Содержание к диссертации
Введение
1. Анализ интегральных источников опорной частоты 13
1.1. Краткая характеристика рассматриваемой проблемы 13
1.2. Основные характеристики интегральных источников опорной частоты 19
1.3. Сравнение интегральных LC - КМОП генераторов, кварцевых генераторов и МЭМС генераторов 21
1.3.1. Интегральные LC - КМОП генераторы 23
1.3.1.1. Релаксационные генераторы 23
1.3.1.2. Кольцевые генераторы 25
1.3.1.3. LC генераторы 26
1.3.2. МЭМС генераторы 28
1.3.3. Кварцевые генераторы 31
1.4. Термокомпенсация интегральных источников опорной частоты 34
1.4.1. Генераторы с цифровой термокомпенсацией 34
1.4.2. Генераторы с аналоговой термокомпенсацией 36
1.4.3. Генераторы с гибридной термокомпенсацией 42
1.5. Интегральные датчики температуры 43
1.5.1. Классификация интегральных датчиков температуры 44
1.5.2. Основные параметры интегральных датчиков температуры 47
1.6. Выводы 48
1.7. Постановка задачи исследований з
Разработка и анализ способа гибридной термоком пенсации 51
2.1. Специфические особенности цифровых методов термокомпенсации 51
2.2. Специфические особенности аналоговых методов термокомпенсации 52
2.3. Гибридный аналого-цифровой способ температурной компенсации 57
2.3.1. Аналоговая компенсация полиномом третьей степени 60
2.3.2. Аналоговая компенсация полиномом четвертой степени 62
2.3.3. Гибридная компенсация кусочно-полиномиальной функцией 63 2.3.4.Вопросы схемотехнической реализации синтезатора СКФ 69
2.3.4.1. Аналоговые сумматоры 69
2.3.4.2. Аналоговые умножители 71
2.3.4.3. Влияние ошибок умножителей и сумматора на точность кусочно-полиномиальной компенсации 73
2.4. Выводы 75
Исследование и разработка кварцевых генераторов управляемых напряжением 76
3.1. Подстройка частоты кварцевых резонаторов 76
3.2. ГУН на основе генератора Пирса 78
3.2.1. КМОП ёмкость 78
3.2.2. Моделирование ГУН на основе генератора Пирса 82
3.3. ГУН на основе дифференциального генератора 84
3.3.1 Оптимизация дифференциального генератора по уровню фазовых шумов 87
3.3.1.1. Виды шумов КМОП транзистора 87
3.3.1.2. Фликкер шум п - МОП и р - МОП транзисторов 89
3.3.1.3. Перенос фликкер шума транзисторов генератора на несущую частоту 92
3.3.1.4. Оптимизация схемы дифференциального генератора по фазовым шумам 93
3.3.1.5. Перестройка частоты дифференциального кварцевого ГУН 96
3.4. Исследование температурных свойств схем генераторов Пирса и дифференциально генератора 98
3.5. Выводы 101
4. Практическая реализация мэмс генератора на трансимпе дансном усилителе 102
4.1. Типы МЭМС резонаторов 102
4.2. Модель МЭМС резонатора 105
4.3. Схемы возбуждения МЭМС резонатора 106
4.3.1. Трансимпедансныеусилители 107
4.3.2. Генератор Пирса на МЭМС резонаторе 109
4.4 Анализ и разработка МЭМС генератора на ТИОУ методами компьютерного моделирования 111
4.5 Выводы 117
Заключение 118
Библиографический список
- Сравнение интегральных LC - КМОП генераторов, кварцевых генераторов и МЭМС генераторов
- Гибридный аналого-цифровой способ температурной компенсации
- Моделирование ГУН на основе генератора Пирса
- Анализ и разработка МЭМС генератора на ТИОУ методами компьютерного моделирования
Сравнение интегральных LC - КМОП генераторов, кварцевых генераторов и МЭМС генераторов
Ранее уже были рассмотрены кварцевые генераторы, реализуемые на основе дискретных элементов. Дальнейшее уменьшение габаритных размеров и потребляемой мощности достижимо путем интегрального исполнения, а так же микросборки кристалла активной части генератора и кварцевого резонатора в одном корпусе. Схемотехнические ограничения, присущие интегральным технологиям, в частности величина реализуемых емкостей и катушек индуктивности, накладывают ограничения на возможные схемотехнические решения, применимые для построения схем возбуждения интегральных кварцевых генераторов.
Кварцевый резонатор обладает достаточно малым сопротивлением потерь (единицы и десятки Ом), как следствие, коэффициент усиления схем возбуждения для компенсации потерь в резонаторе может быть ниже, чем в случае использования микро-электромеханических систем. В связи с чем, выделяют несколько основных типов схем генераторов, используемых для построения интегральных кварцевых генераторов. На рисунке 1.10 представлена схема генератора Пирса на КМОП инвер торах
Генератор Пирса В качестве резистора обратной связи зачастую используется МОП транзистор с большой длиной канала, обладающий сопротивлением в десятки МОм. Цепочка RsCb осуществляет сдвиг фазы выходного сигнала инвертора. Вся схема, за исключением кварцевого резонатора, реализуется в интегральном исполнении. Большое распространение получили более помехоустойчивые дифференциальные схемы, один из вариантов [66] приведен на рисунке 1.10.
Дифференциальный кварцевый генератор В схеме на рисунке 1.10 полевые транзисторы PI, РЗ током через плечи дифференциального генератора, при помощи транзистора N2 в диодном включении осуществляется управление напряжением смещения на затворах транзисторов N1, N2.
Первые частично интегральные кварцевые генераторы появились в семидесятых годах прошлого столетия, один из вариантов, основанный на ограничителе тока (рисунок 1.11) описан в [62] и имеет единственный внешний конденсатор
К недостаткам генераторов на основе кварцевых резонаторов следует отнести относительно большие размеры резонатора, существенно превышающие габаритные размеры МЭМС резонаторов, технологическую несовместимость с процессами производства полупроводниковых схем и температурную зависимость частоты выходного сигнала, достигающую 100 ррт в температурном диапазоне минус 60.. .+125 С. 1.4. Термокомпенсация интегральных источников опорной частоты
Повышение температурной стабильности опорной частоты, получаемой на выходе LC, МЭМС и кварцевых генераторов в интегральном исполнении является актуальной задачей, обусловленной возрастающей плотностью радиочастотных каналов передачи информации и соответствующими требованиями к чистоте выходного сигнала. На рисунке 1.12 показаны способы температурной компенсации генераторов опорной частоты, реализуемых в интегральном исполнении.
Методы цифровой термокомпенсации кварцевых генераторов с частичной интеграцией получили развитие в ряде работ отечественных и зарубежных авторов [24, 25, 17-19, 89, 90, 94,100, 101, 104, 121, 144, 146, 152, 153]. В каче 35 стве датчика температуры использовался термистор, который благодаря своим малым размерам приклеивался на край пластинки кварцевого резонатора. Таким образом, базовая структура цифрового синтезатора компенсирующей функции (рисунок 1.13) включает в себя аналого-цифровой преобразователь (АЦП), постоянное запоминающее устройство (ПЗУ), цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП).
Другой способ построения цифровой системы термокомпенсации заключается в использовании синтезатора частоты [16, 19, 33, 114, 121, 136,144, 146]. На рисунке 1.14 приведена структурная схема термокомпенсированного МЭМС генератора на основе фракционального ФАПЧ.
Термокомпенсированный МЭМС генератор В [64] описан способ цифровой термокомпенсации, где схема генератора Пирса содержит магазин нагрузочных емкостей, подключенных одной из обкладок к выходу инвертора, а второй обкладкой к стокам N-канальных транзисторов, управляемых при помощи схемы управления ключами (рисунок 1.15).
Методы аналоговой температурной компенсации частоты генераторов основаны на формировании компенсирующего воздействия, подаваемого на варикап, включенный в схему генератора при помощи сложно функциональных аналоговых цепей.
В [143] представлена схема полностью аналогового СКФ, реализованного на основе КМОП технологического процесса. Источником сигнала является датчик температуры, подключенный к трем усилителям с изменяемым коэффициентом усиления и умножителю, который формирует квадратичный сигнал температуры, квадратичный сигнал температуры подается на умножитель, формирующий кубический сигнал температуры. Выход умножителя, формирующего кубический сигнал температуры, подключен к сумматору, произво 37 дящему суммирование сигнала умножителя с сигналом от датчика температуры, преобразованным усилителем с изменяемым коэффициентом усиления (рисунок 1.16).
Рассмотренный СКФ обеспечивает точность компенсирующего воздействия, позволяющую получить отклонение частоты не более 1 ррт при соответствии формы ТЧХ кварцевого резонатора кубической параболе. Однако не учитывается локальные отклонения формы ТЧХ реальных резонаторов, в результате отклонение частоты при определенных температурах может быть более значительным
Схема температурной компенсации, позволяющая уменьшить ошибку термокомпенсации, вызванной локальными неоднородностями ТЧХ предложена в [63]. Согласно техническому решению, к схеме генератора, содержащей кварцевый резонатор, подключается два варикапа, причем один из них через разделительную емкость, каждый из варикапов подключен одним из выводов к земле. Емкость каждого из варикапов управляется при помощи отдельного синтезатора компенсирующего напряжения. В зависимости от формы ТЧХ кварцевого резонатора, подключенного к генератору, компенсирующее воздействие, соответствующее кубической параболе, вырабатываемое одним из синтезато 38
ров компенсирующего напряжения, при определенных температурах дает достаточно большие ошибки компенсации. Для минимизации ошибки в указанных температурных диапазонах используется второй синтезатор компенсирующего напряжения, подключенный ко второму варикапу. Описанная схема приведена на рисунке 1.17.
Рисунок 1.17 Термокомпенсированный генератор с двумя синтезаторами компенсирующего напряжения Недостатком схемы является зависимость точности компенсации от технологического разброса при производстве кварцевых резонаторов.
Альтернативный способ формирования функции термокомпенсации заключается в использовании функциональных генераторов [65]. Способ основан на кусочно-линейной аппроксимации ТЧХ кварцевого резонатора. Схема компенсации содержит датчик температуры, источник опорного напряжения, блоки определения максимума и минимума, генератор управляемый напряжением, набор функциональных генераторов, формирующих 2 температурно- независимых напряжения различного уровня и три вида температурно-зависимых напряжения с различными линейными коэффициентами, определяющими наклон. На рисунке 1.18 представлена структурная схема формирователя компенсирующей функции.
Гибридный аналого-цифровой способ температурной компенсации
В этом режиме в начальный момент времени процессорное ядро совместимое с 8051 архитектурой устанавливает при помощи ЦАП 1, ЦАП 2, ЦАП З, ЦАП 4 значения полиномиальных коэффициентов, при помощи ЦАП 19 устанавливается постоянное смещение. После чего процессорное ядро производит отключение блока АЦП, компараторов с программируемыми порогами срабатывания, умножителей 8, 16 и переход процессорного ядра в режим малого энергопотребления.
На рисунок 2.11 приведены графики ТЧХ кварцевого резонатора, компенсирующие воздействия, формируемые полиномом четвертой степени и кубическим полиномом (для сравнения), ошибка компенсации.
На рисунке 2.11 полиномиальное компенсирующее воздействие показано сплошной линией для полинома четвертой степени (для сравнения компенсирующее воздействие, формируемое кубическим полиномом, показано штрих пунктирной линией серого цвета). Ошибка компенсации полиномом четвертой степени показана пунктирной линией (для сравнения ошибка компенсации кубическим полиномом показана сплошной линией серого цвета). Как видно из рисунка 2.11, ошибка компенсации полиномом четвертой степени не превышает 1 ррт.
В режиме гибридной компенсации кусочно-полиномиальной функцией процессорное ядро совместимое с 8051 архитектурой 17 (рисунок 2.8) производит определение текущей температуры при помощи блока АЦП 18, осуществляющего аналого-цифровое преобразование выходного сигнала датчика температуры 13. Затем, в соответствии с текущей температурой, процессорное ядро совместимое с 8051 архитектурой 17 производит программное конфигурирование порогов срабатывания компараторов 20, 21, определяющих границы температурных поддиапазонов, путем подачи соответствующего цифрового кода на встроенные в компараторы ЦАПы и установку соответствующих текущей температуре полиномиальных коэффициентов при помощи коэффициентных ЦАП 1, 2, 3, 4, после чего процессорное ядро уходит в режим ожидания с малым энергопотреблением. Умножитель 14 формирует квадратичный сигнал температуры, умножитель 15 формирует кубический сигнал температуры, умножитель 16 формирует сигнал температуры четвертой степени. Умножители 5, 6, 7, 8 формируют произведения сигналов температуры первого, второго, третьего, четвертого порядков с соответствующими полиномиальными коэффициентами. Сумматор 9 производит масштабирование и суммирование полиномиальных слагаемых, получаемых на выходах умножителей 5, 6, 7, 8. Сумматор 10 производит суммирование вырабатываемого в аналоговом синтезаторе термокомпен-сирующей функции с программно-конфигурируемыми полиномиальными коэффициентами 25 компенсирующего воздействия с постоянной составляющей или дополнительным компенсирующим воздействием, формируемым цифровой частью. ФНЧ 5 производит фильтрацию результирующего сигнала температурной компенсации, подаваемого на управляющий элемент ГУН 12, тем самым производя подстройку выходной частоты ГУН в соответствии с текущей температурой. При выходе температуры из заданного поддиапазона происходит срабатывание соответствующего компаратора, процессорное ядро совместимое с 8051 архитектурой 17 возвращается в рабочий режим и в соответствии с текущим температурным поддиапазоном производит переконфигурирование полиномиальных коэффициентов путем изменения данных на входах ЦАП 1, 2, 3, 4, устанавливает новые пороги срабатывания компараторов 20, 21, переходит в ждущий режим с пониженным энергопотреблением.
Суть этого способа заключается в том, что весь рабочий интервал температур разбивается на несколько подинтервалов, и в пределах каждого такого подинтервала производится аппроксимация компенсирующей функции полиномом четвертой степени:
Ширина конкретного температурного подинтервала зависит от погрешности аппроксимации «идеальной» компенсирующей функции. На рисунке 2.13 график ТЧХ кварцевого резонатора и результат работы кусочно-полиномиальной системы компенсации.
ТЧХ резонатора и результат работы кусочно-полиномиальной системы компенсации Как видно из рисунка 2.13, результирующая ТЧХ имеет малое отклонение от нуля. На рисунке 2.14 величина этого отклонения показана в большем масштабе, при этом можно заметить, что на границах температурных зон имеются области, в которых функции компенсации «перекрываются». Это позволяет использовать для переключения между интервалами не одно жестко заданное значение температуры, а некоторую зону значений. Поэтому, даже если температура резонатора колеблется вблизи такой границы температурных зон, переключение коэффициентов можно делать сравнительно редко. Ошибка под-держания частоты, обеспечиваемая этим способом, не превышает ± 0,9 10" .
Наиболее оптимальным является температурный интервал порядка 25 С, поскольку величина ошибки получаемая в этом случае, как показано на рисунке 2.14, не превышает ± 0,9 10" . При сужении температурного интервала наблюдается незначительное снижение ошибки, однако возрастают требования к умножителям и сумматорам синтезатора компенсирующей функции и учащается необходимость переконфигурирования полиномиальных коэффициентов с изменением температуры среды. В случае увеличения ширины температурного поддиапазона величина ошибки термокомпенсации существенно возрастает.
Дальнейшее увеличение стабильности частоты достижимо при использовании цифровой «декомпенсации», которая осуществляется путем формирования таблицы поправок на основании измерения ТЧХ уже компенсированного генератора. Точность поддержания частоты, получаемая при кусочно-полиномиальной функции термокомпенсации с дополнительной цифровой компенсацией, может достигать значения порядка (1... 5)10" .
Моделирование ГУН на основе генератора Пирса
Из выражений (3.1)...(3.3) видно, что при последовательном резонансе на частоту влияет только произведение LC, тогда, как при параллельном резонансе значительное влияние на частоту оказывает межэлектродная ёмкость кварцевого резонатора.
Одним из широко распространённых методов компенсации температурной зависимости выходной частоты кварцевого генератора является подключение кварцевого резонатора последовательно с конденсатором переменной ёмкости (рисунок 3.2).
Схема подстройки частоты кварцевого резонатора Подстройка ёмкости Cs позволяет изменять частоту последовательного резонанса кварцевого резонатора. Величина ёмкости конденсатора должна быть много больше ёмкости С.
Полное сопротивление цепи, содержащей кварцевый резонатор, включенный последовательно с конденсатором Cs может быть выражено: В результате приравнивания числителя выражения (3.4) к нулю можно получить частоту последовательного резонанса для цепи, изображенной на рисунке 3.2.
Генератор Пирса, основанный на КМОП инверторе (рисунок 1.10), является одной из наиболее часто применяемых схем. При разработке кварцевых генераторов (КГ) в интегральном исполнении возникает проблема осуществления перестройки частоты, ввиду отсутствия традиционных варикапов в широко распространенных технологических процессах.
Для реализации перестройки одним из вариантов является использование паразитной емкости МОП транзистора. Затвор МОП транзистора изолирован от канала подзатворным диэлектриком (окислом), обладающим емкостью на единицу площади [73, 130]. Наиболее значимая емкость транзистора между затвором и каналом С изменяется в зависимости от напряжений на выводах транзистора как по величине, так по распределению между тремя составляющими этой емкости CGCS, CGCD, CGCB (емкости затвор-исток, затвор-сток, затвор подложка). Рассмотрим емкостные параметры n-МОП и р-МОП транзисторов, изготавливаемых по 250 нм технологическим нормам (таблица 3.2).
Емкость затвора на единицу площади может быть определена CG = eox/tox, емкость затвор-канал С = WLCox, где W- ширина МОП транзистора, L - длина МОП транзистора, Сох - ёмкость подзатворного диэлектрика на единицу площади.
Для определения общей емкости затвора необходимо учитывать емкости перекрытия истока и стока CGS = CGD = WC0.
Результаты моделирования емкости затвора п-канального полевого транзистора представлены на рисунке 3.3. Из графика видно снижение емкости затвора при приближении напряжения затвор-исток UGS к пороговому напряжению ил. При величине UGS равной Uth наблюдается резкое изменение емкости затвора, обусловленное включением транзистора. Емкость затвора, пФ
Зависимость емкости затвора МОП транзистора, шириной 900 мкм и длиной 0,5 мкм, изготавливаемого в 250 нм техпроцесе, от напряжения затвор-исток Участок зависимости емкости затвора от напряжения UGS в режиме отсечки может быть использован для управления частотой генератора. Ёмкость затвора имеет нелинейную температурную зависимость, представленную для различных напряжений затвор-исток на рисунке 3.4 а, б.
Генератор состоит из трех инверторов P1-N3, P2-N4, P3-N5. Буферный каскад выполнен на дополнительном инверторе P4-N6. Подстройка частоты ГУНа осуществляется путем изменения емкостей затворов транзисторов N1, N2. Емкости СІ, С2 являются разделительными. Сопротивления Rl, R2 обеспечивают указанный выше режим работы транзисторов в отсечке.
По предварительным оценкам, генератор Пирса по схеме рисунка 3.5 за-нимает площадь около 0,09 мм .
Результаты анализа фазовых шумов при статистическом разбросе параметров транзисторов представлены на рисунке 3.6 а для напряжения питания 1,8 В и рисунке 3.6 б для напряжения питания 2,5 В. Рисунок 3.6 - Результаты анализа фазовых шумов генератора Пирса при статистическом разбросе параметров транзисторов На отстройке 1 кГц величина фазовых шумов составляет минус 146 дБ. На отстройке 10 кГц фазовые шумы составляют минус 153 дБ. При напряжении питания 1,8 В несколько итераций имею повышенный уровень фазовых шумов на отстройке порядка 1кГц.
Для интегрального исполнения часто используется схема дифференциального кварцевого генератора, основанная на двух усилительных каскадах, охваченных перекрестными положительными обратными связями. Схема типового дифференциального генератора показана на рисунке 3.8.
Перестройка рассматриваемых генераторов возможна путем изменения величины тока источников II, 12 или же изменением величины нагрузочных емкостей, подключаемых к выходам генератора. Величина тока источников тока, реализованных на п-канальных МДП транзисторах может изменяться путем изменения приложенного к затвору напряжения в интервале 200...300 мВ, при этом изменение частоты составит порядка 1000 ррт. Способ изменения частоты выходного сигнала, основанный на изменении емкости затвора полевого транзистора в области отсечки связан с проблемой большой начальной емкости затвора, составляющей порядка 200 % от всего диапазона изменения емкости. В итоге схема оказывается перегруженной и не возбуждается. Замена резисторов Rl, R2 активной транзисторной нагрузкой позволяет повысить амплитуду выходного сигнала и снизить уровень фазовых шумов выходного сигнала. На рисунке 3.9 представлены результаты анализа фазовых шумов дифференциального генератора при напряжениях питания 1,8 В (рисунок 3.9 а) и при напряжении питания 2,5 В (рисунок 3.9 б). 10kHz, -150dBc/Hz
Анализ и разработка МЭМС генератора на ТИОУ методами компьютерного моделирования
Микроэлектромеханические системы (МЭМС) резонаторы являются чрезвычайно перспективными элементами для повышения степени интеграции, уменьшения габаритных размеров и стоимости различных систем передачи и преобразования информации. Электростатическое перемещение является наиболее удобным и распространенным способом электро-механического преобразования колебаний МЭМС резонатора. Для осуществления электромеханического преобразования между подвижным телом резонатора и статическим электродом прикладывается напряжение смещения. Перемещение МЭМС резонатора модулирует величину ёмкости зазора между резонатором и электродом, тем самым создавая токовый выходной сигнал:
МЭМС резонаторы обладают большой добротностью, превышающей 1000 единиц. Диапазон частот, в котором работают МЭМС резонаторы простирается от единиц кГц до единиц ГГц [125]. Среди микромеханических резонаторов резонаторы с емкостной связью до сих пор демонстрируют самые высокие показатели добротности и высокочастотное, что объясняется применением более качественных конструктивных материалов, меньшими потерями, возможностью подстройки [119, 153], совместимостью с процессами производства полупроводниковых микросхем. Одним из самых распространенных типов ре 103 зонаторов является резонатор балка зафиксированная по краям [81]. Микрофотография которого приведена на рисунке 4.1.
Микрофотография резонатора балки с закрепленными краями Резонатор обладает добротностью порядка 8000 единиц в вакууме. Резонансная частота 10 МГц. Ввиду типа колебаний (изгиб) частотный диапазон ограничен (на частоте 70 МГц добротность составляет 300 единиц). Последовательное сопротивление порядка 5 кОм.
Путем масштабирования резонатор может изготавливаться на определенную частоту из диапазона 10...200 МГц при величине добротности порядка 30000 единиц в вакууме, которая не изменяется в указанном диапазоне частот. Величина последовательного сопротивления составляет порядка 5 кОм.
С точки зрения построения генераторов с малым уровнем фазовых шумов предпочтительнее использование резонаторов, обладающих большими величинами добротности. Наиболее подходящим типом МЭМС резонаторов для такого класса генераторов является дисковый резонатор «рюмка» [78].
Резонансная частота дискового резонатора составляет 62 МГц при добротности в вакууме 161000 единиц. Величина последовательного сопротивления составляет порядка 5 кОм. Резонатор прикрепляется якорями к подложке в четырех квазинеподвижных точках по периметру резонатора, благодаря чему обеспечиваются сверхмалые потери и достигается высокое значение добротности. Величина зазора между резонатором и электродами составляет 100 ангстрем.
Последующие расчеты и моделирование генератора будет основываться на параметрах резонатора закрепленная балка частотой 10 МГц.
Терминалы 1 и 2 являются входным и выходным портами резонатора, терминалы 3 и 4 Cs - емкостная связь между электродами. LmCmRm применяются для заземления резонатора. Cgapl и Cgap2 - емкости зазоров между резонаторами и электродами. Cpl, Ср2 - емкости между подложкой и электродами, через слой оксида кремния. КНИ - кремний на изо 106 ляторе. - эквивалент резонатора.
МЭМС резонатор характеризуются малыми величинами выходного тока, зачастую лежащими в нано-амперном диапазоне, что вызвано ограничениями величин напряжения смещения, механического перемещения резонатора и достижимых величин ёмкости зазора. Как следствие, необходимо применение усилителей, обладающих большим коэффициентом усиления и малым уровнем приведенного к входу шумов.
Передаточная функция трансимпедансного усилителя (ТИОУ) представляет собой зависимость выходного напряжения от входного тока и имеет размерность сопротивления.
Схема усилителя, имеющего входную ёмкость Свх и частотную характеристику с одним полюсом и коэффициентом усиления по постоянному току много больше единицы [126,135,140], показана на рисунке 4.6.
Из выражения (4.4) следует, что увеличение сопротивления обратной связи Roc приводит к уменьшению токовых шумов, однако малые значения Roc увеличивают стабильность замкнутой системы и полосу пропускания. Трансимпедансный усилитель, содержащий ОУ с ёмкостной обратной связью, устраняет вклад шумов, обусловленный резистивной обратной связью, однако дополнительный фазовый сдвиг в 90 градусов требует фазовой коррекции в последующих каскадах [95,152].
Схемы, традиционно используемые для возбуждения кварцевых резонаторов, как, например, схема генератора Пирса (рисунок 4.8), позволяющая получить малый уровень шумов выходного сигнала, зачастую не обеспечивают необходимого коэффициента усиления, необходимого для работы с МЭМС резонаторами.
Как видно из рисунка 4.9,ввиду большего сопротивления Rm, величиной в сотни и тысячи Ом, характерного для МЭМС резонаторов, типовые схемы генераторов, применяемые для построения генераторов на основе кварцевых резонаторов, величина сопротивления Rm для которых составляет единицы и десятки Ом, не обеспечивают требуемого усиления для компенсирования рассеиваемой в резонаторе мощности.
Анализ и разработка МЭМС генератора на ТИОУ методами компьютерного моделирования
Возбуждение незатухающих колебаний в МЭМС резонаторе сопряжено с использованием усилителей с большим коэффициентом усиления [115,130], позволяющих обеспечивать компенсацию потерь в резонаторе.
Блок исд [55, 56, 74, 9Сформирует напряжение середины диапазона выходного напряжения трансимпедансного усилителя. Блок Uon формирует постоянное напряжение смещения неинвертирующего входа усилителя. Блок UCM формирует постоянное напряжение смещения для МЭМС резонатора. Для проведения анализа во временной области были установлены начальные условия, отметим, что вместо начальных условий возможно применение импульсного воздействия или включения питания в момент времени, отличный от нуля. Однако указанные методы непригодны для проведения серии анализов Periodic steady state (PSS), при котором система воспринимает источники импульсного воздействия в качестве источников исследуемого сигнала.
