Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Элементы канального кодирования и модуляции в системе цифрового телевидения европейского стандарта ETSI EN 300 744 (DVB-T) 33
1.1. Базовая система цифрового эфирного наземного телевизионного вещания DVB-T, основные положения и сопряжение 33
1.2. Канальное кодирование и модуляция в DVB-T 37
1.3. Структура кадра объединения ортогональных несущих 60
1.4. Пилот-сигналы в DVB-T 65
1.5. Передача сигналов параметров передачи 68
1.6. Число пакетов Рида-Соломона на суперкадр объединения ортогональных несущих в DVB-T 74
1.7. Спектральные характеристики и спектральная маска радиосигнала системы цифрового телевидения DVB-T 75
1.8. Моделирование базовой системы цифрового эфирного наземного телевещания DVB-T, работающей по 8 МГц каналам 79
1.9. Рекомендации по реализации излучаемого радиосигнала 83
1.10. Краткое представление и сравнение основных технических особенностей стандартов DVB-T и ATSC 87
Глава 2. Методы получения величины смещения спектра оокн-радиосигнала по частоте при отсутствии информации о временной синхронизации 91
2.1. Восстановление параметров телевизионного радиосигнала ООКН без учёта информации о временной синхронизации при помощи системы фазовой автоподстройки частоты 91
2.1.1. Применение функции правдоподобия для поиска значения частоты синхронизации 91
2.1.2. Блок оценки частоты синхронизации для системы фазовой автоподстройки частоты 98
2.1.3. Выделение, измерение и отслеживание частоты синхронизации 103
2.1.4. Варианты детекторов частотных ошибок и сравнительный анализ с модифицированными границами Крамера-Рао 110
2.2. Восстановление параметров телевизионного радиосигнала ООКН без учёта информации о временной синхронизации при помощи системы фазовой коррекции частоты 116
2.2.1. Применение метода "задержки и умножения" для восстановления параметров телевизионного радиосигнала 116
2.2.2. Цифровое исполнение алгоритма работы системы фазовой коррекции 121
2.2.3. Пояснение эффекта помехи соседнего канала 123
Глава 3. Разработка метода и устройства адаптивной фильтрации элементов структуры радиосигнала системы цифрового телевещания dvb-t на основе теории нелинейной фильтрации 127
3.1. Коррекция многолучевых каналов распространения телевизионного радиосигнала при использовании метода объединения ортогональных несущих 129
3.1.1. Принципы адаптивной фильтрации и градиентного алгоритма 137
3.1.2. Алгоритм работы адаптивного фильтра в частотной области и способ вычисления "быстрого обновления" 142
3.2. Коррекция многолучевых стационарных и мобильных каналов цифрового телевещания DVB-T с применением теории нелинейной фильтрации 151
Глава 4. Вопросы расчёта, практические результаты диссертации и экспериментальное исследование 187
4.1. Функциональное описание схемы демодулятора ООН системы цифрового эфирного наземного телевещания DVB-T 190
4.2. Схема и алгоритм программного управления демодулятором ООН системы телевещания DVB-T 197
4.3. Сопряжение и интерфейсы системы телевещания DVB-T 198
4.4. Устройства канальной оценки для системы с ООНподходящей для мобильной связи 203
4.5. Упрощённая экспериментальная математическая модель приёмопередатчика системы цифрового телевидения DVB-T, реализующая алгоритмы построения телевизионной системы
стандарта ETSIEN 300 744 219
4.6. Выводы 220
Заключение 221
Литература 225
Приложение 1
- Канальное кодирование и модуляция в DVB-T
- Восстановление параметров телевизионного радиосигнала ООКН без учёта информации о временной синхронизации при помощи системы фазовой коррекции частоты
- Коррекция многолучевых стационарных и мобильных каналов цифрового телевещания DVB-T с применением теории нелинейной фильтрации
- Схема и алгоритм программного управления демодулятором ООН системы телевещания DVB-T
Введение к работе
Актуальность темы. Начало эфирного наземного телевизионного вещания в цифровом формате является большим технологическим успехом. Сейчас в России настало время, когда страна должна пройти несколько этапов перехода на цифровое телевизионное вещание. Премьер-министр РФ Михаил Фрадков 26 мая 2004 года подписал распоряжение, подтверждающее переход России на европейскую систему цифрового телевизионного вещания (ЦТВВ) DVB (Digital Video Broadcasting, англ.) уже с 2005 года. Таким образом, Правительство РФ приступило к реализации «Концепции внедрения в России цифрового наземного телевизионного и радиовещания» (утверждена на заседании коллегии Минсвязи РФ в начале декабря 2003 года), согласно которой к 2015 году всё телевидение России должно быть только цифровым.
На заседании коллегии Минсвязи РФ были представлены результаты анализа находящихся в эксплуатации и прошедших международную стандартизацию систем цифрового эфирного наземного телевидения: европейской системы DVB (Digital Video Broadcasting — Terrestrial, англ.), американской ATSC (Advanced Television Systems Committee, англ.) и японской ISDB (Integrated Services Digital Broadcasting - Terrestrial, англ.). Было принято решение определить в качестве основы национального стандарта цифрового телевидения в Российской Федерации европейскую систему DVB, Следует отметить, что существует три стандарта DVB: DVB - на цифровое эфирное наземное телевещание, DVB-S (Digital Video Broadcasting - Satellite, англ.) -на цифровое эфирное спутниковое телевещание, DVB-C (Digital Video Broadcasting - Cable, англ.) - на цифровое кабельное телевидение.
При окончательном введении нового стандарта на ЦТВВ произойдет полная замена студийного и передающего оборудования и, что весьма важно для потребителя — замена бытовых телевизоров в стране на цифровые модели. Также будет возможно применение специальных декодеров системы DVB - STB (Setop-Box, англ.) для приёма цифровых программ на классические аналоговые телевизоры.
Индивидуальный телевизионный приемник будущего, фактически, будет являться терминалом, включающим в себя приемники эфирного наземного и спутникового, а также кабельного телевидения, компьютер с большим объемом памяти, аппаратуру обработки видео и звуковой информации, интерфейсы линий коммуникаций. При этом система доставки телевизионных изображений должна обеспечивать высокую помехоустойчивость при передаче радиосигналов последних и быть совместима с существующим планом распределения частот радиоканалов, кроме того, позволять вести прием видеоинформации на телевизионные приёмники, установленные на подвижных объектах или носимые. Необходимо учитывать и соблюдение современных требований к электромагнитной совместимости (ЭМС) различных передатчиков. Всем этим необходимым требованиям удовлетворяет система эфирного наземного цифрового телевизионного вещания DVB. Большинство телевизионных систем функционирует в условиях относительно высокой сложности помеховой обстановки и под влиянием различного рода шумов. Наблюдается действие всех видов помех: флуктуационных, сосредоточенных, импульсных (в том числе, внутрисистемных); различного влияния шумов, то есть их воздействия — аддитивного и в некоторых случаях мультипликативного. Имеет место также наличие эхо-сигналов (переотражения, преломления и, как следствие, многолучёвость распространения) при приеме в городских условиях (многоэтажность, препятствия, преграды), при малых высотах подъёма приёмных телевизионных антенн. Кроме того, необходимо обеспечить прием телевизионного радиосигнала системы ЦТВВ DVB на подвижных объектах.
В то же время, специфика функционирования системы ЦТВВ DVB предъявляет повышенные требования к характеристикам как радиопередающего, так радиоприёмного устройств. При этом формирование выходного радиосигнала в передающей части системы конкретизируется европейским стандартом DVB - ETSI EN 300 744 v. 1.4.1 [22], а аналогичных рекомендаций и указаний по построению радиоприёмных трактов стандарт DVB не содержит. Учитывая, что в соответствии с указанной Концепцией полный переход к цифровому телевещанию в РФ намечен на 2015 год, то имеет смысл решать задачи по исследованию и разработке способов реализации структуры радиоприёмных устройств и их отдельных элементов на основе рекомендаций стандарта DVB.
Важнейшим элементом радиоприёмного устройства DVB в составе демодулятора является канальный фильтр, необходимый для динамической коррекции характеристик канала передачи. Классическим цифровым корректирующим канальным фильтром, применяемым для радиоприёмных устройств DVB, является фильтр Винера, который строится согласно уравнению Винера-Хопфа с использованием принципов линейной адаптивной фильтрации (то есть градиентного алгоритма или "быстрой свёртки" — операция выполнения обратного быстрого преобразования Фурье от произведения спектров сворачиваемых функций времени). Но традиционный подход к решению задачи по фильтрации параметров (характеристик) канала телевещания в части компенсации искажений мультипликативного типа не совсем адекватен условиям, при которых решается такая задача, и поэтому имеет некоторые потенциальные возможности для совершенствования. Например, при традиционном подходе необходимо использовать большие объёмы вычислений и значительную оперативную память, что заставляет применять высокопроизводительные, ресурсоёмкие и, соответственно, более дорогие сигнальные микропроцессоры.
Кроме того, указанный фильтр обеспечивает оптимальную фильтрацию в смысле минимума среднеквадратической ошибки (исходя из критерия минимальной среднеквадратической ошибки) лишь при соблюдении довольно жёстких ограничений, часто неприемлемых и невыполнимых на практике. Главными из них являются: линейность развития во времени фильтруемого параметра и линейность зависимости принимаемой суммы радиосигнала и помех (то есть смеси радиосигнала и помех на входе приёмника) от этого параметра, стационарность передаваемого и принимаемого процессов и, в идеале, хранение всей предыстории обрабатываемой корректирующим канальным фильтром реализации радиосигнала (бесконечная задержка обрабатываемой реализации радиосигнала). Однако при решении такой задачи фильтрации можно добиться более качественных результатов.
Эффективное в экономическом и технологическом плане решение задачи создания высококачественного радиоприёмного устройства (проектирования радиоприёмного тракта) устойчивого к воздействию помех и шумов канала передачи для системы ЦТВВ DVB возможно также с использованием теории стохастической нелинейной фильтрации (ТСНФ). Её основы были заложены А. Н. Колмогоровым, Н. Винером, Р. Л. Стратоновичем, В. И. Тихоновым, Р. Калманом, Р. Быоси, Г. Кушнером, М. Вонхамом и другими учёными.
Накладываемое методами теории оптимальной нелинейной фильтрации ограничение (передаваемые по каналу телевизионного вещания сообщения, а также помехи в нём должны быть марковскими процессами) не является жёстким, так как реальные случайные процессы можно аппроксимировать многомерными марковскими процессами с требуемой точностью, а всякий случайный процесс, спектральная плотность мощности которого представляется при помощи дробно-рациональной функции, является компонентой многомерного марковского процесса. Однако решение задачи динамической оценки параметров канала и динамической коррекции его характеристик с помощью теории нелинейной фильтрации в общем виде отличается чрезмерной сложностью как теоретической, так и практической. Поэтому данная задача в диссертации решается в линейном приближении (финальная апостериорная плотность вероятности аппроксимируется гауссовским законом распределения) и с использованием предположения о том, что синхронность и синфазность обработки сигналов идеально обеспечена. При этом стоит отметить, что линейное приближение определяет устойчивость работы всей совокупности операций алгоритма только при небольших отклонениях оцениваемых параметров гауссовской апостериорной плотности вероятности от истинных значений. При существенном возрастании отклонений, например, при значительном начальном смещении спектра за счёт доплеровского сдвига, нестабильностях возбудителя передатчика и гетеродинов приёмника, будут наблюдаться срывы синхронизации и значительное (часто неприемлемое) увеличение коэффициента ошибок и, как следствие, неправильный приём символов (неправильная демодуляция).
Уже существующий уровень развития микропроцессорной техники и методов цифровой обработки сигналов реально обеспечивает техническую возможность создания эффективного радиоприёмного устройства на основе теории нелинейной фильтрации. Основными достоинствами методов марковской теории оптимальной нелинейной фильтрации применительно к синтезу радиоприёмного устройства системы ЦТВВ DVB являются следующие: = задачу синтеза радиоприёмного устройства можно решить и в дискретном, и в непрерывном варианте обработки согласно её смыслу; = структура радиоприёмного устройства, получаемая с помощью теории стохастической нелинейной фильтрации, практически реализуема и обеспечивает минимальные ошибки измерения; = алгоритмы, получившиеся в результате синтеза радиоприёмного устройства, имеют удобное для реализации на сигнальном микропроцессоре представление в виде рекуррентных (а не интегральных, как в случае фильтра Винера) соотношений, что сокращает объём вычислений и повышает их точность, а также уменьшает требуемый объём накопителей; = синтезированное методами ТСНФ радиоприёмное устройство обрабатывает принимаемые сигналы по мере их поступления в реальном масштабе времени, что также в лучшую сторону отличает синтезированные нелинейные фильтры от традиционного для этих целей фильтра Винера.
Решение рассматриваемой проблемы в технике обработки сигналов пока ещё слабо развито, но уже получает теоретическое и практическое обоснование во многих зарубежных работах. Исследованные к настоящему времени преобразования в спектральной области эффективно применяются в технике обработки изображений, потокового видео и речевых сигналов (в том числе, звукового сопровождения).
Аппарат теории условных марковских процессов позволяет создать радиоприёмное устройство наиболее адекватное стандарту DVB. Так как DVB - когерентная система, то, следовательно, наиболее эффективным телевизионным приёмником является когерентный приёмник (или близкий к нему по принципу - квазикогерентный). Именно такой квазикогерентный алгоритм обработки принимаемого радиосигнала и даёт теория нелинейной стохастической фильтрации, даже в случае решения задачи в линейном приближении (посредством робастных методов).
Следует, в связи с этим, отметить, что в период 1998-2004 гг. за рубежом появились работы по созданию алгоритма динамической оценки характеристик (параметров) федингующего многолучевого канала телевещания с помощью теории нелинейной стохастической фильтрации при приёме радиосигналов с объединением ортогональных несущих (ООН). Это, например, работы португальских учёных F. D. Nunes a и Jose М. N. Leitao. Они убедительно показали преимущества нелинейного фильтра перед нестационарным расширенным фильтром Калмана-Бьюси, а, следовательно, и перед стационарным фильтром Винера, используемым для уже существующих телевизионных приставок (Setop-Box ax) и приёмников системы эфирного наземного ЦТВВ DVB. В этих работах также не обходится без аппроксимации апостериорной плотности вероятности. Апостериорная плотность вероятности, в данном случае, представлена произведением тихоновской и гауссовской функций, параметры которых вычисляются согласно критерию минимального расстояния Кульбака. Соответственно, не вызывает сомнений тот факт, что целесообразно проводить оценку параметров федингующего телевизионного канала вещания для радиосигнала системы ЦТВВ DVB на приёмной стороне на основе принципов нелинейной стохастической фильтрации по соответствующим им алгоритмам.
Применение быстрого преобразования Фурье (БПФ) на приёме позволяет обеспечить цифровую обработку необходимого количества поднесущих (6817 комплексных поднесущих в 8К режиме излучения и 1705 - в 2К режиме излучения) в радиоприёмном устройстве с помощью незначительно ресурсоёмкого и, соответственно, достаточно дешёвого сигнального микропроцессора. Это, несомненно, является существенным достоинством подобного варианта обработки радиосигнала с объединением ортогональных кодированных несущих (ООКН). Другой подход был бы практически нереализуем. При конкретизации структуры и отдельных элементов демодулятора, разработанного на основе теории нелинейной стохастической фильтрации для системы эфирного наземного ЦТВВ DVB, большое внимание уделяется проблеме сопряжения БПФ с элементами помехоустойчивой обработки принимаемого телевизионного ООКН-радиосигнала.
Решению указанных задач посвящено основное содержание представленной диссертационной работы. Проделанная работа отражает результаты проведённых исследований в части разработки адаптивных устройств радиоприёма сигнала с ООН для системы ЦТВВ DVB по каналам метрового и дециметрового диапазонов в условиях многолучевого распространения, с присутствием межсимвольной и межканальной интерференции, замираний, под влиянием сложной помеховой обстановки и при наличии эффекта Доплера. Результаты разработки нового корректирующего канального фильтра в своей совокупности отражают качественное повышение эффективности функционирования элементов и устройств системы ЦТВВ DVB, обеспечивают более устойчивую работу системы эфирного наземного ЦТВВ DVB на многолучевых мобильных каналах вещания при действии наиболее часто встречаемых в мобильном вещательном телевизионном канале мультипликативных искажений.
В представленной диссертационной работе на базе ТСНФ разработан один из основных блоков демодулятора радиоприёмного устройства DVB. Этим блоком в составе последнего является фильтр, необходимый для динамической коррекции характеристик и отслеживания параметров канала передачи. Разработанный блок, выполняющий функцию корректора-эквалайзера многолучевого стационарного и/или мобильного канала вещания, обеспечивает устойчивую работу системы при действии наиболее часто встречаемых в мобильном вещательном телевизионном канале мультипликативных искажений с учётом аддитивного шума, Помимо этого решены специфические задачи, связанные с многолучёвостью распространения телевизионного радиосигнала DVB, замираниями (федингом) и особенностями мобильного канала телевещания (эффектом Доплера).
Целью диссертационной работы является разработка эффективных методов цифрового формирования и обработки радиосигналов с объединением ортогональных кодированных несущих в спектральной и временной областях на основе теории нелинейной стохастической фильтрации, обеспечивающих улучшение качественных показателей функционирования системы ЦТВВ DVB, и проектирование соответствующих им устройств, применяемых для борьбы со сложными видами мультипликативных и аддитивных помех в многолучевых радиоканалах стационарного и мобильного телевизионного вещания.
Основные задачи исследования. Для достижения поставленной цели исследований в работе решаются следующие задачи:
= анализ и моделирование процесса формирования телевизионного (ТВ) . радиосигнала ООКН в передающей части системы эфирного наземного цифрового телевизионного вещания DVB применительно к разработке в диссертации корректора-эквалайзера канала телевизионного вещания, размещённого в демодуляторе радиоприёмного устройства;
= конкретизация характеристик и параметров многолучевого приёма радиосигнала эфирного наземного цифрового телевизионного вещания DVB в реальных стационарных и мобильных радиоканалах вещания с учётом действия помех и шумов;
= разработка алгоритма коррекции ТВ радиосигнала ООКН на выходе многолучевого канала вещания на основе теории стохастической нелинейной фильтрации средствами цифровой обработки сигналов с применением алгоритмов быстрых ортогональных преобразований;
= сравнительный анализ эффективности применения разработанных алгоритмов подавления сложных мультипликативных и аддитивных помех и шумов в реальных каналах гауссовского, райсовского и рэлеев-ского типов.
Методы исследования.
Основная часть диссертационной работы выполнена с привлечением методов статистической теории связи (статистического анализа и синтеза радиотехнических устройств и систем), теории функций и функционального анализа, теории вероятностей и математической статистики. Помимо этого были использованы некоторые элементы теории оптимизации стохастических систем и принципов когерентной связи.
Все расчёты получены с использованием численных методов, реализованных на персональной электронно-вычислительной машине (ПЭВМ), построенном на базе платформы Intel Pentium 4, с помощью пакета математического проектирования MATLAB 6.5 и средства имитации радиотехнических устройств и модулей Simulink 5.0, а также описания программных моделей на языке высокого уровня.
Обоснованность основных научных положений и исследований, рекомендаций и выводов, сделанных в диссертационной работе, подтверждается проведенными экспериментами и статистическим математическим моделированием на ПЭВМ в среде имитации радиотехнических устройств и модулей Simulink 5.0, работающей под управлением системы математического проектирования MATLAB 6.5. Научная новизна работы.
Научная новизна настоящей диссертационной работы заключается в следующем:
= предложено решение задачи помехоустойчивого приёма ООКН-радиосигнала системы цифрового телевещания DVB (на основе ТСНФ), обеспечивающее устойчивый его приём при действии специфических видов искажений и помех, характерных для различных моделей реальных каналов вещания, и обладающее преимуществами по отношению к уже существующим вариантам;
= разработан новый метод динамической коррекции характеристик (параметров) многолучевого мобильного канала вещания системы цифрового телевидения DVB, подверженного мультипликативным искажениям, и показана эффективность такого метода;
= осуществлена экспериментальная реализация цифрового квазикогерентного фильтра (корректора-эквалайзера мультипликативных искажений), разработанного на основе теории нелинейной стохастической фильтрации (в линейном приближении) с применением быстрых алгоритмов ортогональных преобразований;
= разработана методика и получены результаты сравнительного анализа (с использованием компьютерного моделирования) помехоустойчивости известных и разработанного методов подавления помех мультипликативных типа.
Личный вклад. Теоретические и экспериментальные исследования, расчёты и выводы, изложенные в диссертационной работе, выполнены и получены автором лично.
Практическая ценность и реализация результатов работы.
Проведённый анализ специфики функционирования радиопередающего устройства позволил реализовать программное обеспечение и осуществить математическое моделирование передающего устройства системы DVB в части формирования телевизионного ООКН-радиосигнала в среде имитации радиотехнических устройств и модулей Simulink 5.0 системы математического проектирования MATLAB 6.5.
В работе предложен и реализован в виде алгоритма новый метод дина-мического отслеживания параметров и цифровой динамической коррекции характеристик многолучевого мобильного радиоканала вещания в спектральной области при приёме телевизионного ООКН-радиосигнала, способный существенно повысить для телевизионного приёма в соответствии со стандартом DVB помехоустойчивость и другие основные показатели качества. По существу, такими показателями качества в системе ЦТВВ DVB являются коэффициенты битовых и символьных ошибок (КБО и КСО), средняя вероятность принятия ошибочного символа, а также зависимость точности выполнения фильтрации от отношения сигнал-шум (ОСШ) на входе радиоприёмника. Преимущества предложенного метода доказаны статистическим математическим моделированием. Разработанный в диссертации метод подавления помех, соответствующее алгоритмическое и программное обеспечения, а также результаты его моделирования используются в НИЧ МТУ СИ при разработке оригинального программно-аппаратного блока устройства обработки информации связи (УОИС) для переносной радиостанции.
Вышеуказанные методы приняты для практического использования в сфере радиотелефонной связи.
Практическое использование результатов диссертационной работы подтверждено соответствующими актами, находящимися в приложении к диссертационной работе.
Апробация результатов работы.
Основное содержание диссертационной работы докладывалось и обсуждалось на следующих научно-технических конференциях и конгрессах:
S V Международный конгресс HAT «Прогресс технологий телерадиовещания» (TRBE-2001) (Москва, 2001 г.);
S IV Международная научно-техническая конференция «Цифровая обработка сигналов и её применения» (DSPA-2002) (Москва, 2002 г.);
S Научно-технические конференции МТУСИ профессорско-преподавательского, научного и инженерно-технического состава (Москва, 2001, 2003, 2004 гг.).
Публикации. Основное содержание диссертации, а также результаты теоретических и экспериментальных научных исследований отражены в 14 опубликованных работах. Публикации включают 8 тезисов докладов и 6 статей. Большинство опубликованных работ авторские.
Структура и объём работы.
Диссертационная работа состоит из введения, четырёх глав, заключения, списка литературы и двух приложений. Основная часть диссертации изложена на 230 страницах текста с 90 иллюстрациями и 30 таблицами. Список литературы насчитывает 100 наименований. Общий объём работы с приложениями составляет 260 страниц.
Основные положения, выводы и рекомендации, выносимые на защиту:
• разработанный на основе требований стандарта алгоритм работы цифрового телевизионного радиопередатчика эфирного наземного вещания в стандарте DVB и полученные результаты экспериментальных исследований;
• результаты сравнительного анализа алгоритмов помехоустойчивой демодуляции ООКН-радиосигнала системы цифрового телевизионного вещания DVB, разработанных на основе линейной адаптивной и нелинейной стохастической фильтрации;
• метод цифровой коррекции мультипликативных искажений ООКН-радиосигнала на выходе многолучевого канала телевизионного вещания, обеспечивающий качество приёма радиосигнала ООКН практически не уступающее варианту выполнения коррекции на основе линей його фильтра Винера, но при использовании существенно меньших
вычислительного ресурса и ёмкости накопителей.
• разработанный алгоритм и устройства цифровой обработки ООКН-радиосигналов, реализующие метод коррекции мультипликативных искажений, характерных для мобильного вещательного канала телевидения.
• результаты математического машинного моделирования и экспериментальных исследований разработанного метода, устройств и характеристик эффективного радиоприёма сообщений на выходе многолучевого
« мобильного канала телевизионного вещания.
Канальное кодирование и модуляция в DVB-T
Входной транспортный поток системы должен быть организован с фиксированной длиной пакетов (см. рис. 1.2(a)), подаваемый с выхода транспортного мультиплексора MPEG-2. Общая длина пакета транспортного мультиплексора (ТМ) MPEG-2 равна 188 байт. В составе каждого пакета (в его начале) содержится 1 байт синхрослова, то есть 47іб= 010001112 (прим. -индекс здесь и дальше указывает разрядность системы счисления). Порядок обработки пакета на передающей стороне всегда будет начинаться со старшего значащего разряда (СЗР) байта синхрослова, то есть с "0".
Операция адаптации ТП MPEG-2 (рис. 1.3) является первой операцией, производимой в рассматриваемом устройстве. Устройство адаптации транспортного потока, состоящего из транспортных пакетов длиной по 188 байт каждый, объединяет эти пакеты в группы по 8 пакетов. Синхробайт, записываемый числом 010001112 = 47іб, первого пакета группы инвертируется, образуя число 101110002 = В8]6. Чтобы гарантировать адекватные двоичные переходы, входные мультиплексированные данные MPEG-2 должны быть ран-домизированы (скремблированы) в соответствии с конфигурацией, изображённой на рис. 1.4.
После адаптации выполняется операция рандомизации (скремблирова-ния) данных. Ее цель - превратить цифровой сигнал в квазислучайный, изменяя его статистические свойства, и тем самым решить две важные задачи. Во-первых, это позволяет создать в цифровом сигнале достаточно большое число перепадов уровня и тем самым обеспечить возможность выделения из него тактовых импульсов. Это свойство сигнала называется самосинхронизацией. Во-вторых, рандомизация приводит к получению более равномерного энергетического спектра излучаемого радиосигнала. Благодаря равномерному спектру повышается эффективность работы вещательного передатчика и минимизируется мешающее действие радиосигнала ЦНТВ по отношению к аналоговому телевизионному сигналу, излучаемому другим радиопередатчиком в том же ТВ канале. Рандомизатор осуществляет операцию сложения по модулю 2, путём проведения логической операции "Исключающее ИЛИ" (XOR), цифрового потока данных и псевдослучайной двоичной последовательности (ПСДП).
Генератор последовательности ПСДП построен на базе 15-разрядного регистра сдвига, охваченного цепью обратной связи (ОС) (рис. 1.5). Чтобы формируемая последовательность лишь походила на случайную, и в приемнике можно было бы восстановить передаваемые данные, необходимо в начале каждого 8-ого пакета произвести инициализацию генератора ПСДП путем загрузки в него числа 1001010100000002 = 4А80і6. Первый после инициализации бит псевдослучайной последовательности ПСДП складывается с первым битом первого байта транспортного потока, следующего за инвертированным дополнительным байтом синхронизации. Байты синхронизации групп транспортных пакетов не должны рандомизироваться.
Полином генерируемой ПСДП будет таким (для разъяснений см. примечание): 1 + Х14 + Х1 (1.1).
Примечание: Описание полинома приводится в форме взятой из спутниковойбазовой спецификации ETSI EN 300 421 (DVB-S) [54]. В другом месте спутниковой базовой спецификации и текущего раздела главы используются различные обозначения полиномов, которые соответствуют стандартному руководству "Петерсона и Велдона" [79].
Загрузка последовательности "100101010000000" в регистры ПСДП осуществляется, как показано на рис. 1.4 и 1.5, и эта последовательность должна быть введена в начале каждых 8-ми транспортных пакетов. Для обеспечения сигнала инициализации дескремблера синхробайт MPEG-2 первого транспортного пакета в группе из 8-ми пакетов поразрядно инвертирован из 476 (Синхр.) в В8і6 (Синхр.). Этот процесс относится к так называемой"адаптации транспортного мультиплексированного потока" (см. рис. 1.26).
Первый бит с выхода генератора ПСДП должен быть сложен с первым битом (то есть СЗР) первого байта, следующего за инвертированным синхро-байтом MPEG-2 (то есть В816). Для осуществления других функций синхронизации необходимо, чтобы в течение следования синхробайтов MPEG-2 последующих 7-ми транспортных пакетов генерация ПСДП не прекращалась, но выход генератора должен при этом блокироваться (для этого используется сигнал разрешения), оставляя байты синхронизации нерандомизированными. Таким образом, период псевдослучайной двоичной последовательности оказывается равным 1503 байтам (187 + 188-7 = 1503).
Процесс рандомизации остаётся в работе также и тогда, когда входной битовый поток модулятора отсутствует, или когда этот поток не соответствует формату транспортного потока MPEG-2 [51] (то есть 1 синхробайт + 187 информационных байтов пакета). Следующим этапом обработки данных идет внешнее кодирование, обеспечивающее помехоустойчивость системы цифрового телевизионного вещания DVB. Внешний блоковый кодер работает с блоками информационных символов фиксированной длины, причем каждый блок кодируется независимо от других. Для защиты содержимого транспортного пакета (включая байт синхронизации) используют код Рида-Соломона (PC), который имеет хорошие характеристики, как для независимых, так и для пакетированных ошибок. Код PC также хорошо устраняет ошибки на уровне транспортного пакета, состоящего из 188 байт данных. В процессе операции кодирования к этим 188 байтам добавляется 16 байтов проверочных символов кода PC (см. рис. 1.6). Это значит, что исправляющая способность такого избыточного кодирования равна 8 байт. Формат схемы кодирования в случае длины РС-блока 204 байта (символа) выглядит следующим образом — PC (204, 188, t=8).
Внешнее кодирование и внешнее перемежение должны быть осуществлены во входной структуре пакета (см. рис. 1.2(B)).
В качестве основы генераторного полинома PC-кода обычно используют код PC (255, 239, t=8), но при практическом применении этот код укорачивают, согласуя длину PC-блока с длиной транспортного пакета. Сокращённый код Рида-Соломона может быть реализован посредством добавления пятидесяти одного байта, которые все установлены в нуль, перед информационными байтами на входе кодера PC (255, 239, t=8). После процедуры кодирования PC эти нулевые байты должны быть отброшены, что приводит к кодовому слову PC из N = 204 байт с кодом PC формата (204, 188, t=8).Кодовый полином генератора таков:Полевой же полином генератора будет следующим:
Сокращённый код Рида-Соломона (204, 188, t=8), произведённый из оригинального систематического кода Рида-Соломона (255, 239, t=8), должен быть применён к каждому рандомизированному транспортному пакету длиной 188 байт (рис. 1.2(6)) для получения (генерации) пакета, защищенного от байтовых ошибок (см. рис. 1.2(B)). Используемый в системе сокращённый код Рида-Соломона имеет длину 204 байта и задаётся 188 байтами информации, при этом, позволяет корректировать до 8 случайных ошибочных байт в принятом слове из 204 байт. Кодирование Рида-Соломона должно также быть применено к пакету любого неинвертированного (то есть 471 б) или инвертированного (то есть В8іб) синхробайта.
Восстановление параметров телевизионного радиосигнала ООКН без учёта информации о временной синхронизации при помощи системы фазовой коррекции частоты
Время обнаружения для схем фазовой автоподстройки частоты зависит от полосы пропускания петли ФАПЧ, которая приблизительно описывается выражением (2.71). Имея в виду выражение (2.83), из вышесказанного следу ет, что время обнаружения может быть связано с "эквивалентной" длиной Так как г\ находится в диапазоне от 1,5 до 2,5, то уравнение (2.85) говорит о том, что оцениватель с фазовой автоподстройкой частоты для осуществления оценки должен иметь от трех до пяти "эквивалентных" интервалов наблюдения. Напротив, оцениватель с фазовой коррекцией частоты делает это всего лишь за время равное L0 секунд. Далее мы обсудим оцениватель с фазовой коррекцией, имеющий диапазон обнаружения около ±1/Г и средние квадратичные ошибки, сопоставимые с теми, которые характерны для методов фазовой автоподстройки. Из-за более короткого времени обнаружения новая схема петли ФАПЧ больше подходит для импульсно-временной передачи. Предложенный метод, основанный на принципе "задерживать и умно жать", графически представлен на рис. 2.20. Для простоты мы предполагаем, что фильтр низких частот (ФНЧ) имеет прямоугольную характеристику. Так же, его полоса пропускания ВФНЧ достаточно велика, чтобы передать все необ ходимые компоненты сигнала без искажений. Хотя прямоугольная характери стика физически не осуществима, тем не менее, следующие рассуждения мо гут быть достаточно приспособлены и применимы к практическим ситуаци ям. Как теперь очевидно, схема оценки основана на статистике напряжения: z(t)=x{t) X {t-№) (2.86), где величина ДГ - вводимая задержка. В этом пункте мы обращаем внимание на то, что: 1) 4) положительна для умеренных величин AT (задача №4 этого раздела); 2) X — случайная переменная с нулевым средним значением; 3) величина Я„(АТ) обращается в нуль для АТ = , к = \,2, ... (2.96). Таким образом, предполагая, что AT удовлетворяет (2,96), уравнение (2.94) сокращается до следующего вида: Итак, беря аргументы от обеих сторон и предполагая X малым, приходим к оценке смещения частоты: Анализ работы этого алгоритма включает длинные вычисления, и поэтому здесь не раскрывается. Заинтересованный читатель для глубокого обсуждения работы этого алгоритма может воспользоваться [61]. Диапазон оценки, вместо того, может быть вычислен следующим путём. Перепишем (2.97) в такой форме: и, заметив, что X является случайной переменной с нулевым средним значением, то X, и XQ - случайные переменные того же типа, что и X. Также, если Xj и XQ много меньше единицы (как бывает во всех практических случаях) и Л,, при этом положительная величина, то, подставляя выражение (2.99) в выражение (2.100), получаем следующее: Из (2.101) легко заметить, что аргумент argi(\ + j-XQyeJ A a tiT\ приблизительно равен следующему: Асо-АТ+XQ, при условии, что значение Асо-АТ не близко к краям интервала ±ж. Откуда получаем: Асо Асо+— (2.102). AT Это указывает на то, что величина ACQ не смещена, и с этого момента XQ имеет нулевое среднее значение. Необходимо отметить, что вышеприведённое заключение не будет справедливым в ситуации, когда значение A-AT близко к числам ж или п (то есть к ±180). Чтобы увидеть это, предположим, что значение Асо-АТ немного меньше чем к или Ао) немного меньше чем 1/(2-AT), что, по сути, то же самое. Тогда, как проиллюстрировано на рис. 2.21, даже малое значение XQ может задать величину argj(l + j-XQ)-eJ A 0 AT\i превышающую к и дости гаїощую -я (в другом случае). Когда это происходит, выражение (2.100) дает оценку, которая находится рядом с величиной -1/(2-ДТ), а не с l/(2-AT). Подобный недостаток происходит, когда значение Аа расположено близко к значению -1/(2-AT), и оценочная функция выражается согласно формуле Ао) ъ\({2-АТ) вместо формулы Дш »-і/(2-ЛГ). В итоге, непротиворечивые оценки частоты будут получены только при условии, что величина Аса находится в пределах ±1/(2-AT). Примечание: здесь и далее (как и в предыдущем разделе главы) надстрочный знак " " обозначает оценочное значение,
Задача №4. Вычислим параметр л в формуле (2.94) как функцию задержки AT. G(f) есть преобразование Фурье (ПФ) от функции #(/). Определим результат, когда G(f) - частотная характеристика со скатом в виде "приподнятого косинуса" (величиной крутизны ската является а). Решение. Функция A(t) является периодической функцией периода Т, её усреднение по времени за период (среднее значение за период) таково: так как сумма интегралов может быть записана в виде отдельного интеграла на всём участке интегрирования. Наконец, применение формулы Парсеваля приводит к желаемому результату: Также нужно отметить, что компонент А обращается в нуль, когда AT кратно периоду символа. Таким образом, нужно избежать близости значений AT к кратным Т значениям, так как точность оценки при этом ухудшается, в связи с тем, что Ац становится малым. Задача №5. В подразделе 2.2.1 «Применение метода "задержки и умножения" для восстановления параметров телевизионного радиосигнала» текущего раздела главы в качестве схемы модуляции была принята амплитудно-импульсная модуляция (АИМ) без смещения. Покажем, что оценочная функция (2.98) может также использоваться для передачи сигналов методом 4-ёх позиционной фазовой манипуляции со смещением (4ФМнС). Решение. Модель сигнала 4ФМнС представлена ниже: S где ai и 6, принимают независимо друг от друга значения ±1 с одинаковой вероятностью. Распараллеливание путей распространения сигнала (2.89) 121 Следовательно, из выражения (2.111) находим: Ясно, что функция огибающей A{t) имеет те же самые особенности, что и в (2.91) (то есть является периодической, периода Г, и имеет отличную от нуля постоянную составляющую). Тогда, исходя из её описания в подразделе 2.2.1 «Применение метода "задержки и умножения" для восстановления параметров телевизионного радиосигнала» текущего раздела главы, заключаем, что оценочная функция (2.98) применяется также к передаче сигналов методом 4ФМнС, Цифровое исполнение схемы "задержки и умножения", представленной на рис. 2.20, осуществляют следующим образом. Начинаем с рассмотрения полосы пропускания (1111) ФНЧ и замечаем что: 1) ПП ФНЧ ВФНЧ должна быть достаточно большой, чтобы передать неискажённым сигнал s(t), даже когда смещение частоты находится в его максимуме, а именно ±Ай)тах. 2) Полоса пропускания сигнала равняется (\+сс)/(2-Т), где а -коэффициент среза. Таким образом, поскольку Дй гаах порядка 1/Г, а а приблизительно 0,5, то требуется только, чтобы полоса пропускания ФНЧ была приблизительно равна 2/Г. В продолжение мы берем ВФНЧ =2/Т, Гц. Затем, необходимо сконцентрироваться на интеграле в формуле (2.98). Если сигнал х(г) с ограниченной полосой в пределах ±2/7", то из этого следует, что сигнал z(t) = x(t)-x (t AT) будет с ограниченной полосой в пределах ±4/7. Тогда, если величина Г0 является много большей чем Г, как можно показать (см. пункт «Особый случай цифрового исполнения» текущего подраздела), то интеграл может быть вычислен на основе выборок z (t), взятых с частотой R = 4/Т, Гц. Формально: где LQ - Т0/Т и /0 - произвольный момент осуществления выборки. Фактически, RB не должна быть точно равна значению 4/Г. Маленькие отклонения от этого значения эквивалентны периодическому качанию t0 между 0 и Г/4. Если
Коррекция многолучевых стационарных и мобильных каналов цифрового телевещания DVB-T с применением теории нелинейной фильтрации
В предыдущей части текущей главы рассмотрен принципиальный подход к коррекции многолучевых каналов телевещания с применением теории линейной фильтрации (см. разделы предыдущей части главы). В основе его лежит фильтр Винера-Хопфа и адаптивная фильтрация. Основные шаги при этом следующие:1) Оценка параметров корректирующего фильтра с помощью адаптивного фильтра и дискретных по времени и по частоте эталонных сигналов;2) Интерполяция во временной области, то есть восстановление корректирующих коэффициентов во времени между оценками коэффициентов вщ моментах прихода распределённых импульсов пилот-сигналов; 3) Интерполяция в частотной области, то есть восстановление корректирующих коэффициентов на частотах, где отсутствуют пилот-сигналы.В данной части главы будет рассмотрен другой подход к задаче коррекции многолучевого телевизионного канала вещания с применением теории нелинейной фильтрации (ТНФ).
Как и ранее осуществляется приём суммы радиосигнала и помех на входе многолучевого вещательного канала согласно выражениям (3.1), (3.4) и (3.5), приведённым в предыдущей части. Комплексный спектр сигнала s(t)обозначим как S(a ). После переноса этого спектра в область высоких частот,на частоту со0, получим соответствующий узкополосный сигнал как функциювремени такого вида: рекрывающегося со смежными подканалами, равна Де .
Учитывая, что исходный спектр ограничен частотой УВ, то его можно разложить в экспоненциальный ряд Фурье, коэффициентами разложения которого являются отсчёты соответствующей функции времени, взятые черезинтервал Котельникова: — = At- . Значит, исходный спектр аналитиче ски можно представить [3] так: S(a ) = At- ] зк-е " (3.64),
Тогда, перенесённый на частоту юй спектр, определяемый выражением (3.64), будет описываться следующим образом:— -(t-k-At)
Это и есть вся полезная информация, передаваемая в 1-ой элементарной полосе. Из выражения (3.70) видно, что спектры квадратурных составляющих и, следовательно, спектр огибающей A,{t) будут ограничены частотойАсо/2 идеального ФНЧ. Причём, импульсная реакция этого ФНЧ такого типа:sin(Auj/-r)—-J—, ;. Это означает, что согласно теореме Котельникова при дискрет /2 ном представлении огибающей А( (/) частота дискретизации должна быть нениже, чем д 2, . Однако, если с рассмотренной элементарной полосой совпадает подканал системы ООН, то на квадратурных составляющих передаётся электрический сигнал известной прямоугольной формы. Следовательно, второй отсчёт этого сигнала на интервале длительности символа дублирует первый, то есть его можно исключить. В этом случае частота дискретизации
Радиосигнал 1-ого подканала, перенесённого на частоту е 0, будет та ков: ,(/) = 4(0- (3-72).Сигнал на входе телевизионного вещательного канала можно предста вить в комплексном виде: sa (/) = — ] (A,(t) е ""1 -1Особый интерес представляет выражение для сигнала s(t) до переносана частоту щ: s(t)- Ц{t)-eJ } (3.74а).Учитывая вышеизложенные соображения по дискретизации, запишем s(t) вдискретном виде с шагом дискретизации Д/ = и получим следующее:
Таким образом, выражение (3.746) является обратным дискретным преобразованием Фурье (ОДПФ) отсчётов комплексного спектра А,, неизменных на интервале времени Дгтиа, дискретизированного действительного сигнала s(k), что доказывает правомерность использования ОБПФ в качестве модулятора ООН. Для смещения функции времени s(t) или s(k) этого сигнала на интервал равный длительности символа согласно соответствующей теореме спектрального анализа [3] умножим А1 (/) на экспоненту е ;""" 4" или впричемдискретном и по частоте виде на экспоненту e J2 la. Здесь, как и ранее, /є [0,1], а иє[-оо,+со] и является порядковым номером символа. Для того чтобы выборка 4(М) принадлежала п-ому символу, умножим А, (к) на функ-цию rect(t-n-Atcltiie) или в дискретном виде иа функцию redматематическая функция recti к ) = { , . ., . (3.75).Итак, вышеприведённые соображения позволяют нам записать сформированный с помощью ОДПФ (ОБПФ) ООН-сигнал в таком виде:
Так как вся передаваемая информация заключена в комплексной огибающей Аі(к), то для демодуляции этой информации можно использовать дискретное преобразование Фурье (ДПФ) или его быструю реализацию БПФ:тудно-модулированного (БАМ) сигнала с импульсной реакцией идеальногофильтра низких частот (ФНЧ) с граничной частотой cot =— равной ширинеспектра ередаваемого сигнала sx(t) отдельного 1-ого подканала и обратнопропорциональной длительности передаваемого символа.Функционально этот процесс можно представить с помощью следующей блок-схемы (см. рис. 3.19).
В выражении (3.88) о(М)п = a jn +—, поэтому ортогональные сигналы(3.87а) и (3.88), частично перекрываясь по спектру, почти удваивают количество передаваемой в единицу времени информации. В тоже время, отдельные слагаемые в (3.87а) и (3.88) из-за дублирования информации в боковых полосах балансного амплитудно-модулированного сигнала подканала ООН уменьшают вдвое количество переданной информации в единицу времени(эффективная полоса при этом равна —), Если принять, например, сигналыинформации в течение длительности единичного символа, которая обратно пропорциональна ширине спектра соответствующего видеоимпульса, В данном случае, следовательно, скорость передачи информации будет такова: v, =— [бит/с). В подканале, на входе канала телевещания, спектррадиоимпульса занимает полосу (см. рис. 3.17): Д/ = (Гц), то есть резуль 1 Я тирующая скорость передачи на полосу частот 1 (Гц) будет следующей:
Такова скорость при ООН по каждой квадратурной со v,=-J- = 0,5ставляющей подканала при 4-ёх позиционной фазовой манипуляции (4ФМн). Так как таких квадратурных составляющих четыре, то скорость передачи,передаваемый сигнал дополнительных данных (внешнее кодирование Рида-Соломона — PC, внутреннее свёрточное кодирование и др.) и пилот-сигналов, необходимых для обеспечения квазикогерентной демодуляции в условиях действия различного рода помех и шумов в канале телевизионного вещания. Введение защитного интервала, в свою очередь, также приводит к уменьшению эффективности использования полосы пропускания (ЭИПП) канала телевещания. Аналогично, можно подсчитать эффективность использования канала передачи для 16-ти позиционной квадратурной амплитудной модуляции (16КАМ) и 64-ёх позиционной квадратурной амплитудной моду биті с64КАМ-б( 1. L ГЧ ) Если вещательный канал имеет пренебрежимо малые нелинейные искажения (в том числе и многолучевой канал вещания), то, благодаря принципу суперпозиции, на выходе канала получим сумму сигнала и помех, которую для однолучевого канала телевещания можно записать так:где gt (t) - коэффициент усиления огибающей принятого сигнала в 1-ой полосе разбиения вещательного канала передачи, а д(/) - время запаздываниясигнала принимаемого относительно переданного в канале телевизионного вещания.
Для практических случаев (3.89) можно упростить. Так как время запаздывания изменяется достаточно медленно, то, разложив его в степенной ряд, можно ограничиться лишь двумя первыми его членами, то есть:Д(/) Д0+ ./ (3.90).Изменения времени запаздывания, определяемые вторым слагаемым, не оказывают существенного влияния на огибающую сигнала, поэтому им в аргументе А можно пренебречь. Целесообразно представить также Аа в виде:Ао = Т + &/, гДе & фаза, принимающая любые значения в интервале [-7г;?г].
Схема и алгоритм программного управления демодулятором ООН системы телевещания DVB-T
Процесс обнаружения канала ООН и сканирования частот каналов ООН управляется оконечной машиной состояний демодулятора, которая минимизирует требования к программному обеспечению для центрального процессора. Для захвата канала центральный процессор демодулятора ООН программирует частоту канала. Данная оконечная машина состояний (ОМС) служит для записи информации о текущей частоте в приёмник, ожидания вхождения АРУ приёмника в режим захвата и установления работы с каналом ООН для формирования транспортного потока. Контроллер ОМС может работать в режиме автопоиска каждого параметра сигнала ООН, включая состояние инверсии спектра. Кроме того, этот контроллер будет вновь устанавливать работу с каналом в случае прерывания входного радиосигнала.
Чтобы сканировать частотный диапазон, центральный процессор программирует верхнюю и нижнюю частоты выбранного диапазона. Поиск осуществляется с одинаковым размером шага, который по умолчанию равен 8 МГц. Демодулятор ООН автоматически сканирует частотный диапазон, соответствующим образом программируя приёмник, и ищет в данном диапазоне сигналы ООН. Как только канал ООН был обнаружен, центральный процессор прерывает чтение информации о канале с демодулятора ООН. Затем демодулятор продолжает поиск. В штатном режиме сообщаются только теканалы, которые могут формировать надёжный транспортный поток, но также это условие пригодно для определения расположения очень слабых каналов. Диапазон захвата частоты демодулятора ООН может быть максимизирован для захвата каналов со смещением частоты без перепрограммирования приёмника, как в режиме 2К, так и в режиме 8К.Вышеупомянутый подход к обнаружению канала и его сканированию привёл к очень быстрой демодуляции и малому времени сканирования при минимизации программного обеспечения наверху (в центральном процессоре). Кроме того, все представленные выше функциональные возможности были очень эффективно отображены в аппаратные средства. В результате этого современный демодулятор ООН потребляет порядка 250-300, мВт общей мощности.
Интерфейсы демодулятора ООН (см. рис. 4.6) с другими модулями цифрового приёмника наземной системы телевидения могут быть разделены на три большие группы:1) с контроллером центрального процессора;2) с собственно приёмником ООН;3) с декодером MPEG-2.
Один из других выводов демодулятора является выходом состояния. Он является многофункциональным и может непосредственно управлять свето-диодом для индикации состояния различных внутренних флагов диапазона захвата. Другой вариант позволяет установить управление преобразователем звука для выдачи звуковой частоты, которая будет зависеть от коэффициента ошибок принятого сигнала.Эта особенность может использоваться для более быстрой настройки системы, в которой антенна, возможно, должна быть юстирована вновь, поскольку мощность сигнала не лучший показатель в выборе оптимальной позиции и углов наклона антенны при приёме кодированного ООН (ООКН) ра Центральный процессор.Основная 2-ух проводная шина последовательного интерфейса использует следующие выводы: Данные 1 - выход последовательных данных, старший значащий разряд (СЗР) посылается первым; Синхр. 1 — выход последовательной синхронизации.
Данная 2-ух проводная шина адреса начинает работу после приложения напряжений питания к соответствующим выводам ООН-демодулятора. На базе интегральной схемы демодулятора строится высокоскоростная КМОП-логика (КМОП - комплементарный метал-оксид-полупроводник).
Когда на демодулятор ООН подано питание, то сигнал «Сброс» должен находиться в низком уровне в течение, по крайней мере, 50 (мс) после того, как напряжения питания достигли нормальных (номинальных) рабочих уровней. Пока сигнал «Сброс» находится в высоком уровне, логические уровни соответствующих сигналов по 2-ух проводной шине адреса заперты.
Цепь работает при ведомом передатчике с младшим значащим разрядом (МЗР), установленным в высокий уровень, или при ведомом приёмнике с МЗР, установленным в низкий уровень. В режиме приёма, первый байт данных должен быть записан в адрес виртуального регистра, который формирует регистр подадреса. Данный адрес виртуального регистра берёт 8-й битовое значение, которое определяет, в какой из 256-и возможных адресов регистра записан следующий байт. Не все адреса являются действительными, и значения многих из резервных регистров не должны изменяться с их штатных значений. Множественные байты читаются или пишутся с автоматическим приращением значения адреса виртуального регистра, но при этом должна быть соблюдена осторожность, чтобы случайно не получить доступ к резервным регистрам.
После получения центральным процессором верного адреса, по 2-ух проводной шине команда «Стоп» сбрасывает адрес виртуального регистра в значение ОО2. Если процессором адрес не распознан, то демодулятор ООН будет игнорировать все процессы обработки и чтения-записи до тех пор, пока процессором не будет получен верный адрес. Команда «Старт» 2-ух проводной шины не сбрасывает адрес виртуального регистра в значение 002. Это позволяет объединённому сообщению 2-ух проводной шины указывать на специфически читаемый регистр с командой записи немедленно сопровождаемой командой чтения данных. Если потребуется, то возможно затем сопровождение командой записи для продолжения до последнего адреса. Адрес виртуального регистра в этом случае не посылается. Наконец, нужно послать команду «Стоп», чтобы освободить шину.
Когда 2-ух проводная шина уже адресована (после распознавания команды «Стоп») для чтения битового множества, то первый байт считывается в регистр, содержащий ООг. Приёмник ООКН.
Типовой демодулятор ООН имеет порт общего назначения (ПОН), который может быть сконфигурирован для обеспечения вторичной 2-ух проводной шины. Мастер режим управления выбирается посредством соответствующей установки отдельного бита регистра управления.
Сообщения вторичной 2-ух проводной шины должны быть установленного для конкретного демодулятора ООН формата. Различают несколько вариантов работы данной шины в зависимости от следующих производимых операций:а) операция записи (когда ведомый приёмник);б) операция чтения (когда демодулятор ООН как ведомый передатчик);в) операция чтения/записи с повторным запуском (когда демодулятор ООНкак ведомый передатчик).
Важно заметить, что временная синхронизация первичной 2-ух проводной шины должна быть осуществлена путем установленных сигналов временной синхронизации для данного демодулятора ООН. Все параметры временной синхронизации должны находиться в рамках требуемых границ величин. Увеличение времени вхождения в синхронизм зависит от напряжения на входной нагрузке вторичной 2-ух проводной шины. Нагрузка предотвращает операции на полной скорости.Кодированный сигнал MPEG-2. Формат заголовка выходных данных.Байт заголовка транспортного пакета в системе DVB должен чётко соответствовать стандарту ISO/IEC 13818 [51] (MPEG-2).После декодирования 188-и байтового пакета данных MPEG-2, последние выдаются на соответствующие выводы за 188 последовательных циклов синхронизации. В дополнение к тому, когда бит разрешения идентификации оконечной точки (БРИОТ) регистра конфигурации установлен в высокий уровень (штатное состояние), то бит идентификатора оконечной точки (БИОТ) любого нескорректированного пакета автоматически устанавливается в "1". Если бит БРИОТ установлен в низкий уровень, то БИОТ не изменяет своего значения. Однако рассмотрим случай, если этот бит уже в "1". В этом случае, если остаётся высокий уровень на выходе, то не может быть должным образом скорректирована канальная ошибка.Выходные сигналы данных MPEG-2.
