Развитие методик расчета и построения усилителей класса F с ограниченным числом гармоник Ефимович Андрей Павлович

Содержание к диссертации

Введение

ГЛАВА 1. Современное состояние теории усилителей

1.1 Идеализированные усилители класса F 17

1.2 Усилители класса F с ограниченным числом гармоник 28

1.3 Вопросы реализации усилителей класса F с ограниченным числом гармоник 37

Выводы по главе 1 47

ГЛАВА 2. Анализ работы усилителя класса F 51

2.1. Влияние потерь в резонансных контурах нагрузочной цепи

на работу усилителя класса гч j і

2.1.1. Расчет и моделирование усилителя класса F3 51

2.1.2. Исследование влияния потерь и оптимизация энергетических характеристик усилителя класса F3 56

2.2. Развитие теории насыщенного усилителя класса F3 65

2.2.1. Формы тока стока и напряжения сток-исток насыщенного усилителя класса F3 65

2.2.2. Области реализуемости и алгоритм расчета параметров насыщенного усилителя класса F3 74

2.2.3. Сравнение энергетических характеристик насыщенного усилителя класса F3 с ненасыщенным усилителем класса F3 77

2.2.4. Расчет, моделирование и экспериментальное исследование энергетических характеристик насыщенного усилителя класса F3 83

2.3. Влияние выходной емкости транзистора на энергетические характеристики насыщенного усилителя класса F3 96

2.3.1. Моделирование насыщенного усилителя класса F3

2.3.2. Экспериментальное исследование энергетических характеристик насыщенного усилителя класса F3 106

Выводы по главе 2 112

ГЛАВА 3. Нагрузочные цепи для вч и свч усилителей класса f с ограниченным числом гармоник 115

3.1. Нагрузочная цепь для ВЧ усилителя класса F3 с настройкой импедансов на гармониках 115

3.2. Компенсация паразитных элементов транзистора с настройкой импедансов на гармониках в СВЧ усилителе класса F3 128

3.2.1. Методика расчета компенсирующей нагрузочной цепи для СВЧ усилителя класса F3 129

3.2.2. Расчет, моделирование и экспериментальное исследование энергетических характеристик усилителя класса F3 136

3.3. Компенсация паразитных элементов транзистора в СВЧ

3.3.1. Методика расчета компенсирующей нагрузочной цепи для СВЧ усилителя класса F35 149

3.3.2. Определение нагрузочного сопротивления усилителя

3.3.3. Расчет, моделирование и экспериментальное исследование энергетических характеристик усилителя класса F35 159

Выводы по главе 3 169

Список использованных источников

• Усилители класса F с ограниченным числом гармоник
• Расчет и моделирование усилителя класса F3
• Влияние выходной емкости транзистора на энергетические характеристики насыщенного усилителя класса F3
• Методика расчета компенсирующей нагрузочной цепи для СВЧ усилителя класса F3

Введение к работе

Актуальность темы диссертации. Для обеспечения работы радиотехнических систем на требуемом уровне мощности, необходимо использовать усилители мощности (УМ), преобразующие энергию постоянного тока, потребляемую от источника питания, в энергию электрических колебаний. Использование высокоэффективных УМ позволяет снизить потребление энергии УМ от источника питания, решить проблему охлаждения активного элемента (АЭ), повысить надежность работы и уменьшить массогабаритные параметры УМ, что существенно улучшает характеристики устройств, где используются данные усилители. Поэтому, в современном мире, интерес к таким УМ постоянно усиливается. Примером может служить европейская программа TARGET (Top Amplifier Research Groups in a European Team) направленная на разработку новых и усовершенствование существующих высокоэффективных УМ.

Одним из таких усилителей является УМ класса F, который впервые был так назван Ф. Раабом. Нагрузочная цепь УМ класса F на выходе АЭ контролирует содержание гармоник напряжения сток-исток или коллектор-эмиттер, для формирования форм импульсов напряжения, уменьшающих рассеянье мощности на АЭ и соответственно увеличивающих КПД УМ. Обычно создают УМ класса F, нагрузочные цепи которых настроены на ограниченное число гармоник, обычно на три гармоники (класс F₃) и реже на пять гармоник (класс F₃₅). Теоретический КПД таких УМ, составляет 90,7% и 94,8%. Высокие энергетические характеристики данного УМ делают его широко востребованным для применения в оконечных каскадах радиопередающих устройств, автогенераторах, устройствах индукционного нагрева, устройствах освещения с высокочастотной (ВЧ) и сверхвысокочастотной (СВЧ) накачкой. Особенно энергетически оправданно применение УМ класса F в портативных устройствах связи работающих от аккумуляторных батарей, что позволит увеличить время их автономной работы (рации, портативные радиостанции СЧ, ВЧ и СВЧ диапазонов). Также возможно использование УМ класса F в устройствах цифровой связи, например стандартов DRM, GSM, UMTS и LTE, что достигается за счет метода раздельного усиления цифровых сигналов технически реализуемого по архитектуре Кана.

В настоящее время существует много работ посвященных развитию теоретической базы УМ класса F. Однако теория данного УМ все еще содержит ряд нерешенных задач, что вызывает существенные сложности при проектировании усилителя и является фактором сильно ограничивающим его практическое применение. Поскольку для УМ класса F₃ остается не изученным вопрос влияния потерь в нагрузочной цепи на его энергетические характеристики. Нет методики, позволяющей рассчитать параметры насыщенного УМ класса F₃. Также для данного УМ остается невыясненным вопрос влияния выходной емкости транзистора на его энергетические характеристики. Не предложено нагрузочных цепей для ВЧ и СВЧ УМ класса F₃, позволяющих с учетом выходной емкости и индуктивности транзистора выполнять независимую настройку импедансов на гармониках, что необходимо при оптимизации энергетических характеристик усилителя. Существующие нагрузочные цепи для СВЧ УМ класса F₃₅ имеют сложную топологию, что не позволяет полностью выполнять их расчет с помощью аналитических соотношений.

Таким образом, вопросы расчета и построения УМ класса F с ограниченным числом гармоник являются актуальными и требуют изучения, что позволит дальше развить теорию данного усилителя и дать четкие рекомендации к его проектированию. В дальнейшем это будет способствовать улучшению практической пригодности УМ класса F и расширению области его применения в радиотехнических устройствах.

Объектом исследования являются процессы преобразования энергии постоянного тока источника питания, в энергию электрических колебаний в УМ класса F c ограниченным числом гармоник.

Предметом исследования являются методики расчета и построения УМ класса F с ограниченным числом гармоник, а также методы и средства манипуляции гармониками тока и напряжения на выходе активного элемента усилителя.

Цели диссертационной работы.

1. Исследование физических процессов и установление закономерностей для получения высокого КПД в УМ класса F с ограниченным числом гармоник с учетом свойств реального транзистора и нагрузочных цепей.

2. Развитие методик расчета УМ класса F с ограниченным числом гармоник.

3. Развитие методик расчета и построения нагрузочных цепей для ВЧ и СВЧ УМ класса F с ограниченным числом гармоник.

Задачи диссертационной работы.

4. Исследовать влияние активных потерь в нагрузочной цепи УМ класса F₃ на его КПД, выходную мощность и разности фаз между гармониками тока стока и напряжения сток-исток.

5. Получить аналитические соотношения для расчета параметров насыщенного УМ класса F₃.

6. Исследовать влияние выходной емкости транзистора на энергетические характеристики насыщенного УМ класса F₃.

7. Предложить компенсирующие нагрузочные цепи для ВЧ и СВЧ усилителей класса F₃ с возможностью независимой настройки импедансов на гармониках, а также получить соотношения для расчета параметров данных нагрузочных цепей.

8. Предложить компенсирующую нагрузочную цепь для СВЧ усилителя класса F₃₅ имеющую более простую топологию, и методику расчета ее параметров, чем ранее предложенная нагрузочная цепь.

Методы исследования. В диссертационной работе использованы теоретические и экспериментальные методы исследований. Теоретические исследования основаны на теории линейных и нелинейных электрических цепей, математического анализа и компьютерного моделирования в программных средах «Mathcad», «ADS» и «Microwave Office». Экспериментальные исследования базируются на теоретических основах измерений характеристик усилителей с помощью измерительной аппаратуры.

Научная новизна результатов. В диссертационной работе впервые получены следующие научные результаты:

9. Исследовано влияние активных потерь в резонансных контурах нагрузочной цепи УМ класса F₃ на его стоковый КПД и выходную мощность. Показано, что снижение КПД при увеличении активных потерь в катушках индуктивности можно частично компенсировать за счет подстройки разности фаз между первой гармоникой тока стока и напряжения сток-исток;

10. Предложена методика, позволяющая с помощью аналитических соотношений выполнять расчет параметров насыщенного УМ класса F₃;

11. Определены значения углов отсечки и амплитуд входного гармонического напряжения, при которых реализуем насыщенный УМ класса F₃;

12. Исследовано влияние выходной емкости транзистора на стоковый КПД и выходную мощность насыщенного УМ класса F₃ и показано, что уменьшение выходной емкости транзистора обеспечивает рост стокового КПД и выходной мощности усилителя;

5. Предложены нагрузочные цепи и методики их расчета для ВЧ и СВЧ УМ класса F₃ компенсирующие негативное влияние паразитных элементов транзистора (выходной емкости и индуктивности) на стоковый КПД и выходную мощность усилителя, и позволяющие оптимизировать энергетические характеристики усилителей за счет практически независимой настройки нагрузочных импедансов на первой и третьей гармониках;

6. Предложена нагрузочная цепь и методика расчета ее параметров для СВЧ УМ класса F₃₅ компенсирующая негативное влияние выходной емкости и индуктивности транзистора на работу усилителя. Нагрузочная цепь по сравнению с цепью предложенной ранее имеет более простую топологию и полностью рассчитывается с помощью аналитических соотношений.

Достоверность результатов диссертации. Результаты диссертационного исследования, полученные на основе предложенных строгих решений и компьютерного численного моделирования, проверены и подтверждены адекватным соответствием результатам экспериментальных исследований разработанных макетов усилителей.

Теоретическое и практическое значение результатов полученных в диссертационной работе состоит в следующем:

1. Предложенные рекомендации по снижению негативного влияния активных потерь в катушках индуктивности резонансных контуров нагрузочной цепи УМ класса F₃ на его стоковый КПД выходную мощность могут быть использованы при оптимизации энергетических характеристик усилителя, в нагрузочной цепи которого добротности катушек индуктивности малы;

2. Предложенная методика расчета насыщенного УМ класса F₃, позволяет с помощью аналитических соотношений рассчитывать параметры усилителя, например с помощью пакета Mathcad, что значительно упрощает проектирование усилителя.

3. Приведены рекомендации по выбору значений амплитуды напряжения на затворе транзистора, нагрузочного импеданса на третьей гармонике и выходной емкости транзистора при которых могут быть получены высокие значения стокового КПД и выходной мощности насыщенного УМ класса F₃;

4. Предложенные нагрузочные цепи для ВЧ и СВЧ УМ класса F₃, за счет практически независимой настройки нагрузочных импедансов на первой и третей гармониках, позволяют с учетом реальных свойств транзистора и нагрузочных цепей, выполнять оптимизацию энергетических характеристик усилителей;

5. Нагрузочная цепь, предложенная для СВЧ УМ класса F₃₅, по сравнению с цепью, предложенной ранее, проще реализуема и обладает достоинством расчета ее параметров с помощью аналитических соотношений, что позволяет оценить физическую реализуемость цепи и существенно упростить проектирование усилителя. Предложенная цепь также снижает негативное влияние реальных свойств шунтирующего конденсатора в цепи питания на импедансы, создаваемые цепью на стоке транзистора. Параметры нагрузочной цепи могут быть пересчитаны с помощью аналитических

соотношений и для инверсного УМ класса F₂^{- 1}₄ ;

Внедрение результатов. Результаты диссертационной работы нашли применение в учебном процессе на кафедре РПрУ и ТВ, ИРТСУ ЮФУ в преподавании учебных дисциплин «Схемотехника аналоговых электронных устройств», «Прикладные математические методы анализа радиоэлектронных устройств», а также на кафедре информационной безопасности телекоммуникационных систем (ИБТКС) ИКТИБ ЮФУ в преподавании учебной дисциплины «Устройства приема и обработки сигналов в защищенных системах связи».

Основные положения, выносимые на защиту:

6. Настройка разностей фаз между первыми гармониками тока стока и напряжения сток-исток, позволяет снизить негативное влияние активных потерь в катушках индуктивности резонансных контуров нагрузочной цепи УМ класса F₃ на его стоковый КПД и выходную мощность;

7. Методика расчета параметров насыщенного УМ класса F₃, позволяет выполнить его расчет с помощью аналитических соотношений и установить границы практической реализуемости усилителя;

8. Анализ влияния величины выходной емкости транзистора на энергетические характеристики насыщенного УМ класса F₃ показал, что уменьшение выходной емкости обеспечивает рост стокового КПД и выходной мощности усилителя;

9. Предложенные нагрузочные цепи для ВЧ и СВЧ УМ класса F₃, позволяют практически независимо друг от друга выполнять настройку нагрузочных импедансов транзистора на первой и третей гармониках;

10. Предложенная нагрузочная цепь для СВЧ УМ класса F₃₅ компенсирует негативное влияние выходной емкости и индуктивности транзистора на работу усилителя, легче реализуема по сравнению с цепью предложенной ранее и обладает достоинством расчета ее параметров с помощью аналитических соотношений.

Личный вклад соискателя. Все основные положения, научные и прикладные результаты, теоретические выводы и рекомендации, представленные в материалах диссертационной работы, получены автором самостоятельно. В совместных публикациях [2, 3-10], автору принадлежат: постановка задач, разработка методик расчета, принципов построения, а также расчет, моделирование и экспериментальное исследование усилителей класса F.

Апробация результатов диссертации. Основные результаты диссертационной работы были представлены в шести научных конференциях: 9-я международная молодежная научно-техническая конференция «Современные проблемы радиотехники и телекоммуникаций (РТ – 2013)», 22-26 апреля 2013 г., Севастополь; 23-я международная крымская конференция (Крымико-2013) «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» 8-13 сентября 2013 г., Севастополь; 12-я международная конференция «Modern Problems of Radio Engineering, Telecommunications and Computer Science (TCSET’2014)» 25 февраля - 1 марта 2014 г., Львов – Славское; 20-th International Conference on Microwaves (MIKON-2014), «Radar and Wireless Communications» 16-18 June 2014, Gdansk; 3-я научно-техническая конференция с международным участием «Наука настоящего и будущего», 12-13 марта 2015 г., Санкт-Петербург; 4-я Всероссийская научно-техническая конференция «Электроника и микроэлектроника СВЧ» 1-4 июня 2015 г., Санкт-Петербург.

Публикации. По теме диссертации опубликовано 12 печатных работ, в том числе 5 статей из которых 1 статья в журнале, входящем в перечень ВАК РФ, 2 статьи в журналах входящих в базу данных SCOPUS, 1 статья в журнале входящем в базу данных DOAJ, 6 работ в сборниках трудов научных конференций, 2 из которых индексируются SCOPUS. Получен патент Украины на полезную модель.

Структура и объем диссертации. Диссертационная работа написана на русском языке и состоит из введения, трех глав, заключения, списка используемых источников и пяти приложений. Общий объем диссертации – 202 страницы, из них 173 страницы основного текста. Всего в диссертации 107 рисунков и 28 таблиц. Список используемых источников содержит 129 наименований.

Усилители класса F с ограниченным числом гармоник

Одним из путей получения высокого КПД в УМ является использование бигармонических или полигармонических режимов работы, для обеспечения которых к выходу АЭ (стоку, коллектору, аноду) подключается нагрузочная цепь в виде многорезонаторного фильтра (рисунок. 1.1). Такой фильтр контролирует содержание гармоник напряжения необходимых, для формирования форм напряжения и тока, уменьшающих рассеянье мощности на АЭ и соответственно увеличивающих КПД УМ [1-8]. В случае если нагрузочная цепь УМ состоит из двух ре-зонаторных контуров и обеспечивает содержание двух гармоник напряжения на выходе АЭ, такой УМ называют бигармоническим. Если нагрузочная цепь УМ содержит более двух резонаторных контуров и напряжение на выходе АЭ образовано более чем двумя гармониками напряжения, такой УМ называют полигармоническим [6,7,19].

Идея использования спектрального метода для формирования форм напряжения уменьшающих рассеянье мощности на АЭ на частотах высших гармоник впервые была предложена Ценнеком и Рукопом в 1925г [20]. Свое дальнейшее

развитие и практическое применение данная идея получила в работах [21-30], в которых авторы исследовали возможность повышения КПД УМ, используя нагрузочные цепи, настроенные на ограниченное число гармоник. Чтобы выделить класс усилителей, к которому можно было бы отнести данный УМ, использовали существующую классификацию усилителей из которой брали такие классы как: класс В, класс С, класс D и класс Е. Однако ни один класс из существующей классификации не сочетал в себе основные особенности работы характерные для бигармонических и полигармонических УМ. Поэтому долгое время примерно 50 лет УМ, в которых использовались многорезонаторные нагрузочные цепи в литературе называли как: высокоэффективный класс С, класс С использующий гармоническую инжекцию, класс В с оптимальным КПД, оптимально нагруженный класс В, класс CD, несимметричный класс D, многорезонаторный класс С, бигар-монический или полигармонический класс С, и даже класс Е [1-3]. Вместе с тем, в 60-х и 70-х годах выходят работы Тайлера [29] и Снайдера [30] в которых авторы предлагают в бигармонических и полигармонических усилителях на частотах первой (основной) и высших гармоник использовать специальные настройки нагрузочной цепи усилителя. Основная идея предложенных настроек нагрузочной цепи заключалась в том, чтобы на выходе АЭ на частоте первой гармоники нагрузочный импеданс был чисто активным, на четных гармониках нагрузочный импеданс равнялся нулю (КЗ) и на не четных гармониках нагрузочный импеданс был равен бесконечности (ХХ) [19,20]. Для обозначения такого типа настройки нагрузочной цепи усилителя в 1980г Рааб предложил использовать термин класс-F (class-F) [1].

На рисунке. 1.1 показана схема идеализированного УМ класса F [1, 2, 6, 7]. В данной схеме Qx - АЭ (полевой транзистор), Свюск - разделительный конденсатор в цепи стока транзистора,CbC2,C3,C„+1- емкости и Lx,L2,L3,Ln+l- катушки индуктивности резонансных фильтров; LRFC- дроссель, R - активное нагрузочное сопротивление.

Математическая модель идеализированного УМ класса F (рисунок 1.1) используется исключительно для теоретического анализа форм тока и напряжения на АЭ при которых достигаются максимально возможные КПД и выходная мощность усилителя. В основе данной модели лежат следующие предположения, существенно упрощающие анализ работы усилителя [1, 2, 6, 7]:

Все пассивные компоненты идеальны (конденсаторы, катушки индуктивности, дроссель и нагрузочное сопротивление);

АЭ безынерционен и работает как управляемый источник тока, напряжение колена (напряжение насыщения) транзистора игнорируется, проходная характеристика транзистора предполагается линейной;

На стоке транзистора на первой гармонике (/0) нагрузочная цепь создает импеданс равный активному нагрузочному сопротивлению Z(f0) = R, на всех четных гармониках импедансы на стоке транзистора равны нулю Z(2n)f0 = 0, на всех нечетных гармониках импедансы на стоке транзистора равны бесконечности Z(ln + l)f0 = оо;

Угол отсечки с соответствует режиму работы УМ класса В (с =90). Несмотря на ряд упрощений и скрытые критические проблемы практической реализации УМ класса F, ограничивающие адекватность соответствия модели реальному усилителю, данная математическая модель содержит фундаментальные принципы достижения высоких энергетических характеристик усилителя за счет манипуляции гармониками тока и напряжения на АЭ. Данные принципы являются основой для построения более общей адекватной модели, в которой установлена связь между током и напряжением на АЭ, реальными свойствами транзистора (напряжение насыщения транзистора, нелинейность проходной характеристики транзистора) и нагрузочных цепей (конечные значения нагрузочных импедансов на нечетных гармониках). Такая модель будет рассмотрена в главе 2.

Вместе с тем в отдельных случаях модель идеализированного УМ класса F (рисунок 1.1) может достаточно адекватно отражать работу реального усилителя в тех случаях, когда транзистор и элементы нагрузочной цепи по своим характеристикам близки к идеальным [7]. Например, когда используемые транзисторы имеют очень низкое напряжение насышения (малое сопротивление открытого транзистора) и им можно пренебречь, потери в пассивных элементах нагрузочной цепи незначительны, рабочая частота усилителя значительно ниже предельной частоты используемого транзистора, нагрузочные импедансы на высших четных гармониках близки к нулю, а импедансы на нечетных гармониках на порядок превосходят импеданс на первой гармонике.

Расчет и моделирование усилителя класса F3

В [5] было показано, что при учете напряжения VK появляется возможность успешной реализации УМ класса при F3 смещении класса В. Это обусловлено тем, что ток ID зависит не только от управляющего напряжения, приложенного к затвору транзистора, но и от напряжения VDS. В случае, когда VDS VK транзистор насыщается и импульсе тока ID, появляются искажения (рисунок 1.18 б), благодаря которым можно получить третью гармонику тока противофазную первой гармонике тока. По сравнению со случаем, когда транзистор не насыщается (рисунок 1.18 а) в токе ID в моменты времени при VDS VK появляются два провала (впадины) и один максимум при VDS VK (рисунок 1.18 б). В последнее время для УМ класса F в режиме насыщения транзистора активно ведутся поиски по установлению общих физических закономерностей способствующих повышению КПД усилителя и упрощению нагрузочных цепей.

В работах [68-71] с помощью численного моделирования и экспериментально было установлено, что режим насыщения в УМ класса F3 может быть успешно реализован в диапазоне СВЧ. Для УМ класса F в режиме насыщения нелинейная выходная емкость транзистора {Соит) может создавать вторую гармонику напряжения, которая синфазна с первой гармоникой напряжения, что позволяет достичь высокого значения r\D при сложности топологии нагрузочной цепи УМ сравнимой с классом Е [68-70]. Вместе с тем это уже является отступлением от теории класса F поскольку в данном случае вторая гармоника тока нагружена на реактивный нагрузочный импеданс, создаваемый Соит в то время как теория класса F 1 [30] требует активный нагрузочный импеданс равный бесконечности. Для класса F3 в режиме насыщения, эффект влияния Соит при генера 42 ции третьей гармоники напряжения очень мал и сравним с линейной емкостью. Поэтому на третьей гармонике тока вполне приемлемым является активный нагрузочный импеданс равный бесконечности. Согласно [70-71] классы F3 и F 1 в режиме насыщения могут быть реализованы даже при углах отсечки соответствующих классу С (6C 90). В [68-71] класс F в режиме насыщения транзистора называют насыщенным усилителем {saturated amplifier). Для большей ясности в данной диссертационной работе класс F в режиме насыщения будем называть насыщенным классом F, как это сделано в [3] для насыщенного класса С. Ненасыщенный УМ класса F для простоты будем называть просто как УМ класса F.

В настоящее время теория УМ класса F3 в режиме насыщения развита довольно слабо. Нет строгих рекомендаций к проектированию и аналитических соотношений, с помощью которых можно при заданном значении 6C рассчитать такие параметры усилителя как: нагрузочные импедансы транзистора на первой, третьей гармониках, выходную мощность, стоковый КПД, амплитуду управляющего напряжения на затворе транзистора. Также для насыщенного УМ класса F3 остается вопрос, касающиеся взаимного влияния уровня управляющего напряжения на затворе транзистора, импеданса на третьей гармонике и величины выходной емкости транзистора на КПД и выходную мощность усилителя. Решение данных вопросов значительно облегчило бы проектирование данного УМ и увеличило его практическую пригодность. Важным вопросом проектирования УМ класса F, работающих в диапазоне ВЧ и СВЧ, является учет таких паразитных элементов транзистора, как COUT и выходной индуктивности (LOUT). Пренебрежение COUT и LOUT при проектировании нагрузочной цепи усилителя приведет к тому, что реактивные импедансы паразитных элементов (ZC и Z ) не позволят создавать на стоке транзистора OUT L OUT импедансы, необходимые для высокоэффективной работы усилителя. Для УМ класса F на нечетных гармониках невозможно будет получить импедансы стремящийся к бесконечности, поскольку COUT и LOUT их будут шунтировать. В настоящее время существует довольно много работ [72-84], в которых вопросу учета влияния COUT и LOUT на энергетические характеристики УМ класса F уделяют особое внимание. Все основные методики учета COUT и LOUT приведенные в [72-84] сходятся к тому, что COUT и LOUT должны быть частью всей нагрузочной цепи усилителя. Следует отметить, что в ряде отдельных реализаций УМ класса F в зависимости от рабочей частоты усилителя может быть отдано предпочтение как учету только COUT , так и учету совместного влияния COUT и LOUT . Четкую частотную границу, начиная с которой необходимо учитывать только COUT или COUT совместно с LOUT , установить очень сложно. Это объясняется тем, что у каждого АЭ COUT и LOUT разные и в отдельных низкочастотных случаях реализаций усилителя, реактивные импедансы ZC и ZL не существенно OUT OUT ухудшают КПД усилителя. Однако анализируя работы [72-84] можно сделать вывод, что в диапазоне частот до ВЧ включительно учитывают предпочтительно COUT , а в диапазоне частот СВЧ имеет место учет COUT совместно с LOUT . В силу того, что в УМ класса F транзистор работает как генератор тока, упрощенные эквивалентные схемы усилителя для разных частотных диапазонов будут иметь вид (рисунок 1.19).

Влияние выходной емкости транзистора на энергетические характеристики насыщенного усилителя класса F3

В схеме (рисунок 2.24) емкости C1,C6 являются разделительными по постоянному току, C2 и C3 обеспечивают фильтрацию паразитных помех в цепи питания и смещения, L1 – дроссель. Резисторы R1–R3 образуют делитель напряжения, обеспечивающий на затворе транзистора напряжение смещения VGG. Данный делитель представляет собой резистивный Т-образный аттенюатор [107] подавляющий возможные паразитные помехи, которые могут поступать на затвор транзистора. Использование в транзисторном усилителе цепи смещения выполненной на Т-образном резистивном аттенюаторе приведено в [6].

В качестве активного элемента Q1 использован полевой транзистор 2N7000L [108]. Рабочая частота исследуемого усилителя была выбрана /0 = 13,56 МГц. Напряжения питания составляло VDD =25В. Нижний угол отсечки был выбран равным 9Г =90, поскольку данное его значение является классиче ским примером реализации усилителей класса F. Поэтому значения элементов Щ-Щ делителя напряжения выбирались такими, чтобы напряжение смещения было равным VGG = 1,86 В. Поскольку измеренное пороговое напряжение выбранного транзистора составляло VT = 1,86 В.

Согласно [7] статические характеристики маломощных полевых транзисторов, к числу которых относится выбранный транзистор, могут достаточно адекватно описаны в моделировании с помощью уравнений «Shichman-Hodges» [97] ID(?GS VDS)= Г o,vGS vT W VGS-VT-J -)vDS(l + WDS),0 VDS VGS-VT С2-30) v K L -KP—(VGS -vTf{\+xvDS), 0 VGS -VT VDS где KP - параметр крутизны проходной характеристики транзистора, W - ширина канала, L - длина канала, X - коэффициент модуляции длины канала. В (2.30) использовались следующие значения параметров: КР=0,2 А/В2, W/L = l,

Х = OS"1. Данные параметры были подобраны исходя из максимально возможного адекватного соответствия моделируемых характеристик по отношению к измеренным статическим характеристикам транзистора приведенных в [108]. Полученные с помощью (2.30) выходные и проходные статические характеристики транзистора показаны на рисунке 2.25. Из данных зависимостей следует, что моделируемые статические характеристики достаточно адекватны экспериментальным характеристикам до значений токов стока ID =0,5 А. При ID 0,5 А, адекватность моделируемых характеристик снижается. Как будет показано ниже, в исследуемом УМ мгновенные значения токов стока лежат в пределах области адекватного соответствия моделируемых характеристик.

Чтобы получить требуемые (расчетные) нагрузочные импедансы на стоке транзистора, в усилителе была использована нагрузочная цепь, обеспечивающая независимую настройку импедансов на первой и третей гармониках. Значения ее элементов рассчитывались по формулам, приведенным в параграфе 3.1 используя программу Mathcad (приложение Б). При расчетах секции 1 нагрузочной цепи (рисунок 2.24) емкость С4 с учетом физической реализуемости элементов цепи выбиралась как можно больше. Это делалось для того чтобы как можно сильнее снизить реактивное сопротивление Хс = 1 / со0С создаваемое суммарной емкостью С = Соит + С4 на частотах высших гармоник. Поскольку на высших гармониках (и = 4,5,...) при Хс —»0 емкость С шунтирует нагрузочную цепь, тем са 86 мым создавая условия приближенные к теоритическим, когда на Z(nf0) = 0 (рисунок 2.12). Критерием выбора С4 служило условие Хс R. При расчете секции 2 нагрузочной цепи значения элементов С9, С10 и L5 П-образной согласующей цепи рассчитывались исходя из КПД цепи равного 95%.

Расчет параметров насыщенного УМ класса F3 был выполнен по алгоритму приведенному в пункте 2.2.2. При расчете использовались выражения приведенные пунктах 2.2.1 и 2.2.2, которые были прописаны среде программы Mathcad (приложение А). Расчетные значения SGS = 0,174 А/В и SDS = 0,175 А/В определены по статическим характеристикам транзистора 2N7000L, которые были промоделированы в программе схемотехнического моделирования ADS

При расчете параметров усилителя значение AVGS было выбрано 1,72 В, что соответствовало Р =3,58 В, ID = 0,3 А и / =0,068. Отношение AVGS/AVGS=VGSm/VGSm выбиралось таким, чтобы значение ГЪт было отрицательным и при этом Z(3/0) = 5Z(/0). Выбор значения Z(3/0) = 5Z(/0) вызван ограничением Z(3/0), которое создают потери в элементах изготовленной секции 1. Резистор R в секции 2 (рисунок 2.24) необходим только для настройки активной составляющей Z(3/0). Значения элементов усилителя приведены в таблице 2.7.

Методика расчета компенсирующей нагрузочной цепи для СВЧ усилителя класса F3

Важной задачей при проектировании УМ класса F3, работающих в диапазоне СВЧ, является учет таких паразитных элементов транзистора, как Соит и L0UT. Данные элементы образуют LC -цепь, которая не позволяет нагрузочной цепи создавать импедансы на стоке транзистора (параллельно Соит) соответствующие теории УМ класса F3. В [39] показано, что для достижения максимального стокового r\D в УМ класса F необходимо создать на стоке транзистора на первой гармонике импеданс, равный активному нагрузочному сопротивлению, импедансы, равные нулю на всех четных гармониках и равные бесконечности на всех не 129 четных гармониках. Однако из работ [88-93] следует, что обычно на практике для достижения высокого цD в УМ класса F3 работающего в диапазоне СВЧ необходимо создавать импедансы на стоке транзистора значения, которых существенно отличаются от приведенных в [39]. Такое отличие можно объяснить тем, что сдвиги фаз между гармониками тока сгенерированными транзистором не соответствуют теории [39], в результате чего даже цепь, обеспечивающая значения импе-дансов близких к теоретическим не всегда позволяет получить ожидаемое увеличение r\D, поскольку теряется возможность получить из нечетных гармоник тока оптимальную для класса F3 форму напряжения. В [72] была предложена нагрузочная для СВЧ УМ класса F3 позволяющая с учетом COUT и LOUT, выполнять настройку импеданса на первой гармонике без существенных изменений импедансов на второй и третей гармониках. Однако данная цепь не позволяет выполнять независимую настройку импедансов на первой и третей гармониках, что ограничивает возможности манипуляции гармониками. Поэтому для СВЧ УМ класса F3 должна быть разработана методика расчета нагрузочной цепи, которая с учетом паразитных элементов транзистора COUT и LOUT позволит независимо друг от друга настраивать импедансы на первой и третьей гармониках при, стремящемся к нулю импедансе на второй гармонике.

Рассмотрим упрощенную модель АЭ (транзистора), состоящую из генератора тока, к которому подключены COUT и LOUT (рисунок 3.8 а). Соединим один конец LOUT с Lx, где Lx - индуктивность проводника нагрузочной цепи, к которой присоединен сток транзистора. Суммарное значение индуктивностей LOUTи Ly обозначим как LD. Подключим к LY Г-образную цепочку, состоящую из индуктивности L2 и емкости C3. Между Lx и L2 подключим двухполюсник, созда 130 ющий реактивное сопротивление jX . Данную цепь назовем как секция 1 (рисунок 3.8 а).

Значения L2 и С3 будем выбирать из условия (3.21). Данное условие обеспечивает равенство значений импедансов получаемых как со стороны Соит (на стоке транзистора), так и со стороны С3 при подключении между Lx и L2 двухполюсника, создающего jX на частотах гармоник. L2=L0UT+LX=LD, С3=Соит (3.21) Запишем выражение для импеданса Z( f ) создаваемого секцией 1 (рисунок 3.8 а) со стороны COUT : Z(f)=j Хс \xL (x +(xL -хс ))+xixL -Xc )\ XC0UT [X + \XL2 XC3 )\-[XLD \X AXL2 XC3 )rX\XL2 XC3 (3.22) где все значения реактивных сопротивлений (XL и Хс) для индуктивностей и емкостей, на частоте / рассчитываются как XL=2irfL Xc=l/2nfC. Предположим, что значение X обращает числитель (3.22) в ноль. В этом случае со стороны

Соит импеданс Z(/) = 0. В силу условия (3.21) импеданс со стороны С3 будет таким же, как и на Соит (Z(/)=0). Значение X может быть найдено из уравнения XLD {X +{XL2 -ХСЗ ))+X\XL2 -ХСЪ )=0. (3.23) Решая (3.23) относительно X получим: Хт (Хг -Xr ) Х = Ly Ll . (3.24) XLD +Х -ХСЗ Рассмотрим, как изменится импеданс Z(/) со стороны Соит, если С3 будет зашунтировано (Хс =0). В этом случае Z(f) может быть найден как lim от 3 хСз -Я) выражения (3.22) . Новое значение импеданса Z(f) будет равно хс (хт Х +Хт Хт +Х ХТ ) Z(f) = j СоиЛ LD — . (3.25) XCOUTX + XCOUTXL2 -XLDX -XLDXL2 X XL2 После подстановки в (3.25) выражения (3.24) и замен XL на XL , Хс на Хс в силу (3.21) получим Z(f) = j—, XC0UT XL D - = 7ХСоотХ оо. (3.26) XcomXLD -Xl0UTXLD +XC0UTXlD -ХС0итК 0 Таким образом, при шунтировании С3 секция 1 обладает свойством преобразовывать на Соит импеданс Z(f) со значения равного 0 в Z(/)—»о. Данное свойство секции 1 будет использовано в дальнейшем при получении импеданса Z(3/0). Рассмотрим случай, когда значение X обращает знаменатель (3.22) в ноль. В этом случае, как со стороны Соит, так и со стороны С3 импеданс Z(/) oo. Значение X может быть найдено из уравнения