Содержание к диссертации
Введение
1. Анализ влияния реализационных погрешностей на помехоустойчивость фазовых модемов
1.1. Классификация структурных схем фазовых манипуляторов и фазовых детекторов
1.2. Влияние ограниченных помех на помехоустойчивость .
1.3. Влияние искажения системы сигналов на помехоустойчивость
1.4. Характеристики перемнопителей 46
1.5. Влияние характеристик перемножителей модулятора на помехоустойчивость
1.6. Влияние характеристик переішожителей демодулятора на помехоустойчивость
1.7. Влияние глубокого ограничения сигнала на входе когерентного фазового детектора на помехоустойчивост
2. Исследование и синтез аналоговых и дискретных узлов модемов
2.1. Основы теории квазиперемножителей
2.2. Разработка фазового детектора высокоскоростного модема
2.3. Синтез регулярных схем дифференциальных ко- деров и декодеров
2.4. Разработка дискретного компенсатора межсимвольных помех
2.5. Методика настройки полиномиальных фильтров метрового диапазона
3. Аналоговое моделирование высокоскоростных модемов
3.1. Основные параметры аналоговой модели высокоскоростных модемов
3.2. Множительно-делительные устройства аналоговой модели высокоскоростного модема
3.3. Результаты аналогового моделирования высокоскоростных модемов 193
3.4. Выводы
4. Разрабожа, реализация, исследование высокоскорост ного модема
4.1. Требования технического задания
4.2. Разработка модулятора
4.3. Разработка демодулятора
4.4. Экспериментальные исследования модема .
Заключение
Список использованных источников
- Влияние ограниченных помех на помехоустойчивость
- Разработка фазового детектора высокоскоростного модема
- Множительно-делительные устройства аналоговой модели высокоскоростного модема
- Разработка модулятора
Введение к работе
Увеличение объема передаваемой информации является непре -меннкм условием развития цивилизации и культуры; этот факт находит отражение в основных направлениях экономического и социального развития СССР на 1981-85 годы и на период до 1990 года. Широкое внедрение вычислительной техшки в научные исследования, в процессы производства и проектирования требуют передачи больших потоков информации .в цифровой форме; господствующие в настоящее время тенденции "цифрязации" аналоговых источников сообщения (телефон, радиовещание, телевидение) таюке делают актуальной проблему повышения эффективности такого ванного узла систем связи, как модемы.
К основным задачам теории и практики модемов для передачи дискретной информации по каналам связи относятся: увеличение абсолютной скорости передачи информации при сохранении относитель ной скорости; увеличение относительной скорости; повышение достоверности. Естественно, что все эти задачи должны решаться с учетом экономических факторов, которые связаны с простотой и технологичностью проектируемых устройств.
Первая из названных выше задач требует создания аппаратуры, работающей на высоких частотах (до сотен мегагерц). Вторая предусматривает разработку многопозиционных модемов, а третья -разработку сложных методов формирования и обработки сигналов.
Повышение эффективности систем связи, так же как и любых технических систем, возможно двумя путями: алгоритмическим и реализационным. Между этими подходами существует сложное взаимодействие. С одной стороны, разработка новых эффективных алго 5
ритмов требует, как правило, реализации сложных устройств, а с другой стороны, расширение реализационных возможностей стимулирует разработку новых алгоритмов. Вообще, жизненность того или иного нового алгоритма доказывается, в конечном счете, только реализацией и испытанием в рабочих условиях. Повышение эффективности за счет лучшей реализации остается актуальным и в рамках "старых" алгоритмов, так как стоимости каналов связи значительно превышают стоимость оконечного оборудования.
При реализации заданного оптимального алгоритма возникают три основные проблемы: какими точностными характеристиками должны обладать узлы, реализующие алгоритм, для того, чтобы качество работы модема было бы не хуже заданного; как добиться того, чтобы эти точностные характеристики имели место; как сделать узлы максимально простыми и технологичными при сохранении требуемых точностных характеристик.
Следует отметить, что цифровые реализации, по существу, снимают вторую из перечисленных проблем и переводят третью в сферу цифровой вычислительной техники. Безусловно, цифровые реализации являются перспективными, и области их использования будут расширяться. Шесте с тем, полный переход на цифровые реализации в технике модемов в настоящее время и в достаточно далекой перспективе вряд ли возможен. Это объясняется несколькими обстоятельствами. Во-первых, полностью цифровые реализации проигрывают аналоговым по быстродействию. Во-вторых, сложность цифровых реализаций некоторых узлов при заданной точности превышает сложность аналоговых реализаций. В-третьих, на высоких частотах потребление энергии цифровыми узлами значительно выше, нежели аналоговыми. Указанные обстоятельства приводят к тому, что за исключением сравнительно низкоскоростных систем, где возможны чисто цифровые реализации, современные модемы являются гибридными системами, включающими в себя аналоговые, дискретные и цифровые элементы. Доля элементов каждого типа зависит от конкретных условий и меняется с развитием элементного базиса. Не касаясь чисто цифровых реализаций, в настоящей .диссертационной работе рассматриваются как аналоговые, так и дискретные узлы.
Решение первой из проблем требует установления связи между характеристиками качества работы модема и точностными параметрами составляющих его узлов. В известной технической литературе подробно изучены некоторые важные вопросы, связанные с влиянием отдельных узлов и качеетвом реализаций на помехоустойчивость модемов /I...29/. Наиболее подробно изучалось влияние систем синхронизации, характеристик фильтров, точности и стабильности фазы опорного колебания. Шесте с тем, влияние характеристик перемнокителей, которые составляют основу модуляторов и демодуляторов, исследовалось сравнительно мало /I/. Расчеты подобного рода в общем виде чрезвычайно трудны. В последнее время появились работы, в которых используются методы цифрового моделирования /11,25/. .В тех случаях, когда в состав модели включаются инерционные элементы (фильтры), вреїш расчета каждой точки может быть значительным. Это приводит к тому, что моделирование модема при малых вероятностях : ошибки методом Монте-Карло невозможно из-за большого времени счета. Обычно моделируют лишь прохождение сигнала, а влияние помех оценивается аналитически. Этот прием возможен лишь в тех случаях, когда весь тракт обработки сигнала является линейным или близким к линейному.
Представляется, что наряду с цифровым моделированием, перспективным является и аналоговое моделирование модемов. Аналоговые модели ближе к реальным устройствам и позволяют более полно отразить их особенности.
Разработка аналоговых перемножителей для реализации модемов также актуальна, ввиду того, что выпускаете в настоящее время пе-рємнош ітели не позволяют решить некоторые важные реализационные задачи. К числу этих задач прежде всего относятся: построение высококачественных манипуляторов и фазовых детекторов, обеспечивающих возможность принятия "мягких"решений, при высоких скоростях передачи (десятки-сотни Мбит/с) и относительно широкополосном сигнале (относительная полоса - десятки процентов); реализация устройств аналогового моделирования с гарантированной точностью.
В настоящее время имеется тенденция к все возрастающему применению дискретных интегральных микросхем для реализации аппаратуры связи, что связано с их известными преимуществами (стабильность, технологичность) по сравнению с аналоговыми /30...34/.
Если исключить Чисто цифровые реализации, то уменьшение количества аналоговых элементов возможно путем создания таких реализационных алгоритмов, в которых по возможности раньше осуществляется переход к логической обработке.
Переход к многопозиционным (многократным) системам приводит к быстрому росту сложности логических узлов модемов. Ввиду того, что в настоящее время наиболее распространены двух- и четнрехпо-зиционные системы сигналов, вопросы рациональной реализации логических узлов многопозиционных модемов в известной литературе освещены мало.
Такім образом, в настоящей диссертационной работе рассмотрены следующие группы вопросов: влияние точности реализации отдельных узлов на помехоустойчивость модемов; исследование и синтез узлов, обеспечивающих возможность уменьшения энергетических потерь и улучшения конструктивно-технологических показателей фазовых модемов; разработка, реализация и экспериментальное исследование высокоскоростных модемов.
В результате исследований вышеперечисленных групп вопросов получены следующие основные научные результаты.
Исследовано влияние характеристик перемножителей на помехоустойчивость многократных модемов; получены аналитические зависимости реализационных энергетических потерь фазовых модемов от погрешностей реализации перемножителей.
Исследовано влияние глубокого ограничения входного сигнала демодулятора на помехоустойчивость когерентных демодуляторов и на этой основе оценена возмоішость замены аналоговых перемножите-л е й ди с кре тннми.
Разработан метод синтеза дифференциальных кодирующих и декодирующих устройств модемов с фазоразностной манипуляцией, обеспечивающий регулярность построения и простоту схем при различных кратностях манипуляции.
Разработан метод рациональной настройки полиномиальных фильтров метрового диапазона волн.
Исследован разработанный дискретный компенсатор межсимвольных помех и дана оценка его эффективности.
Развиты методы синтеза перемножителей и разработаны широкополосные перемножители высокоскоростных модемов, а также прецизионные перемнокители и делители для аналогового моделирования высокоскоростных модемов.
На базе этих результатов на защиту выносятся следующие основные положения:
I. Погрешности реальных перемножителей: смещение нуля, прямое прохождение сигналов, нелинейные искажения являются основными причинами реализационных энергетических потерь в сигнальном ,тракте шогократных фазовых модемов, причем степень влияния этих погреностеи сильно растет с увеличением кратности манипуляции и
зависит от типа структурной схемы манипулятора и фазового детектора; нечетные составляющие характеристик фазового детектора сохраняют противоположность и ортогональность принимаемых сигналов, четные же составляющие в ряде случаев могут переводить один сигнал в другой и, следовательно, вносят больший вклад в снижение помехоустойчивости.
2. На основе разложения функции многих переменных в сумму функций, каждая из которых четна или нечетна по каждой из переменных, разработаны методы синтеза устройств, обладающих свойством нечетности по кадлой из переменных; в диссертации эти устройства названы квазиперемногштелями. Применение предложенного метода синтеза квазиперемножителей в сочетании с согласованием симметрирующих широкополосных трансформаторов на линиях передачи с помощью развязки их от нелинейных элементов сумлирующими высокочастотными усилителями позволило синтезировать широкополосный двойной звездный фазовый детектор.
3. Переход к двоичному представлению номера варианта сигнала и номера варианта информационного вектора позволил синтезировать дифференциальный кодер и декодер с регулярной структурой при произвольной кратности манипуляции, в которых операция кодирования (декодирования) сводится к сложению (вычитанию) по модулю позиционности сигнала; этим обеспечена минимизация по сравнению с известными схемами, числа элементов кодера и декодера. Синтезированное устройство защищено авторским свидетельством.
4. Использование многопорогового решающего устройства, в котором выбор номера порогового устройства определяется значениями соседних сшлволов, позволил синтезировать высокоскоростное решающее устройство с компенсацией межсимвольных помех без применения ана-ловоговых операций.
5. Метод настройки полиномиальных фильтров метрового диапазона по нулям и полюсам входного сопротивления позвенно наращиваемого фильтра в режимах холостого хода и короткого замыкания ослабляет влияние подсоединяемых приборов и исключает ите-рационность процесса настройки.
Влияние ограниченных помех на помехоустойчивость
. Обычно реализационные погрешности характеризуется энергетическим проигрышем Д.Н , т.е. дополнительным увеличением отношения сигнал/шум, необходимым для достижения вероятности ошибки, соответствующей идеальной реализации. На рис Д. 7 приведен пример; идеальной и реальной кривых швехоустойчивости (кривые I и 2), а на рисЛ.8 - зависимость энергетического проигрыша от отношения сигнал/шум. На рис Л.7 и 1.8 использованы, следующие обозначения: р — вероятность ошибки приема двоичного еимволаг h 40 9 / 0 - отношение энергии сигнала к односторонней спектральной плотности мощности шума.
Энергетический проигрыш определяется соотношениемгде Л h (р)- энергетический проигрыш реализации как. функция: вероятности ошибки? $ (?) $ (р) функции, обратные зависимостям вероятности ошибки от отношения сигнал/шум purfu(h ) и рр= ip(h); индексы и и р обозначают идеальную (потенциальную) и реальную зависимости»
Погрешности реализации, характеризуемые энергетическим проигрышем, можно интерпретировать двояко С одной стороны, можно считать, что реализационные потери приводят к появлению дополнительного шума, а с. другой - что они приводят к уменьшению сигнала. Представляется, что вторая интерпретация, более адекватна, так как статистические свойства дополнительных помех, вызванных погрешностями реализации, сильно отличаются от статистических свойств помех в канале Одним из главных: отличий является существенная ограниченность лгновеяных значений реализационных помех.Ійгдем считать, что в результате неидеальяой реализации одного или нескольких узлов в момент принятия решения к отсчету идеальной реализации d ц добавляется реализационная помеха Д q Цредполо-жим, что Act распределена симметрично и статистическая зависимость между вариантом сигнала и До, отсутствует. %дем называть такуй помеху независимой симметричной реализационной помехой. Заметим, что подобная ситуация не является единственной:, но она хорошо описывает влияние межсимвольных помех, наводок, паразитных прохождений сигналов, и т.д.
Оценим влияние ограниченных симметричных реализационных помех на помехоустойчивость для случая двух противоположных сигналов, нормального аддитивного шума, линейного когерентного демодулятора.
Вероятность ошибки двоичного символа в этом случае определяется выражением /42/Q - величина отсчета сигнала на входе решающего устройства; б - дисперсия шума на входе решающего устройства.
Возможны две равновероятных ситуации: в одной из них на входе решающего устройства имеет место сигнал (Q+ Да. )t в другой -(а -Да) , г.е» в половине случаев получим В таблице I.I и на рисі.9 представлены значения вероятностей ошисїси ддя различных значений Ь ц и 6 , на рис.1.10 и в таблице 1.2 приведена: значения реализационных энергетических потерь при различных р Шк видно из рис.1.9, энергетические потери растут с ростом $ , что является естественным. Более интересен факт увеличения энергетических потерь с ростом h 4 (с уменьшением р ). Зизи-ческж это обстоятельство модно объяснить следующим образом Симметричная помеха (при равновероятных сигналах) в половине случаев уменьшает отсчет, а в половине случаев увеличивает. Ввиду нелинейного характера зависимости вероятности ошибки от h/j , уменьшение этой вероятности ж благоприятных случаях не компенсирует ее увеличение в неблагоприятных. При малых: h (при больших вероятностях ошибок) ход кривой р (h,) близок к линейному и эффект компенсации, имеет место.
Таким образом, можно сделать следующий важный вывод (носящий, правда, качественный характер). Ограниченная симметричная помеха мало сказывается на помехоустойчивости линейных демодуляторов при больших вероятностях ошибок. Однако с ростом отношения сигнал/шум энергетические потери реальных демодуляторов должны расти; многочисленные эксперименты подтверждают этот факт. При малых вероятностях ошибок помехоустойчивость определяется только неблагоприятными случаями. ЕЯЙЯШЇЄ ограниченной симметричной реализационной помехи на помехоустойчивость при когерентном приеме противоположных сигналов
Разработка фазового детектора высокоскоростного модема
Когерентный фазовый детектор (КФД) современных высокоскоростных модемов характеризуется сравнительно низким абсолютным значением частоты опорного колебания { Q = 70 МГц, большой широкополосностью входного сигнала Д j/f . 0,5 и широким спек тром выходного сигнала (0...20 МГц) при кратности манипуляции \ =2. В качестве примера можно привести К$Д модема системы спутниковой связи с многостанционным доступом и временным уплотнением /25,38/ для передачи сигналов многоканальной телефонии в цифровой форме со следующими параметрами $ = 70 МГц, Aj = 36... ...40 МГц, к =2, R = 40,96 Мбит/с.
Увеличение скорости передачи до 60 Мбит/с возможно без изменения j" , AJ и 1 . Дальнейшее же увеличение скорости передачи требует либо увеличения кратности манипуляции, либо увеличения , и Aj , либо всех этих параметров. Так, например, для приема сигналов с РМ со скоростью 120 Мбит/с при Ц =2 требуется увеличить значение промежуточной частоты до j = 140 МГц и обеспечить полосу пропускания Aj=Q0 МГц. При этом спектр выходного сигнала КЩЦ простирается до 40 МГц, т.е. требуется широкополосное согласование и на выходе КЩЦ.
Наряду с перечисленными частотными характеристиками КЩЦ и погрешностями входящих в его состав перемножителей (см. раздел I) при проектировании КЩЦ необходимо учитывать, что к полезному сигналу а._ на входе решающего устройства добавляется помеха, вызванная работой цифровых устройств демодулятора, с которыми непосредственно стыкуется КЩЦ. Эта помеха Леї- не зависит от уровней сигнала и опорного колебания на входе КЩЦ, а определяется только параметрами цифровых микросхем; ее также можно отнести к классу ограниченных симметричных. Оценку сверху вносимых этой помехой потерь можно получить по (1.7), считая величину помехи постоянной и равной максимальному значению Дат . Значение АОт при использовании в цифровой части демодулятора интегральных микросхем (ИГЛС) с ЭСЛ серии 500 получено экспериментально и составляет атах= мВ# В 58// пРивеДено такое же значение Да для ЕСЭВМ, выполненных на ИМС серии 500.
Единственным способом снижения энергетических потерь, вызванных указанной помехой, является увеличение полезного сигнала, образованного КЩЦ.
В таблице 2.1 приведены оценки сверху значений энергетичес
ких потерь, вызванных помехой Да =30 мВ, при различных зна г шоу чениях сигнала DT при вероятности ошибок р = 10" . Оценки получены по (1.7), графикам рис. 1.9 и 1.10 и табл. 1.2. Таким образом, чтобы потери от цифровых ИМС не превышали 0,5 дБ, выходной сигнал КФД должен быть не менее 0,5 В.
Наличие большого уровня выходного сигнала (Q т 500 мВ), значительно превышающего уровень помех (Да/а = 0,05) делает возможным квантование сигнала по уровню, т.е. позволяет принимать решение не только о знаке сигнала ("жесткое" решение), но и о его величине с помощью аналого-цифрового преобразования ("мягкое" решение). Принятие "мягких" решений позволяет использовать аналоговые методы декодирования сигналов.
Таким образом, перспективным следует считать КФД, имеющий малые энергетические потери ( ЛК, 0,5 дБ), допускающий вьзнесе ниє "мягких" решений и перекрывающий диапазон частот по входу от 50 до 180 МГц для обеспечения работы на J0 = 70 МГц и jQ = = 140 МГц и диапазон частот по выходу от 0 до 40 МГц.2.2.2. Проведем краткий обзор известных схем высокочастотных перемножителей. Поскольку к перемножителям КФД предъявляются требования по качеству их работы, будем рассматривать только двойные балансные схемы. К высокочастотным перемножителям с диапазоном частот входных сигналов не менее десятка мегагерц в настоящее время относятся, во-первых, диодные схемы с широкополос-ными трансформаторами на линиях /54/, во-вторых, перемножители на биполярных транзисторах с перекрестными коллекторными связями дифференциальных транзисторных пар с управляемой эмиттерным током крутизной передачи транзисторов.
Диодные перемножители известны с 30-х годов в виде кольцевого двойного балансного модулятора. Наличие высокочастотных смесительных и импульсных диодов, выпускаемых промышленностью серийно; высокий уровень технологии их изготовления, позволяющий подобрать четверку диодов с близкими параметрами; отсутствие смещения нуля, поскольку схема пассивная, возможность получения высокого уровня выходного напряжения позволяют считать диодные схемы перспективными.
Перемножители сигналов с управляемой крутизной требуют высокой идентичности параметров транзисторов; это требование хорошо выполняется при изготовлении перемножителей в виде полупроводниковых микросхем. Примером могут служить серийные ИМС К526ПСІ, КІ74ПСІ. Характерной особенностью этих схем является дифференциальный выход, наличие постоянного уровня выходного напряжения -единицы вольт и малое значение коллекторного тока транзисторов Хс I мА, а следовательно, и его приращения.
Эти особенности обуславливают основной режим работы интег ральных перемножителей сигналов в качестве смесителей, когда нагрузкой является колебательный контур, дифференциально включенный в выходные коллекторные цепи. Высокое эквивалентное сопротивление контура на.резонансной частоте обеспечивает высокий коэффициент преобразования перемножителя, а постоянные составляющие коллекторных токов и напряжений снимаются при трансформаторном включении контура.
Режим фазового детектирования ИМС аналоговых перемножителей также возможен, но с некоторыми ограничениями. Если в коллекторных цепях используются высокоомные резисторы (R = I кОм), то полезная составляющая выходного сигнала имеет величину порядка 500 мВ, т.е. намного превышает величину температурного дрейфа. В этом случае снятие постоянной составляющей выходного напряжения, обусловленной режимом работы, легко осуществить с помощью дифференциального операционного усилителя. Наличие высокоомных коллекторных резисторов, шунтированных монтажными емкостями, и операционного усилителя ограничивает верхнее значение полосы частот выходного сигнала величиной в десятки-сотни килогерц. Снижение величины коллекторного резистора до 75...50 Од сопровождается снижением величины выходного сигнала до 50 мВ и ниже, она становится сравнимой как с величиной помехи от цифровых микросхем, так и с величиной смещения нуля, вызванной разбалансом микросхемы при изменении температуры. По этой причине интегральные аналоговые перемножители указанных типов не могут быть использованы в качестве фазовых детекторов высокоскоростных модемов.
В настоящее время известны две разновидности диодных двойных балансных модуляторов: кольцевые схемы и звездные схемы.
Кольцевые двойные балансные диодные модуляторы хорошо изучены, см., например, /56/. Отметим, что частотные свойства выходной цепи классической кольцевой схемы в режиме КФД ограничиваются на
Множительно-делительные устройства аналоговой модели высокоскоростного модема
. В последнее время появляются алгоритмы обработки сигналов, включающие в себя операцию деления. Ввиду нелинейности этой операции становится важной задача исследования этих алгоритмов на модели.
Тесная связь делительных устройств с множительными, как устройств с взаимно обратными операциями, находит свое отражение в некоторой общности их проектирования.
В данном подразделе приводятся результаты разработки множительного и делительного устройств параметрического типа.
В /45/ описан метод синтеза функциональных преобразователей в общем случае в базисе Управляемые усилители и постоянные резисторы; во многих частных случаях этот метод не дает минимального числа активных элементов - операционных усилителей. Ниже приведен синтез аналоговых множительного и делительного устройств в базисе R ,р , ДОУ, где ft - постоянные резисторы, р - управляемые резисторы, ДОУ - дифференциальные операционные усилители. В основе синтезируемых аналоговых множительного и делительного устройств (АМУ) и (ДЦУ) лежит принцип управления коэффициентом передачи схемы с операционным усилителем путем изменения проводимости канала полевого транзистора (ПТ) /76-80/.
Функциональный преобразователь (Ш) (рис.3.1) параметрического типа описывается функцией передачи Т.
Для того чтобы Ш выполнял операцию перемножения напряжений U и Uy, необходимо выполнение условия В области звуковых частот в качестве резистора, управляемого напряжением, удобно использовать полевой транзистор (ПТ). Известно, что проводимость канала ПТ нелинейна, однако она легко линеаризуется подачей половины напряжения иСи на затвор /81/, что иллюстрирует рис.3.2.
В первом приближении проводимость G-и канала ПТ с управляющим рп -переходом, изготовленного методом диффузии, работающего в омической области с линеаризованной характеристикой, является линейной функцией /45/ управляющего напряжения Цупр.а омическая область определяется неравенствамигде &0 - проводимость канала ПТ при ицпр = 0»иС1д- 0 , при температуре t - X ;СІ - температурный коэффициент проводимости канала;U0- напряжение отсечки;IL - напряжение на канале.
Характеристика управления &си= f(uynp) реальных ПТ в зависимости от технологии их изготовления могут несколько отличаться от линейной в ту или другую сторону. В этом случае ее удобно аппроксимировать билинейной функцией (рис.3.3)ft - нормированный коэффициент, характеризующий нелинейность управляющей характеристики.
При Г\ -=- 0 характеристика управления линейна (3.4); при П 0 вогнута; при П 0 выпукла. Если характеристика управления вогнута, то ее молено привести к линейной с помощью последовательно соединенного резистора, проводимость которого равна G- &0 /п » при этом
Если характеристика управления выпукла, то линеаризация ее возможна только с помощью положительной обратной связи, т.е. в схеме с активным элементом. Назовем динамическим диапазоном ПТ (Ъ п_) отношение максимальной проводимости канала к минимальнойгде &тах и тСп определяются величинами CJ ijnp. mox и U упр, rnin с yqeT0M запасов ц и U на краях диапазона изменения управляющего напряжения (рис. 3.4).
Проанализируем коэффициент передачи дифференциального операционного усилителя в схеме общего вида (рис. 3.5). На рис. 3.б приведен его сигнальный граф. Полагая параметры операционного усилителя идеальными по формуле Мэзона /82/ получаем выра жение для коэффициента передачигде 6; - проводимости соответствующих резисторов. Отметим, что каждому элементу в числителе (3.9) соответствует некоторый элемент в знаменателе, а именно: 6 Gg , ""G 5" 6 "
Указанная симметричность выражения (3.9) позволяет, во-первых, осуществить термокомпенсацию коэффициента передачи, вызванную изменением G; , и, во-вторых, синтезировать на базе этой схемы как множительное, так и делительное устройство.
Очевидно, что частичная или полная термокомпенсация возможна, если указанные пары резисторов имеют одинаковую температурную зависимость.
Заменим резисторы R и R полевыми транзисторами VІ ИУ2 (рис. 3.7), кроме того, для обеспечения равенства проводимостей, подключенных ко входам операционного усилителя параллельно каналам ПТ, включим уравнивающие резисторы R. и К, , причемгде С0 - напряжение смещения;С0 G - коэффициенты суммирования; Uy - входное управляющее напряжение.Рассмотрим синтез аналогового множительного устройства для трех случаев Г\гО ,П 0 , П GСлучай П = 0 - характеристика управления ПТ линейна. Подставив (ЗЛО) в (З.б) при 6=0 получим
Разработка модулятора
Основным моментом проектирования фазового модулятора является выбор типа манипулятора и его исполнение. Несомненно, наиболее привлекательным является ІУ тип (см. I.I), так как он предусматривает выполнение манипулятора целиком на логических интегральных микросхемах. Однако применить ІУ тип манипулятора в двухкратном модеме на промежуточной частоте 70 МГц не удается из-за недостатка быстродействия синхронных счетчиков-делителей известных серий ИМС. (Период частоты 280 МГц составляет 3,57 не, а время задержки при переключении триггера K500TM23I - 4 не).
Среди оставшихся трех типов наилучшими качественными показателями обладает манипулятор I типа, так как имеет наименьшую величину синусоидальной паразитной составляющей сигнала, вызванной прямым прохождением опорных сигналов через ключевые перемножители (см. 1.5). Кроме того, большая часть схемы манипулятора охватывается одной микросхемой К500Щ64, если вместо синусоидальных сигналов использовать меандры. Присущие меандру нечетные гармоники в манипулированном сигнале устраняется выходным фильтром. Ввиду указанных преимуществ выбираем фазовый манипулятор типа I.
На рис. 4.2 приведена функциональная схема модулятора, на ней пунктиром обведена та часть манипулятора, которая охватывается микросхемой К500ВДІ64. Формирователь четырех исходных меандров со сдвигом в четверть периода промежуточной частоты (т.е. ді= 3,57 не) удобно выполнять в виде линий задержки на отрезках коаксиального кабеля с учетом задержки в развязывающих микросхемах; отрезки коаксиального кабеля допустимо заменить однозвенны-ми R0-цепями, в этом случае имеется возможность подстройки фазовых соотношений сигналов изменением емкости конденсаторов. В качестве задающего генератора промежуточной частоты можно использовать любой генератор с кварцевой стабилизацией частоты. Выходное колебание кварцевого генератора должно быть согласовано по уровням с интегральными микросхемами формирователя фаз, поэтому целесообразно выполнять схему генератора на микросхеме этой же серии.
При проектировании дифференциального кодера модулятора желательно минимизировать количество корпусов микросхем и количество соединений между ними для повышения экономичности и надежности всей схемы. Этому условию удовлетворяют решения, приведенные в подразделе 2.3. В соответствии с 2.3 дифференциальный кодер содержит (см. рис. 4.2) входной приемный регистр (RC,), преобразователь кода Грея в натуральный двоичный код (= 1 ), сумматор (М) по модулю 4, выходной регистр хранения (R62) .
Микросхема мультиплексора (MX) К500ИДІ64, используемая в качестве манипулятора, управляется натуральным двоичным кодом, поэтому выходы RG и входы MX соединены непосредственно.
Отключение дифференциального кодирования в режиме М производится подачей на вторые входы сумматора логических нулей.
Основным узлом информационного тракта демодулятора является когерентный фазовый детектор (КФД). В случае использования двухкратной манипуляции выбор типа КФД не встречает особых затруднений и обуславливается следующими факторами. Наиболее слоя-ной частью КФД являются аналоговые перемножители.
Двукратные КФД типов П, Ш и ІУ содержат по два перемножителя, тогда как КФД типа I содержат 4 перемножителя. ШД типа ІУ содержит удвоитель частоты. Тип П в общем случае может давать 4 варианта проекций на опорные колебания. НЗЩ типа Ш имеет только два значения проекций при нулевом пороге, поэтому он является предпочтительным.
На рис. 4.3 приведена функциональная схема разрабатываемого модулятора. Выходной код на выходе поэлементного решающего устройства есть двухразрядный двоичный код Либау-Крейга. Для осуществления приема "в целом" (в режиме работы с декодером) на выходе фазового детектора необходимо подключить аналого-цифровой преобразователь (АЦП), определяющий не только знак, но и величину соответствующей корреляционной функции. Количество двоичных разрядов АЦП определяется свойствами используемого кода и в данном случае равно трем.
Необходимость принятия "мягкого" решения для приема "в целом" требует достоверного определения не только знака произведения, но и его величины, что оказывается возможным, когда величина сигнала на выходе фазового детектора при отсутствии шумов канала значительно превышает величину аппаратурных помех. Как показано в 2.2, этим требованиям удовлетворяет лишь двойная балансная схема, использующая в качестве нелинейных элементов полупроводниковые диоды.
