофазных колебаний на среднем кристалле по отношению к крайним кристаллам – второй тип. На рис. 5.3 схематично приведены два данных типа колебаний. Индекс 1, 2 и 3 у напряжения Uси соответствует номеру конкретного кристалла, где 1 и 3 – это крайние кристаллы, а 2 – это центральный кристалл.

Необходимо отметить, что для исследования поперечных колебаний 1-го типа в модель была введена незначительная несимметрия цепей первого и третьего кристаллов. На практике необходимая несимметрия присутствует сама собой. Для исследования поперечных колебаний второго типа несимметрия была заложена между цепями первого и второго кристаллов, при том, что цепи первого и третьего кристаллов – одинаковые.

Вне области поперечной неустойчивости потери выходной мощности от сложения трех кристаллов в корпусе транзистора выражены относительно слабо (порядка 2%). Однако внутри области поперечной неустойчивости данные потери существенно растут и зависят от степени проявления поперечной неустойчивости. Потери от сложения трех кристаллов в одном корпусе соответствуют разнице в выходных мощностях двух типов моделей исследуемого транзистора: с наличием оговоренной ранее разницы между собственными индуктивностями продольных соединительных проводников и без нее.

Были рассмотрены подробнее процессы, происходящие в области поперечной неустойчивости. В точке ОДН с параметрами нагрузки Gн = 0,1 См и Сн = 0,044 нФ через некоторое время после развития поперечных колебаний (примерно 30 нс), резко усиленных в процессе автогенерации, мощность в нагрузке снижается (примерно на 7 %), и появляется низкочастотная модуляция с разностной частотой несущей и частотой автогенерации. Вид установившихся колебаний для напряжений на стоках трех кристаллов показан на рис. 5.4.

Как видно, U1си и U3си имеют противофазную составляющую колебаний (поперечные колебания 1-го типа), причем эта составляющая имеет другую несущую частоту по сравнению с несущей частотой генератора возбуждения (3,05 ГГц). Несущая частота автогенерации составляет 3,3 ГГц, что приблизительно соответствует частоте холодного резонанса (в отсутствии подачи входного сигнала) 1 типа поперечных колебаний в выходной цепи транзистора (3,5 ГГц). О расчете частот холодных резонансов будет сказано в следующем разделе данной главы. Таким образом, при учете нелинейного характера эквивалентной схемы, эти цифры согласуются с оцененной частотой автогенерации на интервале действия радиоимпульса возбуждения усилительного каскада. Частота резонанса 1 типа поперечных колебаний во входной цепи составила 3,1 ГГц.

Дополнительно была оценена частота автогенерации в паузе между импульсами возбуждения. Такой режим далеко не всегда сопутствует возникновению паразитной автогенерации в течение импульса возбуждения. Пришлось сдвинуть нагрузку исследуемого каскада в область более активной поперечной неустойчивости. Частота автогенерации в этом режиме оказалась равной 3,3 ГГц, т.е. совпала с предшествующим значением. Данный эффект не раз удавалось фиксировать на осциллографе при измерении экспериментальных многокристальных транзисторов предшествующих разработок. В таком режиме резко возрастает тепловая нагрузка на транзистор и выход из строя становится весьма вероятным. Однако во многих ситуациях автогенерация в паузе относительно быстро затухает после окончания радиоимпульса возбуждения. В этом случае опасность для транзистора связана с возникновением необычно высоких пиковых напряжений на стоках крайних кристаллов. Такие высокие напряжения на стоках являются следствием того, что поперечный контур, в котором проявляются поперечные колебания первого типа, оказывается не нагружен извне.

В области неустойчивости в точке, соответствующей координатам на плоскости ОДН Gн = 0,1 См, Сн = 0,034 нФ, обнаружились поперечные колебания второго типа. В этом варианте также присутствует автогенерация с собственной частотой порядка 3,5 ГГц, хотя интенсивность процесса значительно меньше, нежели в варианте с колебаниями первого типа. Снижение выходной мощности при этом составляет примерно 4%. Это обстоятельство находит объяснение в том, что резонансный контур второго типа оказывается нагружен внешней нагрузкой усилительного каскада. В ближайшей окрестности этой точки поперечная неустойчивость реализуется на первом типе поперечных колебаний. Эффект возникновения второго типа колебаний можно объяснить «удачным» попаданием на собственную резонансную частоту для этого типа колебаний. Модельная оценка частоты холодного резонанса 2 типа поперечных колебаний в выходной цепи дает величину порядка 3,7 ГГц. Чтобы совместить частоту резонанса с частотой автогенерации надо предположить перенапряженный режим работы транзистора. При этом возрастает эффективная емкость стоков всех трех кристаллов, и резонансная частота снижается. Резонансная частота поперечных колебаний второго типа для входной цепи составила 3,65 ГГц.

Полученные результаты позволяют сделать вывод о прямой связи резонансной частоты поперечного выходного контура с частотой автогнерации. При этом резонанс в поперечном входном контуре играет вторичную роль.

Очень сложный вопрос связан с выявлением механизма возбуждения автогенерации. Модельные эксперименты показывают, что наиболее значимыми факторами являются параметры Сзи, М24, М14 и Rист. Влияние данных параметров на характер поперечной неустойчивости в различных точках области неустойчивости, проявляется по-разному. В одних точках наиболее критичным оказывается одни параметры, в других точках – другие. При этом характер поперечной неустойчивости также меняется.

Объяснение экспериментально наблюдаемых моментальных выходов из строя макетных трехкристальных транзисторов в общих чертах соответствует модельным результатам и может быть связано с тем, что оператор в поисках оптимального значения нагрузки, соответствующей максимальной выходной мощности, неизбежно случайным образом рассогласовывает выходную цепь и смещает нагрузку в область поперечной неустойчивости. При этом возникает автогенерация в паузе и происходит моментальный пробой транзистора. Конечно, оператор стремится минимизировать подобные отклонения, однако это делается интуитивно, поскольку нет четко сформулированных критериев.

Исследования поперечных колебаний могут быть применены и к транзисторам, в которых параллельно складывается более трех кристаллов. При этом количество типов паразитных поперечных колебательных процессов будет расти с ростом числа складываемых кристаллов.