Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Аналитический обзор литературных источников по теме диссертации 12
1.1. Критерии эффективности железнодорожной радиосвязи по Шеннону 12
1.2. Повышение частотной эффективности (а) за счёт перехода с двухполосной на однополосную модуляцию 16
1.3. Повышение частотной эффективности за счёт деления полосы частот модулирующего речевого сигналав 2праз 20
1.4. Повышение частотной эффективности за счёт передачи не полного речевого сигнала, атолько его составляющих 23
1.5. Способы повышения помехоустойчивости (Р - эффективность) и частотной эффективности (а - эффективность) 27
1.6. Модуляция ШПС - поднесущей цифровыми сигналами 29
1.7. Выводы по главе 1 32
ГЛАВА 2. Разработка и исследование эффективных модуляторов для ж.-д. радиосвязи 34
2.1. Вводные замечания 34
2.2. Разработка формирователя ОБП-ФМн на 180 по клиппированному PC... 35
2.3. Исследование уровня нелинейных искажений при клиппировании речевого сигнала и максимизации помехоустойчивости эксплуатируемой железнодорожной радиосвязи 39
2.4. Эквивалентная ОБП-ФМн на 180 47
2.5. Разработка ОБП-ФМн на 180 цифровой железнодорожной системы радиосвязи GSM-R з
2.6. Разработка широкополосного высокоточного фазовращателя на 90 для формирования ОБП-ФМн на 180 53
2.7. Реализация и экспериментальное исследование разработанного ШФВ на 90 56
2.8. Второй вариант высокоточного ШФВ на 90 для формирования ОБП-ФМн на 180 на пассивных элементах по ЦС 57
2.9. Аналитичность сигнала ОБП-ФМн на 180 2.10. Модернизация первой ступени модуляции (цифровой) передатчика GSM-R 63
2.11. Выводы по главе 2 65
ГЛАВА 3. Разработка и исследование способа демодуляции сигналов ОБП-ФМН на 180 67
3.1. Вводные замечания 67
3.2. Разработка когерентного детектора сигналов ОБП-ФМн на 180 68
3.3. Разработка способов восстановления огибающей у клиппированного PC на приёмной стороне 70
3.4. Реализация способа восстановления огибающей у клиппированного PC на приёмной стороне 73
3.5. Повышение эффективности демодулятора сигналов с двойной двухполосной ФМнна180 75
3.6. Повышение помехоустойчивости эксплуатируемой ж.-д. радиосвязи за счёт когерентного приёма ЧМ сигналов 77
3.7. Разработка беспорогового детектора ЧМ колебаний на базе ЧИМ 82
3.8. Выводы по главе 3 84
ГЛАВА 4. Разработка дополнительных способов повышения эффективности ж.-д. радиосвязи 85 4.1. Вводные замечания 85
4.2. Дополнительное повышение частотной эффективности по синтетическому методу передачи 85
4.3. Разработка системы передачи и приёма сигналов ОБП-ФМн на 180с делением в 2П раза полосы частот модулирующего речевого сигнала 87
4.4. Повышение эффективности приёма ЧМ сигналов эксплуатируемой ж.-д. радиосвязи 92
4.5. Применение разработанных методов для повышения частотной эффективности и помехоустойчивости для перспективных систем радиосвязи с ШПС 94
4.6. Повышение точности определения параметров движения поезда за счёт повышения базы ШПС авторскими разработками 99
4.7. Выводы по главе 4 101
Заключение 102
Список литературы 104
- Повышение частотной эффективности за счёт деления полосы частот модулирующего речевого сигналав 2праз
- Исследование уровня нелинейных искажений при клиппировании речевого сигнала и максимизации помехоустойчивости эксплуатируемой железнодорожной радиосвязи
- Разработка способов восстановления огибающей у клиппированного PC на приёмной стороне
- Повышение точности определения параметров движения поезда за счёт повышения базы ШПС авторскими разработками
Повышение частотной эффективности за счёт деления полосы частот модулирующего речевого сигналав 2праз
Известно [14], что каждая из двух боковых полос AM сигнала несет одну и ту же информацию. Поэтому для повышения а-эффективности в 2 раза целесообразно передавать только одну боковую полосу частот. Известно несколько способов формирования одной боковой полосы частот (ОБП AM): фильтровой или метод последовательных преобразований; фазо-компенсационный метод (фазовый), фильтро-фазовый, фазофильтровой, синтетический и другие. Остановимся на первых трёх.
Формирователь ОБП AM по фильтровому методу состоит из перемножителя сигналов и полосового фильтра, принципиальная схема которого показана на рисунке 1.2. Здесь перемножитель выполнен на диодном кольцевом балансном модуляторе (КБМ) VD, а полосовой фильтр - электромеханический (ЭМФ).
Согласно определению аналитического сигнала речевой сигнал (PC) можно представить в квазигармоническом виде un(t) = U(t) cos (p(t), где U(t) , (p(t) - огибающая и фаза соответственно, напряжение несущей частоты uH(t) = t/H(t) cos oot, то на выходе перемножителя напряжение u0(t) = un(t) UH(t) = U(t) cos p(t) UH(t) cos a)t = 0,5 //H(t) cos[tot + p(t)] + 0,5 UUH(t) cos[tot - (p{t)] .
Полосовой фильтр пропускает на выход только одну боковую полосу, например верхнюю о(0вых — CU(t)cos[tot + (p(t)] , где С = 0.SU — постоянный коэффициент. Из этого выражения следует, что колебание, соответствующее одной из боковых полос АМ-сигнала, есть колебание с амплитудно-фазовой модуляцией [15].
Верхняя боковая полоса to -\ соответствует прямому однополосному сигналу, а нижняя to — инвертированному. В формирователях сигналов ОБП AM используют следующие полосовые фильтры: типаЬС; кварцевые; электромеханические; пьезокерамические, подавляющие нерабочую боковую примерно -60 дБ по отнопіению к сигналу рабочей боковой полосы. В связи с этим фильтр должен обладать значительной крутизной ската кривой затухания, которая характеризуется ослаблением сигнала при изменении частоты на 1%: Наибольшее значение S (примерно 104 дБ на 1% изменения частоты) имеет в полосовых кварцевых фильтрах. Поскольку рабочая частота передатчика, как правило, больше рабочих частот полосового фильтра, то требуется не одно, а несколько преобразований частоты. Поэтому фильтровый метод формирования ОБП AM имеет и другое название — метод последовательных преобразований. Структурная схема простейшего формирователя ОБП AM методом последовательных преобразований (рисунок 1.3) включает в себя два преобразования частоты (возможно и больше). Структурная схема формирователя сигнала ОБП AM методом последовательных преобразований
Как правило, в ней используется верхняя боковая полоса. У первого преобразователя, состоящего из перемножителя Ш, полосового фильтра ПФ1 и генератора Г1, самая низкая модулирующая частота F. Поэтому и первая поднесущая fj самая низкая (для ЭМФ fj = 500 кГц). Для перемножителя П2 минимальная модулирующая частота F2min = fi + Fmin что значительно выше, чем Fi. Поэтому вторая поднесущая выше первой, и требования к крутизне скатов ПФ2 ниже, чем у ПФ1. Очевидно, что ПФ могут быть выполнены и на LC-элементах. Если их добротность примерно 100, то максимальная поднесущая частота определяется соотношением /н = -—_п _2. Для связи A fmin = 2Fmin = 600 Гц и
Метод последовательных преобразований является наиболее распространенным методом формирования ОБП AM. Этот метод эффективен для мощных стационарных передатчиков, когда сложность схем и стоимость не являются определяющими, а требования к устойчивости работы и подавлению ненужных частотных компонентов особенно велики.
Формирователь сигналов ОБП AM фазокомпенсационным методом. Алгоритм данного метода следует из выражения однополосного сигнала:
В этом случае на выходе сумматора образуется верхняя боковая полоса. Если же из схемы исключить ФИ (ключом К), то будет сформирована нижняя боковая полоса. Если перемножители представляют собой кольцевой балансный модулятор (КБМ), в которых имеются трансформаторы, то сумматор представляет собой последовательное включение вторичных обмоток их выходных трансформаторов. Меняя точки, соединения этих обмоток, можно получить верхнюю или нижнюю боковую полосу без использования специального ФИ.
В качестве полосового фазовращателя на 90 можно использовать ФОС фильтровым способом, к выходу которого подключены параллельно два квадратурных когерентных детектора. В этом случае погрешность фазового сдвига на 90 будет Аср 1, и степень подавления нерабочей боковой полосы а 40 дБ в полосе частот полосового фильтра. Такой способ ФОС называется фильтрофазовым, который подробно рассмотрен в главе 2.
Отметим, что однополосная аналоговая модуляция ОБП AM является линейной не прямой, а амплитудная (AM), балансная (БМ) - линейной прямой. Угловая аналоговая модуляция (ЧМ, ФМ) - нелинейные.
ОБП AM повышает частотную эффективность только в 2 раза. Для дальнейшего повышения частотной эффективности предложены другие способы.
Повышение частотной эффективности за счёт деления полосы частот модулирующего речевого сигнала в 2П раз
Данный способ деления полосы частот речевого сигнала в 2П раз был разработан на кафедре «Радиотехника и электросвязь» МИИТа [16]. Схема этого устройства - делителя полосы частот речевого сигнала в 2 раза - представлена на рисунке 1.5, а временные диаграммы, поясняющие его работу - на рисунке 1.6. На рисунке 1.5 обозначено: АС - источник аналогового сигнала, ФОС -формирователь однополосного сигнала, Г- генератор колебания несущей частоты, ФВ - фазовращатель на 90, Х-сумматор, ДО - детектор огибающей, УО -усилитель-ограничитель амплитуды, П - перемножитель сигналов, ДЦ -дифференцирующая цепочка, ТГ - триггер, ДЧ - делитель частоты в 2 раза, КД -когерентный детектор.
Исследование уровня нелинейных искажений при клиппировании речевого сигнала и максимизации помехоустойчивости эксплуатируемой железнодорожной радиосвязи
Проблему дефицита частотного ресурса [26] в радиосвязи можно сократить путём повышения эффективности использования выделенных частотных полос без уменьшения её помехоустойчивости.
Сегодня информация передаётся с помощью цифровых сигналов (ЦС) и двухполосной фазовой манипуляцией (ФМн) на 180, обеспечивающей максимально возможную (потенциальную) помехоустойчивость радиосвязи [27, 28, 29]. Но у ЦС полоса частот в 8 раз больше, чем у аналоговых речевых сигналов (PC), что не выгодно с точки зрения дефицита частотного ресурса. Однако можно с помощью ФМн на 180 передавать вместо ЦС глубоко ограниченные по амплитуде (клиппированные) аналоговые PC, полоса частот которых в 2,3 раза меньше полосы частот ЦС. Именно так предлагал передавать клиппированную речь изобретатель ОФМн на 180 профессор Н.Т. Петрович. Можно дополнительно повысить частотную эффективность в 2 раза путём фазового уплотнения двух каналов или путём перехода с двухполосной на однополосную ФМн на 180 (ОБП-ФМн). Однако последнее до сих пор на практике не используется ввиду трудности формирования ОБП-ФМн и опорного колебания для когерентного детектирования ОБП-ФМн. Кроме того, из-за клипирования сигнала качество восстановленной речи ухудшается из-за возникающих нелинейных искажений. Последнее является проблемой, которую до сих пор не была решена, из-за чего использовали только двухполосную ФМн на 180.
Можно дополнительно повысить частотную эффективность путём деления полосы частот модулирующего PC в п раз или путём передачи не полного PC, а только его фазовой составляющей, которая занимает полосу частот в десятки раз меньшую, чем полный PC. В данной, второй главе проблема дефицита частотного ресурса сокращается путём разработки ОБП-ФМн на 180, а путём других названных решений - в главах Зи4.
При формировании ОБП-ФМн на 180 фильтровым способом проблемой являются полосовые фильтры с крутыми скатами АЧХ (электромеханические, пьезокерамические и др.), которые являются узкополосными, предназначенными для аналоговых PC. Более эффективным является фазовый способ формирования ОБП-ФМн на 180, хотя он и более сложный и узкополосный чем фильтровой. Причём даже в узкой полосе (3100 Гц) погрешность фазового сдвига на 90 А р 1, отчего степень подавления не рабочей боковой полосы а = —201g[sin0.5A p] не превосходит 40дБ, в то время как требуется 80 дБ. Далее предлагается решение данной проблемы.
Для устранения указанных недостатков автором предложено формировать однополосный сигнал с фазовой манипуляцией на 180 (ОБП-ФМн) [5] на базе фильтро-фазового способа формирования однополосного сигнала (ФОС) [30], путём добавления в него между фильтровым и фазовым формированием нелинейного элемента - усилителя-ограничителя амплитуды. Известно [31], что аналоговая ОБП AM является линейной. С введением нелинейного блока она таковой уже не является. Нелинейный блок порождает нелинейные искажения. Большой уровень нелинейных искажений получается оттого, что клиппируется непосредственно PC, который является широкополосным, так как его полоса частот больше его средней частоты (3100 1550 Гц). Поэтому для минимизации нелинейных искажений клиппировать надо узкополосный (однополосный) сигнал, сформированный по PC. Причём, для клиппирования формировать однополосный сигнал целесообразнее по фильтровому методу, используя стандартные полосовые фильтры (электромеханические, пьезокерамические), в то время как для формирования ОБП-ФМн на 180 клиппированным PC, целесообразно использовать фазовый метод. Клиппированный однополосный сигнал можно когерентно продетектировать двумя квадратурными детекторами, обеспечивая синфазный и квадратурный (сдвинутый по фазе на 90) сигналы. Поэтому для ОБП-ФМн на 180 целесообразно использовать фазовый метод формирования. В целом получается фильтро-клиппированно-фазовый метод формирования однополосного сигнала, который свободен от недостатков других методов .
На рисунке 2.1 представлена структурная схема формирователя сигнала ОБП-ФМн на 180 данным фильтро-клиппированно-фазовым методом.
На этом рисунке обозначено: М - микрофон, МУ - микрофонный усилитель, П - перемножители сигналов, Г - генератор несущей, ПФ - полосовой фильтр, УО - усилитель ограничитель сигнала по амплитуде, Ф - фильтр полосы частот PC, КД - когерентные детекторы, ФВ - фазовращатель на 90, ФИ - фозоинвертор, S -сумматор. Блоки, обведённые пунктирной линией образуют широкополосный высокоточный фазовращатель на 90 для последующего формирования ОБП-ФМн на 180 фазовым способом.
Работа схемы происходит следующим образом. Сигнал b(t) = U(t)cosq)(t) с микрофона М поступает через усилитель МУ на низкочастотный (Н.Ч) вход перемножителя Ш, на высокочастотный (В.Ч.) вход которого подаётся колебание вспомогательной несущей частоты uHl(t) = Ut sin oot с генератора П. На выходе перемножителя Ш образуется колебание: unl(t) = b(t)uHl(t) = 0,5 /(0 [sin(o)t + (p{t)) + sin(a)t - (p{t)) Полосовой фильтр ПФ пропускает на свой выход только одну боковую полосу частот (ОБП AM), например верхнюю (первое слагаемое), которая усиливается и ограничивается по амплитуде в блоке УО, так что на его выходе будет однополосный сигнал постоянного уровня и прямоугольной формы.
Видно, что квадратурные когерентные детекторы КД1 и КД2 образуют широкополосный низкочастотный фазовращетель (ШФВ) на 90, обычно являющийся очень проблемным в формирователе однополосного сигнала фазовым способом. В данном случае проблем нет, так как все частотные составляющие клиппированного PC поворачиваются на 90 за счёт сдвига на этот же угол только одной, вспомогательной несущей частоты, что может быть выполнено практически без погрешностей.
Далее прямоугольный сигнал ищцф поступает на сигнальный вход перемножителя П2, а прямоугольный сигнал ищ2@) - на сигнальный вход ПЗ. С генератора Г2 колебание несущей частоты uH2(t) = Ucosa)0t подаётся на высокочастотный вход П2 непосредственно, а на ВЧ-вход ПЗ - через фазовращатель ФВ2 на 90. На выходе этих перемножителей образуются колебания
Разработка способов восстановления огибающей у клиппированного PC на приёмной стороне
Из этого рисунка следует, что погрешность Аф фазового сдвига н.ч. сигнала на 90 не превышает 0,2 (Аф 0,2) в диапазоне частот от 0 до ЮОкГц, чему соответствует степень подавления нерабочей полосы а = —20 lg(0,5 sinА(р) = 60дБ как и у фильтрового метода формирования опорного сигнала (ФОС).
Известные полосовые фазовращатели [38] на 90 обеспечивают погрешность Аф 1 (реально 2-3) только в диапазоне частот PC, что меньше, чем в разработанной схеме в — = 33,3 раза, а подавление нерабочей боковой полосы при Аф = 1 только на 40 дБ, что почти в 1,5 раза меньше, чем в разработанном фазовращателе. В полосе частот речевого сигнал степень подавления нерабочей боковой полосы а = —73 дБ.
Второй вариант высокоточного ШФВ на 90 для формирования ОБП-ФМн на 180 на пассивных элементах по ЦС
Данный формирователь разработан автором [39]
На рисунке 2.11 представлена структурная схема формирователя цифровым сигналом однополосного колебания с фазовой манипуляцией на 180 (ОБП-ФМн), где обозначено: АЦП - аналогово-цифровой преобразователь, ГФ - гауссовский фильтр, БК - буферный каскад, Р1 ,Р2 - одинаковые резисторы; К1 ,К2 - одинаковые конденсаторы, У01,У02 - усилители-ограничители амплитуды; Гн -генератор несущей частоты, Ш,П2 - перемножители сигналов, ФВ - фазовращатель на 90, S - сумматор, ФИ - фазоинвертор. Введённые элементы обведены пунктирной линией.
Работа схемы происходит следующим образом. Цифровой сигнал (ЦС) с блока АЦП поступает в гауссовский фильтр ГФ, где выделяется в основном его первая гармоника, поступающая на вход буферного каскада БК. Последний имеет очень большое входное сопротивление с тем, чтобы последующие RC-цепи не искажали амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) гауссовского фильтра ГФ.
Цепи RC (Р1,К1) и CR (Р2,К2) подключены параллельно выходу буферного каскада БК. С конденсатора К1 колебание поступает на вход ограничителя амплитуды У02, а с резистора Р2 - на вход УОІ. Колебание на конденсаторе К1 всегда сдвинуто по фазе на 90 по отношению к колебанию на резисторе Р2, о чём говорит символу в вырожении сопротивления конденсатора хс = -—. Уровни этих колебаний в общем случае разные и зависят от частоты ю, но нуля не достигают, т.к. несущая частота ЦС f=64 кГц, а полоса частот не более 10 кГц. Для выравнивание этих уровней и преобразования первой гармоники опять в прямоугольники используются усилители - ограничители амплитуды У01,У02. Знакопеременный сигнал с выхода усилителя ограничителя УОІ поступает на низкочастотный (Н.Ч.) вход перемножителя Ш, ас выхода У02 - на Н.Ч. вход перемножителя П2. С генератора Гн гармоническое колебание несущей частоты поступает на высокочастотный (В.Ч.) вход перемножителя Ш непосредственно, а на В.Ч. вход П2 - через фазовращатель на 90 ФВ. При перемножении знакопеременного сигнала прямоугольной формы с гармоническим колебание несущей частоты образуется двухполосное фазоманипулированное (ФМн) на 180 колебание. А так как сигналы и на Н.Ч. входах перемножителей сдвинуты между собой по фазе на 90, и также сдвинуты колебания на их В.Ч. входах, то на выходе сумматора ФИ имеет место одна боковая полоса частот (ОБП) с фазовой манипуляцией на 180 (ОБП-ФМн). Покажем это количественно для первой гармоники. Сигналы на выходах перемножителей ПІ, П2:
Если колебание u13(t) поступает на второй вход сумматора X непосредственно, то на его выходе будет колебание u1A(t) = u1±(t) +u13(t) = UUH cos(& — H)t - нижней боковой полосы (НБП), а если и13 (t) поступает на вход сумматора S через фазоинвертор ФИ, то на выходе сумматора будет колебание ui4(0 — un(0 — иіз(0 — WH COS( D + D)t - верхней боковой полосы (ВБП).
На рисунке 2.12 представлена разработанная принципиальная схема такого широкополосного высокоточного фазовращателя на 90 с пассивными элементам. Принципиальная схема фазовращателя на пассивных (RC-) элементах На рисунке 2.13 представлена фазо-частотная характеристика (ФЧХ) р RC-фазовращателя и зависимость отношения напряжений со снимаемых элементов:
ФЧХ и частотная зависимость отношения амплитуд сигнала на выходах фазовращателя При частоте входного сигнала f=64 кГц значения напряжений на этих элементах одинаковы. Если частота входного сигнала изменяется, то это равенство нарушается, что показано на рисунке 2.14. кГц 64 кГц 70 кГц
На этом рисунке видно, что в полосе частот 12,5 кГц разность амплитуд на выходе фазовращателя будет незначительной. Эту разность устраняют усилители-ограничители амплитуды (УО), указанные на рисунке 2.10. Разность фаз (р = 90 сигналов на входах УО не изменяется при изменении частоты f, что показано на рисунке 2.13. Погрешность этого сдвига не превышает А(р = 0,15 . Степень подавления нерабочей боковой полосы а = — 201gsinO,5A p составляет -70 дБ, что превышает степень подавления 40 дБ в известных полосовых фазовращателях. От этого увеличивается электромагнитная совместимость радиоустройств. 2.9. Аналитичность сигнала ОБП-ФМн на 180
Выражение (2.5) соответствует фазовому способу формирования однополосного сигнала, у которого каждая составляющая модулирующего сигнала b(t) поворачивается на 90. Однополосный сигнал (2.5) расположен с одной стороны от несущей, т.е. является, как и аналитический, односторонним. Поэтому фазовый способ формирования однополосного сигнала можно назвать аналитическим.
Однополосный сигнал, сформированный по речевому (PC), часто усиливают и глубоко ограничивают по амплитуде (клиппируют) для повышения помехоустойчивости его приёма и минимизации нелинейных искажений. Клиппированный однополосный сигнал несёт только фазу p(t) передаваемого PC, по которой следует восстановить его огибающую. Из-за потери огибающей восстановленный PC теряет частично свою натуральность.
АЦП для первой ступени модуляции системы GSM-R является система ИКМ-30, рассмотренная в первой главе, является сложной и с относительно большим уровнем шумов квантования, так как компрессия PC осуществляется не непрерывно, а в отдельных временных точках. Поэтому разработан более простой АЦП [ ] и с меньшим уровнем шумов квантования, так как компрессия PC в нём осуществляется непрерывно. Структурная схема данного АЦП представлена на рисунке 2.15, где обозначено: КЛ - дискретизатор по времени (АИМ-1); К 64 компрессор сигнала; ДВ - двухполупериодный выпрямитель; РИ - расширитель импульсов (АИМ-2); Код - кодер цифровой; PC - регистр сдвига; ДШ -дешифратор; Сч - счётчик импульсов; БЗ- блок задержки по времени; Г -генератор.
Повышение точности определения параметров движения поезда за счёт повышения базы ШПС авторскими разработками
Такой делитель был разработан автором [42].Суть деления полосы частот PC 2 раза состоит в следующем. По PC формируется однополосное колебание u0(t) = U0 cos(& + H)t , на стандартной поднесущей частоте электромеханического фильтра— =500 кГц, которая в — =110 раз больше частоты речевого сигнала, т.е. частота однополосного колебания а) + П = а). Фактически при однополосной модуляции PC без искажения смещается вверх по шкале частот на 500 кГц. Далее ОБП-АМ сигнал глубоко ограничивается по амплитуде (клиппируется) и фильтруется по частоте. При постоянной амплитуде сигнал ОБП смещается по уровню с помощью постоянного напряжения так, чтобы его минимумы находились на оси абсцисс, т.е. ОБП сигнал является положительным. Затем у периодов сигнала ОБП через один меняется знак на отрицательный и тем самым увеличивается его период в 2 раза, а частота и полоса частот PC сокращается в 2 раза. Если такое деление повторять п раз, то несущая частота однополосного сигнала уменьшится тоже в п раз и может стать ниже допустимой. Суть устранения этого недостатка поясняется структурной схемой на рисунке 4.3 и временными диаграммой на рисунке 1.6
Введённые элементы обведены пунктирной линией. Работа схемыпроисходит следующим образом. Сигнал b(t) = U(t)cos(p(t) с микрофона М поступает через усилитель МУ на н..ч. вход перемножителя Ш, на в.ч. вход которого подаётся колебание вспомогательной несущей частоты uT(t) = UTcosa)t с генератора Г. С выхода перемножителя Ш двухполосный AM сигнал поступает на вход фильтра одной боковой полосы (ОБП AM) ПФ, на выходе которого имеет место сигнал ипф(ґ) = 0,5[/пф[/(ґ)cos[a)t + (p(i)] этот сигнал усиливается и глубоко ограничивается по амплитуде (клиппируется) в блоке AOl, после чего, имея постоянную амплитуду UAOI, поступает на один вход аналогового сумматора S1. На второй вход сумматора XI подаётся постоянное напряжение Е с источника И. Так как E=UAOI, ТО на выходе блока XI суммарное напряжение uE1{t) = UA01[l + cos(& t + p(t))] практически периодическое, так как со » , всегда положительное и только в точках минимума касается оси абсцисс (нуля), как это показано на рисунке 4.3.а. Это напряжение uzi(t) поступает на один вход перемножителя сигналов П2, другой вход которого подаётся однополосное колебание с блока ПФ через последовательно включённые блоки ФВ, А02, П2, Тр. В блоке ФВ однополосный сигнал сдвигается по фазе на 90 (рисунок 4.3.6), усиливается и ограничивается по амплитуде в блоке А02, дифференцируется по времени в блоке Диф, создавая короткие импульсы положительного и отрицательного знака в точках пересечения сигналом на оси абсцисс (рисунок 4.3.6). Далее отрицательными импульсами ЫДИФ ) запускается триггер Тр, и его импульсы, показанные на рисунке 4.3.в пунктиром, поступают на второй вход перемножителя сигналов П2. В блоке П2 эти импульсы перемножаются с суммарным положительным сигналом uzift), который на своём периоде, совпадающим с длительностью отрицательного импульса триггера Тр, становится отрицательным. При этом устраняется постоянная составляющая Е, а период однополосного сигнала увеличивается в 2 раза (рисунок 4.3.г) и, следовательно, уменьшается в 2 раза его полоса частот: itni(t) = uzl(t)uTv(t) = UE1cos{0,5[a)t + p(t)]}. Сигнал uni(t) поступает на один вход перемножителя ПЗ, на другой вход которого подаётся колебание с генератора Г через делитель частоты в 2 раза (:2) и блок задержки по времени Б31. На выходе блока ПЗ имеет место колебание: um(t) = un2(t B3i(0 = U0B cos{0,S[a)t + p(t)]} UB31 cos(0,5 wt) = 0,SUAO1Un3 cos(& t + 0,5 p(t)) + н.ч.
Нагрузкой блока ПЗ является фильтр верхней боковой полосы частот ФВБП, который пропускает на свой выход только первое слагаемое и не пропускает второе - низкочастотную (н.ч.) составляющую. С выхода блока ФВБП однополосный сигнал с восстановленной несущей поступает на одни входы когерентных детекторов КД1 и КД2. С генератора Г поступает колебание ur(t) на другой вход блока КД1 через блок временной задержки Б32, и на другой вход блока КД2 - через блок задержки Б32 и фазовращатель ФВ1 на 90.
ФНЧ детекторов пропускает на свой выход только первые слагаемые. Полученные н.ч. сигналы ищі(і) и ищ2 ) являются знакопеременными импульсами, прямоугольной формы. Сигнал ЫБЗ2@) поступает на н. ч. вход перемножителя сигналов П4, а сигнал umft) - на н.ч. вход перемножителя сигналов П5. С генератора несущей частоты Гн гармоническое колебание поступает на в.ч. вход блока П4 непосредственно и на в.ч. вход перемножителя П5 через фазовращатель на 90 ФВ2. При перемножении знакопеременных н.ч. импульсов прямоугольной формы с гармоническим колебанием несущей частоты имеет место двухполосная абсолютная ФМн на 180. Для упрощения её описания используем только первую гармонику прямоугольник н.ч. импульсов. Для остальных гармоник описание аналогично. в сумматоре S2 при сложении, минуя блок ФИ, образуется сигнал: %г(0 — иП4(0 + ипэ(0 — Г2 cos[ Dt + 0,S(p(t)] - нижняя боковая полоса (НБП), а при вычитании - uZ2(t) = um(t) — ифи(ґ) = Un5cos[0,5( D0 + p(t)] - ВБП С учётом остальных гармоник на выходе сумматора S2 имеем однополосное колебание постоянной амплитуды и с ФМн на 180. Можно включить последовательно п таких делителей полосы частот в 2 раза, обведённых пунктирной линией на рисунке 4.2, тогда полоса частот PC и однополосного разделится в 2П раз. Это легко реализуется, так как все делители идентичны и работают на одной вспомогательной несущей частоте, заданной первым генератором.
Технико-экономический эффектом разработки является возможность организации п-каналов в заданной полосе частот, что повышает соответственно эффективность частотного радиоресурса и помехоустойчивость связи. Приёмник представлен на рисунке 4.4, где обозначено: ПРМ - приёмник, ФОС - формирователь опорного сигнала, 2П - умножитель, КД - когернетный детектор.