Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Базовые методы преобразования аналоговых сигналов и архитектуры ацп. погрешности преобразования и стойкость ацп к воздействию электрических помех, радиации и тяжелых заряженных частиц
1.1 Базовые методы преобразования аналоговых сигналов 15
1.1.1 Метод прямого преобразования 16
1.1.2 Метод аналоговой свертки 18
1.1.3 Метод многоступенчатого преобразования 20
1.1.4 Метод последовательного приближения 21
1.2 Базовые архитектуры АЦП 23
1.2.1 Архитектура параллельного АЦП 23
1.2.2 Архитектура АЦП с аналоговой сверткой 26
1.2.3 Архитектура многоступенчатых АЦП 28
1.2.4 Архитектура АЦП последовательного приближения 31
1.3. Погрешности преобразования аналоговых сигналов 32
1.3.1 Погрешности постоянного тока 33
1.3.2 Погрешности переменного тока 35
1.4. Стойкость АЦП к воздействию радиации и тяжелых заряженных частиц 36
1.4.1 Одиночные сбои (SEU) 44
1.4.2 Одиночные события радиационного защелкивания (SEL) 46
1.4.3 Одиночный эффект прерывания функционирования (SEFI) 46
1.4.4 Одиночный эффект вторичного пробоя в МОП-транзисторах (SES) 1.4.5 Одиночные события, связанные с импульсной переходной
ионизационной реакцией (SET) 48
Выводы к главе 1 48
ГЛАВА 2. Разработка способа интерполяции и синхронизации процесса преобразования аналоговых сигналов и 8-разрядного кмоп-ацп с безконденсаторнои архитектурой на его основе
2.1. Способ интерполяции и синхронизации процесса
преобразования 51
2.2. Архитектура 8-разрядного КМОП-АЦП 56
2.3. Схемотехнические и конструкторские решения основных блоков 8-разрядного КМОП-АЦП с КНИ-подложкой
2.3.1 Компаратор 62
2.3.2 Интерфейс для электрической компенсации смещения в предусилителях компараторов 72
2.3.3 Источник опорного напряжения 76
2.4. Результаты моделирования 78
Выводы к главе 2 79
ГЛАВА 3. Разработка способа цифрового прогнозирования входного аналогового сигнала и многоразрядных КМОП-АЦП на его основе
3.1. Способ цифрового прогнозирования и базовые архитектуры
КМОП-АЦП 80
3.2. Схемотехнические решения основных блоков КМОП-АЦП разрядностью 12 и 16 бит 90
3.2.1 Секционные усилители и аналоговые вычитатели 90
3.2.2 Секционные АЦП 105
3.2.3 Секционные ЦАП 112
3.2.4 Секционные УВХ и остальные блоки 117
3.3. Результаты моделирования 124
Выводы к главе 3 126
ГЛАВА 4. Экспериментальные исследования погрешностей преобразования и стойкости 8-разрядного КМОП-АЦП к воздействию радиации и тяжелых заряженных частиц
4.1 Исследование погрешностей преобразования аналоговых сигналов 128
4.1.1 Методика исследования параметра UCMo 129
4.1.2 Методика исследования параметров DNL и INL 130
4.1.3 Методика исследования параметров SNR и SFDR 133
4.1.4 Результаты исследования погрешностей преобразования аналоговых сигналов
4.2 Исследование влияния электрических помех 137
4.3 Исследование стойкости к воздействию радиации и тяжелых заряженных частиц
4.3.1 Исследование влияния импульсной радиации 140
4.3.2 Результаты исследования влияния импульсных излучений 146
4.3.3 Исследование влияния тяжелых заряженных частиц 148
4.3.4 Результаты исследования влияния тяжелых заряженных частиц 149
Выводы к главе 4 152
Заключение 153
Список литературы
- Метод последовательного приближения
- Архитектура 8-разрядного КМОП-АЦП
- Секционные усилители и аналоговые вычитатели
- Результаты исследования погрешностей преобразования аналоговых сигналов
Метод последовательного приближения
Как показано в [2], метод последовательного приближения уходит корнями в 15-й век, когда перед математиками тех лет возникла задача по определению неизвестного веса путем наименьшего числа взвешиваний. В современной интерпретации [3] этот метод строится на последовательном приближении к истинному цифровому коду на выходе АЦП. Преобразование осуществляется за N шагов (N равно разрядности АЦП) с использованием алгоритма двоичного поиска. На первом шаге преобразования определяется старший разряд и одновременно сужается в два раза диапазон поиска. На следующих шагах процедура повторяется.
Метод последовательного приближения на первый взгляд кажется достаточно простым и эффективным. Однако его физическая реализация при больших значениях N (16-18 бит) сопровождается необходимостью решения ряда сложных технологических, схемотехнических и производственных проблем.
Во-первых, требуется очень высокая точность реализации на кристалле АЦП двоично-взвешенных источников тока или конденсаторов в ЦАП, который является неотъемлемой частью АЦП. Большинство технологических фабрик, доступных отечественным разработчикам АЦП, не в состоянии обеспечить необходимую точность. Из-за этого основной упор переносится на создание средств производственной калибровки АЦП или автоматической калибровки АЦП в процессе эксплуатации, что является непростой задачей.
Во-вторых, сам факт чрезвычайно большого соотношения весовых характеристик старших и младших разрядов ЦАП (до 216-217 раз) требует создания высокоэффективных схемотехнических решений. При использовании обычных технологий это условие трудно выполнить.
Несмотря на отмеченные недостатки, метод последовательного приближения остается наиболее привлекательным при создании АЦП с количеством разрядов до 16-18 бит и частотой преобразования до 1-3 МГц.
Рассмотренные выше методы преобразования аналоговых сигналов отражают достигнутый уровень развития теории дискретных преобразований, которая уже почти 5 десятилетий успешно используется на практике. Однако в последнее время при создании современных быстродействующих АЦП специального назначения стали ощущаться противоречия между технологическим прогрессом в уменьшении проектных норм и возможностью улучшения таких специфических характеристик как, например, радиационной стойкости, которая обычно ухудшается с уменьшением проектных норм.
Данное обстоятельство, с одной стороны, свидетельствует о теоретическом пределе рассмотренных методов, результативность которых всецело зависит от технологических возможностей, а, с другой стороны - о необходимости дальнейшего усовершенствования этих методов для преодоления наметившихся противоречий. Сделанный вывод вовсе не означает, что рассмотренные методы полностью себя исчерпали. Так, например, концептуальные основы методов 3-ступенчатой аналоговой свертки и многоступенчатого преобразования с прогнозированием входного сигнала по-прежнему представляют значительный интерес. Однако широкое использование этих методов в специальных приложениях невозможно без проведения усовершенствований, направленных на повышение помехоустойчивости процесса преобразования аналоговых сигналов и обеспечение долговременной стабильности точностных характеристик.
Параллельные АЦП [1-4, 7, 9-14] обладают наиболее высоким быстродействием. В соответствии с методом прямого (параллельного) преобразования N-разрядный АЦП содержит в 1-й ступени 2N резисторов и 2N-1 компараторов, во 2-й ступени - 2N-1 элементов ЗИ-НЕ и в 3-й ступени - приоритетный дешифратор типа (2N-1): N (рис. 1.4). Аналоговый
Цепочка резисторов R0, Rb R2 (R2 = 0,5R0) задает опорные напряжения на входах компараторов, которые отличаются друг от друга на величину 1 МЗР. При любом напряжении на аналоговом входе (Ua) в пределах заданной шкалы 0 Um Uon + 0,5AUon , где AUon - 1 МЗР, Um » AUon , определенная часть нижних компараторов с опорными напряжениями, не превышающими Ua, переключится в состояние лог. 1, а все остальные (верхние) компараторы останутся в исходном состоянии (в состоянии лог. 0). В итоге на выходе 1-й ступени появится, так называемый, термокод.
Элементы ЗИ-НЕ во 2-й ступени осуществляют преобразование термокода в код типа «1 из 2N-1» [3, 13]. Использование таких элементов вместо традиционных 2И-НЕ повышает устойчивость АЦП к ошибкам метастабильных состояний компараторов с узкой петлей гистерезиса [4]. Именно такие компараторы чаще всего используются в параллельных АЦП [1,2].
Приоритетный дешифратор преобразует код «1 из 2N-1» в N-разрядный цифровой код. В ранних АЦП использовались одноступенчатые дешифраторы на элементах ИЛИ-НЕ или дешифраторы с древовидной структурой [14].
Однако на практике такие дешифраторы оказались очень чувствительными к воздействию ТЗЧ. В последнее время наибольшее распространение получили дешифраторы с двухступенчатой организацией. При этом в 1-й ступени дешифратора реализуется преобразование кода «1 из 2N-1» в код Грея, а во 2-й ступени - кода Грея в N-разрядный бинарный код [7]. Преимущество такого преобразования обусловлено замечательной особенностью кода Грея, в котором любые два соседних кода отличаются друг от друга только на одну цифру. В результате ошибка дешифрирования будет составлять не более 1 МЗР. Параллельные АЦП, несмотря на их важное преимущество, связанное с наиболее высоким быстродействием, имеют целый ряд недостатков, ограничивающих повышение разрядности
Архитектура 8-разрядного КМОП-АЦП
В схеме (рис. 2.2) размахи напряжений на входах всех защелок сохраняются одинаковыми по абсолютной величине. При b; = лог.1, bi+i = лог.О они составляют Ub.-1%. « 0,3 В, Ub.+1- Щ.+1 « -0,3 В. В результате схема (рис. 2.2) обеспечивает более широкую полосу рабочих частот и наиболее высокую точность преобразования по сравнению со схемой (рис. 2.1). Для устранения погрешности интерполяции необходимо обеспечить переключение промежуточных защелок 3 , 3"в определенной последовательности в зависимости от направления изменения ступенчатого сигнала на входах складывающих усилителей. Иначе говоря, тактовые сигналы UTj на рис. 2.1, 2.2 должны соответствовать временной диаграмме (рис. 2.3).
Левая половина диаграммы соответствует случаю, когда входной ступенчатый сигнал изменяется по нарастающей траектории от і = О к і = m-1, где m - общее количество ступенек в шкале АЦП (обычно m = 24).
Правая половина диаграммы соответствует обратному случаю, когда сигнал изменяется по спадающей траектории.
Как следует из рис. 2.3, должно происходить реверсирование тактовых сигналов U ., Uj.. Процедура реверсирования реализуется с помощью схем, показанных на рис. 2.4-2.6.
При d = лог.1, d = лог.О (см. рис. 2.4), UTli = U ., UT2i = U , что соответствует исходной последовательности тактовых сигналов. При d = лог.О, d = лог.1 происходит реверсирование тактовых сигналов, то есть UT j = Uj., UTzi = U .. Схема управления процессом реверсирования показана на рис. 2.5. В этой схеме ключевую роль играют ГОИ, которые реагируют на передние и задние фронты сигналов на входах СУ. Схемы (рис. 2.4, 2.5) необходимы для каждой пары соседних складывающих усилителей. Для улучшения сопряжения функцию 6-входового элемента ИЛИ на рис. 2.5 выполняет схема (рис. 2.6).
Вых, Вых - прямые и инверсные цифровые выходы Эта схема включает три ступени преобразования с дешифратором для определения 5-ти младших разрядов, блок определения 3-х старших разрядов и общий блок корректировки ошибок [80]. Внешне эта блок-схема незначительно отличается от блок-схемы, приведенной в [8]. Основные отличия заключены в архитектуре блоков.
В этом разделе ограничимся рассмотрением блоков, выполняющих аналоговую свертку (1-я, 2-я и 3-я ступени преобразования).
Первая ступень преобразования состоит из 24-х высокочувствительных компараторов с разрешением не хуже ± 9-15 мВ (рис. 2.8).
Такое высокое разрешение достигнуто двумя способами. Во-первых, опорное напряжение на вход предусилителя (ПУ) подается через мультиплексор (М), состоящий из 32-х КМОП-ключей. С помощью этих ключей обеспечивается компенсация напряжения смещения с точностью ±2мВ. При увеличении количества ключей до 64 можно повысить точность компенсации до ± 1 мВ, но на практике двух милливольт вполне достаточно. Способ компенсации смещения подробно описан в [81]. Во-вторых, в качестве защелки на выходе ПУ используется защелка (рис. 2.9), которая считается наиболее чувствительной из всех известных КМОП-защелок.
Вторая ступень преобразования построена по схеме интерполяции 3-го порядка (рис. 2.10). Она состоит из 9-ти складывающих усилителей, к выходам которых подключено по 3 защелки, которые тактируются сигналами Tri, Тг2, То. Сигналы ТгЬ Тг2 реверсируются по сигналу Uyn = лог. 1, поступающему из схемы управления (на рис. 2.10 не показан). Это происходит тогда, когда ступенчатый сигнал на входе СУ перестает нарастать и начинает изменяться по спадающей траектории [79]. Сигнал ф0 является промежуточным и не реверсируется. Его период равен периодам сигналов ТгЬ Тг2, которые не изменяются в процессе реверсирования. Привязка сигналов ТгЬ Тг2, Т0 к сигналу Ucy на выходе СУ показана на рис. 2.10, б. иуп - сигнал управления На этом же рисунке стрелками иллюстрируется процесс реверсирования сигналов ТгЬ Тг2 и его влияние на форму сигналов на выходах защелок.
Схема (рис. 2.10) не чувствительна к напряжениям смещения на входах защелок, так как перепад напряжений на выходе СУ ( 0,3 В) практически на порядок превышает значения этих напряжений ( 18-30 мВ). Ui-U4 - сигналы на выходах защелок Зі-34 Третья ступень состоит из 9-ми СУ, к выходам которых подключено по 4 защелки, которые тактируются сигналами ТгЬ Тг2, Тої, Тог, Т0з- Как и в схеме (рис. 2.10), сигналы ТгЬ Тг2 реверсируются, а сигналы Т0і-Т0з, наоборот, не реверсируются и являются промежуточными по отношению к реверсируемым сигналам. Периоды сигналов ТгЬ Tr2, Т0і одинаковые. Они в 2 раза меньше периода сигналов Т02, Т0з, которые сдвинуты друг относительно друга на время, равное периоду сигналов ТгЬ Тг2, Т0ь Это важное требование, вытекающее из рассмотрения рис. 2.11, в, необходимо для обеспечения правильной работы третьей ступени преобразования. При этом 4 выхода третьей ступени (8-й, 16-й, 24-й и 32-й) не используются. Оставшиеся 32 выхода используются для создания 4 групп бегущих единиц на входе дешифратора (см. рис. 2.7). В остальном эта ступень ничем не отличается от второй ступени преобразования.
В этом разделе рассматриваются схемотехнические и конструкторские решения основных блоков 8-разрядного КМОП-КНИ-АЦП, которые оказывают непосредственное влияние на точностные характеристики преобразователя. К таким блокам относятся компаратор, интерфейс для электрической компенсации напряжения смещения в предусилителях компаратора и источник опорного напряжения. Особенности построения других блоков описаны в приложении 1.
Выбор КНИ-подложки, как было отмечено в главе 1, связан с необходимостью повышения устойчивости к тиристорному защелкиванию при воздействии сильных электрических помех и импульсных излучений, и обеспечения более высокой стойкости к воздействию тяжелых заряженных частиц.
Проектирование топологии и моделирование блоков и, в целом, АЦП проводилось в САПР Cadence с использованием правил проектирования для КМОП-КНИ технологии с проектными нормами 0,18 мкм.
Секционные усилители и аналоговые вычитатели
Первая ступень осуществляет цифровое прогнозирование входного сигнала, вычисляет сигнал ошибки и запоминает его в УВХ, тактируемом сигналом Т3 (см. рис. 3.5). С этого УВХ начинается вторая ступень, а с УВХ, тактируемого сигналом Т6, - третья ступень.
Синхронизация 16-разрядного КМОП-АЦП выполняется с помощью 8 тактовых сигналов с одинаковым сдвигом по фазе (рис. 3.6). Такая организация процесса синхронизации позволяет
Вторая и третья ступени 16-разрядного КМОП-АЦП построены на основе известного метода конвейерного преобразования с использованием в рассматриваемой архитектуре унифицированных АЦП и ЦАП разрядностью 4 бит. Эти ступени совместно с блоком цифровой коррекции обеспечивают вычисление 16-разрядного кода по точной шкале.
Цифровой прогноз (момент tj+i на рис. 3.1) осуществляется согласно рис. 3.2 на основе двух цифровых отсчетов с помощью 4-разрядных АЦП, тактируемых сигналами Ть Т2 (активные уровни Ть Т2 - лог. «О»). Код первого цифрового отсчета (момент tj.i на рис. 3.1) передается по заднему фронту Ті (при переходе от лог. «О» к лог. «1») в блок цифровой коррекции и, одновременно, в 4-разрядный ЦАП, который осуществляет обратное преобразование цифрового кода в аналоговую форму (Ugi_1). Так как компараторы в 4-разрядном АЦП сохраняют свое состояние до прихода очередного сигнала Ть то напряжение U также сохраняет свое значение в течение этого времени.
Код второго цифрового отсчета (момент t; на рис. 3.1) передается по заднему фронту Т2 в 4-разрядный ЦАП, который преобразует его в аналоговую форму (Щ.). После этого с помощью усилителя по модулю 2 и аналогового вычитателя вычисляется и сохраняется аналоговый прогноз на момент прихода тактового сигнала Т3 (3.1): и - 2П - U иа;+1 иа; Щ-і Сохранение значений Щ.и иа.+1 обеспечивается аналогично U . В момент прихода сигнала Т3 (момент t;+i на рис. 3.1) происходит сравнение входного сигнала Uaj+ic Щі+1. Одновременно с помощью аналогового вычитателя и усилителя по модулю К 8 вычисляется и усиливается сигнал ошибки (3.2): аі+і аі+і аі+і а затем усиленное значение этого сигнала запоминается в УВХ, тактируемом сигналом Т3. Так как максимальное значение AUa. может составлять около 1 мзр (младшего значащего разряда) по грубой шкале (шкале 4-разрядного АЦП) и в общем случае, как показали исследования, даже превышать это значение на 20-25%, то коэффициент масштабирующего усиления усилителя выбран равным 8. Это условие необходимо для того, чтобы усиленный сигнал ошибки заполнил половину входного диапазона 4-разрядного АЦП, тактируемого сигналом Т4. В результате три младших разряда этого АЦП направляются непосредственно в блок цифровой коррекции, а старший разряд используется при коррекции цифрового кода на выходе 4-разрядного АЦП, тактируемого сигналом Т3. Аналогичным образом осуществляется коррекция цифровых кодов на выходах 4-разрядных АЦП во второй и третьей ступенях 16-разрядного КМОП-АЦП. Подробное рассмотрение работы этих ступеней не представляет особого интереса, так как они построены по известной конвейерной архитектуре [2].
Единственное, что требует отдельного рассмотрения, это разрядность секционных ЦАП, задействованных в основной части конвейера при Т4-Т8. Согласно существующей теории в этой части конвейера достаточно использовать 3-разрядные ЦАП [2]. Однако реальная практика построения безконденсаторных секционных АЦП и ЦАП разрядностью не менее 3 бит показывает, что точность таких устройств во многом определяется точностью опорных резисторных цепочек. В результате оказалось, что выгоднее использовать унифицированные опорные цепочки, состоящие из 14 одинаковых резисторов, и секционные АЦП и ЦАП одинаковой разрядности (4 бит), что обеспечивает сопоставимую погрешность таких АЦП и ЦАП. В случае использования 14-резисторных цепочек для 4-разрядных АЦП и 6-резисторных цепочек для 3-разрядных ЦАП достижение сопоставимой погрешности существенно усложняется.
Основным достоинством архитектуры с ограниченным использованием переключаемых конденсаторов является возможность выбора одинаковых частот дискретизации входного аналогового сигнала и смены цифрового кода на выходе 16-разрядного КМОП-АЦП. Однако эта архитектура имеет очевидный недостаток, обусловленный наличием двух УВХ во внутренних секциях 16-разрядного КМОП-АЦП, что с течением времени приводит к ухудшению его точности. Данный недостаток ограничивает использование 16-разрядного КМОП-АЦП в «жестких» условиях эксплуатации, которые, как отмечено в главе 1, характеризуются воздействием сильных электрических помех, радиации и тяжелых заряженных частиц. Но согласно существующей теории [1,2] требования к точности внутренних УВХ обычно существенно ниже по сравнению с входными УВХ в обычных КМОП-АЦП. Поэтому совместно с устройством прогнозирования аналогового сигнала на входе 16-разрядного КМОП-АЦП архитектура с ограниченным использованием переключаемых конденсаторов обеспечивает более высокие запасы по точности по сравнению с обычными КМОП-АЦП аналогичной разрядности. И все же эксплуатационные ограничения остаются сдерживающим фактором широкого использования данной архитектуры.
В этом смысле наилучшие возможности предоставляет безконденсаторная архитектура многоразрядных КМОП-АЦП. В качестве примера на рис. 3.7 показана безконденсаторная архитектура 12-разрядного КМОП-АЦП, которая основана на использовании блока цифрового прогнозирования входного сигнала, изображенного отдельно на рис. 3.3, и 8-разрядного КМОП-АЦП, описанного в главе 2 [88].
Безконденсаторная архитектура 12-разрядного КМОП-АЦП с цифровым прогнозированием входного сигнала: Ть Т2, Т4 - тактовые сигналы На рис. 3.7 тактовый сигнал Т3, дискретизирующий сигнал ошибки на выходе усилителя по модулю 16, присутствует неявно. Этот сигнал формируется внутренним тактовым генератором, входящим в состав 8-разрядного КМОП-АЦП, который тактируется внешним по отношению к данному АЦП сигналом Т4.
Для коррекции цифрового кода в 12-разрядном КМОП-АЦП используется устройство, регистрирующее выход сигнала ошибки за пределы входной шкалы 8-разрядного АЦП. При выходе за верхнюю границу шкалы на дополнительном 9-м разряде этого АЦП (см. рис. 3.7) появляется единица, а при выходе за нижнюю границу - ноль. В результате к выходу 4-разрядного АЦП, тактируемого сигналом Ть добавляется код 001 или, наоборот, этот код вычитается.
Результаты исследования погрешностей преобразования аналоговых сигналов
Предложен новый способ цифрового прогнозирования входного сигнала, который обеспечивает повышение точности процесса преобразования, в том числе потому, что не предполагает использование в 1-й ступени КМОП-АЦП разрядностью 12 и 16 бит конденсаторов в качестве элементов хранения и проходных ключей для коммутации этих конденсаторов.
. Рассмотрены базовые архитектуры КМОП-АЦП разрядностью 12 и 16 бит с цифровым прогнозированием входного сигнала, которые обеспечивают высокую точность и помехоустойчивость процесса преобразования в полосе тактовых частот до 100-200 МГц для 16-разрядного КМОП-АЦП и до 1 ГГц для 12-разрядного КМОП-АЦП при температуре кристалла -40-110 С. Показано, что безконденсаторная архитектура 12-разрядного КМОП-АЦП с КНИ-структурой является наиболее предпочтительной для эксплуатации в «жестких» условиях, которые характеризуются воздействием сильных электрических помех, радиации и тяжелых заряженных частиц.
Созданные секционные усилители, АЦП и ЦАП отличаются новизной схемотехнических решений и реализованы без использования переключаемых конденсаторов (за исключением УВХ с двумя конденсаторами хранения), что решает проблемы быстродействия и точности преобразования аналоговых сигналов, связанные с применением проходных ключей для коммутации конденсаторов.
Применение дифференциального ядра в УВХ с однотранзисторными РМОП-ключами позволяет сохранить приемлемое быстродействие и точность преобразования 16-разрядного КМОП-АЦП с КНИ-структурой, а также обеспечить подавление синфазных переходных процессов и уменьшение искажений. Однако при типичной толщине слоя кремния над скрытым окислом ( 0,19 мкм), превышающей в 2 раза глубину сток/истоковых областей МОП-транзисторов ( 0,1 мкм), УВХ становятся недостаточно устойчивыми при воздействии импульсных излучений с характерным темпом 107-10п рад/с. Экспериментальные исследования погрешностей преобразования и стойкости 8-разрядного КМОП-АЦП к воздействию электрических помех, радиации и тяжелых заряженных частиц В связи со спецификой выполнения работ по проектированию 12-16-разрядных КМОП-АЦП, изложенной в заключительной части главы 3, основное внимание в данной главе уделялось исследованиям безконденсаторного 8-разрядного КМОП-АЦП с аналоговой сверткой (далее - 8-разрядного КМОП-АЦП). Заранее предполагалось, что единый технологический базис, использованный при проектировании 8 и 12-16-разрядных КМОП-АЦП, а также унифицированный подход к созданию конструкторско-схемотехнических решений отдельных узлов и секционных блоков, позволит экстраполировать полученные результаты на 12-16-разрядные КМОП-АЦП.
Для 8-разрядного КМОП-АЦП наиболее характерными погрешностями преобразования аналоговых сигналов являются напряжение смещения нуля (UCM0), дифференциальная (DNL) и интегральная (INL) нелинейности, отношение сигнал/шум (SNR) и динамический диапазон, свободный от гармоник (SFDR).
Целевые значения этих погрешностей, использованные при создании 8-разрядного КМОП-АЦП, приведены в таблице 4.1.
Исследование погрешностей преобразования аналоговых сигналов проводилось по стандартным методикам с использованием оборудования, предоставленного основным заинтересованным предприятием.
Сигнал на аналоговый вход подается с прецизионного малошумящего источника напряжения, а выходные коды АЦП в простейшем случае могут наблюдаться при помощи светодиодного индикатора. Отображение истинного и инверсного значения для каждого бита АЦП облегчает определение точных центров точек кодовых переходов, так как при этом нужно просто подстраивать аналоговое входное напряжение до достижения равной яркости светодиодов, на которые выводятся истинное и инверсное значения «дрожащего» бита. В современных измерительных установках эта процедура полностью автоматизирована.
В результате проведения описанных выше манипуляций в пределах полной входной шкалы определяется реальная передаточная характеристика АЦП. Смещение этой характеристики по отношению к идеальной передаточной характеристике на уровне первого кодового перехода составляет искомое значение UCMo 4.1.2 Методика исследования параметров DNL и INL
Исследование параметров DNL и INL основано на использовании метода гистограммного тестирования [2]. Основная идея этого метода заключается в накоплении большого количества оцифрованных отсчетов входного сигнала с известной плотностью вероятности за определенный период времени. Передаточная функция АЦП определяется при помощи статистического анализа отсчетов. В качестве входного сигнала при гистограммном тестировании используется линейно изменяющийся треугольный сигнал, слегка выходящий за пределы входной шкалы АЦП. Для такого сигнала собирается большое количество отсчетов и подсчитывается количество выпадений каждого кода. Если АЦП не имеет погрешностей INL и DNL, то все коды имеют равную вероятность появления (за исключением граничных кодов, состоящих из одних нулей и одних единиц), и в каждом кодовом интервале должно быть одинаковое число отсчетов.
На вход АЦП подается линейный треугольный сигнал, слегка перегружающий его. Частота сигнала должна быть достаточно низкой, чтобы АЦП не вносил динамических ошибок, и не должна быть субгармоникой частоты дискретизации. Для кодов от 1 до 2N - 2, где N - разрядность АЦП (в нашем случае N = 8), собирается Мт отсчетов. При этом число отсчетов «переполнения», соответствующих попаданиям в интервалы кодов из одних нулей и одних единиц, не включается в Мт, но прибавляется к полному требуемому числу отсчетов. Поэтому сигнал нужно отрегулировать таким образом, чтобы число переполнений было не больше, чем необходимо для гарантии того, что АЦП достаточно перегружен и что часть сигнала, попадающая в диапазон АЦП, линейна с требуемой точностью (рекомендуется 10%-ая перегрузка). Затем для числа кодов п от 1 до 2N - 2 записывается число попаданий h(n) в каждый кодовый интервал, соответствующий п. Теоретическое число попаданий в каждый интервал (в предположении об идеальных INL и DNL) составляет h(n)T = MT/(2N - 2).